專利名稱：：Dtmb系統(tǒng)抑制長回波和高多普勒的信道估計和均衡方法
技術領域：
：本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信和廣播級
技術領域：
，具體涉及一種面向數(shù)字電視地面?zhèn)鬏攪覙藴实男诺拦烙嫼途夥椒ā?br>背景技術：
：清華大學提出的基于時域同步正交頻分復用技術是中國數(shù)字電視地面?zhèn)鬏敇藴?DTMB)的重要組成部分。該標準于2006年提出，包括單載波和多載波兩種模式。其中，多載波模式使用正交頻分復用技術調制幀體，這種技術和傳統(tǒng)的頻分復用相比，提高了頻譜利用率，同時具有出色的對抗多徑的能力。該模式使用PN序列及其循環(huán)前綴和循環(huán)后綴作為幀頭，既充當保護間隔，同時也被用作同步和信道估計。這種做法使得頻域中沒有插入導頻的必要，從而同樣提高了頻譜利用率(參考清華大學申請的中國發(fā)明專利專利，申請?zhí)朇NOl124144.6)。DTMB標準的星座映射的方式可以選擇4QAM，4QAM-NR，16QAM,32QAM和64QAM，4QAM適合高速移動場合，而32QAM和64QAM則支持高數(shù)據(jù)率的業(yè)務。DTMB系統(tǒng)的幀頭模式分為多載波模式下的PN420模式，PN945模式和單載波模式下的PN595模式。PN420模式由一個PN255序列及其前同步和后同步構成，PN255序列長度為255，由8階LFSR生成，但是為了減小相鄰幀幀頭的相關性，對于PN序列的次序也做了規(guī)定，在每一個超幀開始時復位。幀頭數(shù)據(jù)的平均功率是幀體的兩倍，采用BPSK調制。前同步是PN序列的后82個數(shù)據(jù)構成的，而后同步是PN序列的前83個數(shù)據(jù)信息，這樣構成的幀頭具有準循環(huán)特性，而且經(jīng)過設計，幀頭的1的數(shù)目比0多且僅多1個。PN945模式和PN420模式大致相同，只是采用了PN511序列及其前后同步。PN511序列采用9階LFSR生成。PN595模式不使用循環(huán)PN序列，而截取10階二進制偽隨機序列的前595個比特，信號幀開始時復位，每個超幀采用同一個序列。除了前面提到的信號幀和超幀之外，還有分幀和日幀。由于傳輸系統(tǒng)和正常時間同步，因此日幀對應于24小時，分幀對應于1分鐘，超幀對應于125毫秒，信號幀根據(jù)幀頭長度的不同，對應于不同的時間長度。在幀體數(shù)據(jù)處理步驟中，對于多載波模式可以直接輸出，對于單載波模式則需要在頻域交織之后進行離散傅里葉逆變換，轉換為時域信號。(參考中國國家標準GB20600-2006，數(shù)字電視地面廣播傳輸系統(tǒng)幀結構、信道編碼和調制，中國標準出版社，2006)在無線通信系統(tǒng)中，由于受到信道衰落的影響，接收到的數(shù)據(jù)經(jīng)歷了多徑延遲，多普勒頻移等衰落效應，因此得到的數(shù)據(jù)已經(jīng)收到了嚴重的破壞。此時，如果直接采用這樣的數(shù)據(jù)進行解碼，將無法得到有效數(shù)據(jù)。為了解決這個問題，我們就必須設法消除信道的這種影響。比較簡單的方法就是在接收到的數(shù)據(jù)中包含部分已知信息，將這部分已知信息和它們過信道之后的值進行比較，就可以得到信道的信息，進而可以消除傳輸數(shù)據(jù)中信道的影響。這部分已知的信息，可以是頻域導頻，也可以是時域的訓練序列。對于多載波系統(tǒng)，可以使用頻域除法實現(xiàn)信道均衡，對于單載波系統(tǒng)，則一般使用一些自適應均衡技術。4對于DTMB系統(tǒng)，已知信息使用幀頭上的時域訓練序列，我們利用這部分信息得到信道沖擊響應，然后再進行信道均衡。信道均衡使用快速傅里葉變換實現(xiàn)，和多載波相比，單載波模式如果使用頻域均衡的話，還需要進行一次IFFT以轉換回時域。DTMB系統(tǒng)中，最簡單的信道估計方法是利用多載波模式下幀頭PN序列的準循環(huán)特性，只需要簡單的時域相關就可以得到信道沖擊響應(參考復旦大學申請的中國發(fā)明專利“基于時域相關的地面數(shù)字多媒體廣播系統(tǒng)信道估計器”，授權號為200710044718.0)，而且這種方法也具有較好的移動接收性能，但是，當信道長度較大時，這種方法就顯現(xiàn)出其劣勢，此外，這種算法不適用與單載波模式，不符合國標融合標準的設計。此時，我們可以采用迭代消除的算法來進行信道估計(參考清華大學申請的中國發(fā)明專利“一種OFDM調制系統(tǒng)中偽隨機序列填充的迭代消除方法”，授權號為200510012127.6，以及文獻F.Yangetal.ChannelEstimationfortheChineseDTTBSystemBasedonaNovelIterativePNSequenceReconstruction,ICC,2008,54(4):1583-1589)，這種方法在對抗長回波上具有較大優(yōu)勢，但是這些算法都不能支持高速移動接收，另外也有一種算法有一定的支持長回波性能，但是不能支持超長回波，在信道長度較短的情況下，這種算法退化為簡單的PN序列相關算法(參考文獻L.Gui,Q.Li,B.Liuetal.LowComplexityChannelEstimationMethodforTDS-OFDMBasedChineseDTTBSystem.IEEETRANSACTIONS0NC0NSUMERELECTRONICS,2009,55(3):1135-1140)。在上述技術背景下，為了同時滿足DTMB系統(tǒng)高速移動接收和對抗超長回波，我們提出了新的信道估計和均衡技術。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于提供一種面向DTMB系統(tǒng)，能夠同時滿足長回波和高多普勒下應用的信道估計和均衡的方法。將DTMB系統(tǒng)基帶未經(jīng)調制的幀體數(shù)據(jù)記作S”i代表幀號。對于OFDM系統(tǒng)而言，需要對這一數(shù)據(jù)進行調制，于是這里，表示對數(shù)據(jù)利用IDFT進行調制，N2為子載波數(shù)目3780，k的范圍也指明了信號的長度。此外，還需要加入幀頭，對于多載波模式，幀頭為PN序列加上前同步和后同步，但是對于單載波模式則是m序列的前595個數(shù)據(jù)值。這里，將幀頭數(shù)據(jù)記作Ci，而不特別指出究竟對應于何種模式。用大寫的變量用來表示頻域值，而小寫的變量則表示時域值。使用抽頭延時線模型對信道進行其中，其中，每一個抽頭都包含一個符合Jakes或者Gauss多普勒頻譜的有色高斯噪聲，這里選取適當?shù)某轭^數(shù)目，使得信道可以滿足實際情形。發(fā)射信號經(jīng)過信道之后，由于多徑延遲的緣故，發(fā)射數(shù)據(jù)并不在同一時刻到達，后到達的數(shù)據(jù)將污染后面的數(shù)據(jù)，我們通過同步得到主徑的位置，將主徑對應的幀頭部分記作其中i同樣表示幀號，由同步計算出來，用Xi表示接收到的主徑部分對應的幀體部分，這里，Yi包含來自i_l幀幀頭的拖尾，而Xi則包含來自第i幀幀頭的拖尾。發(fā)射端時候的數(shù)據(jù)幀結構如圖1(a)所示，經(jīng)過信道之后的接收信號幀結構則如圖1(b)所示。此外，由于我們假設信道是快速時變的，因此每一幀的信道沖擊響應之問的差異都不能忽略，甚至同一幀幀頭和幀體之間信道沖擊響應的差異也不能忽略。于是Xi可以表示為上面，表示卷積運算，w表示加性高斯白噪聲，{C,.⑧/^—1表示當前幀幀頭發(fā)送數(shù)據(jù)和信道沖擊響應的卷積的結果的前L個數(shù)據(jù)。類似的有在本發(fā)明中，通過改變幀頭數(shù)據(jù)，可以支持三種幀頭模式，單載波的處理流程和多載波基本一致。i表示當前幀，i_l表示前一幀，以此類推。M表示幀頭長度，N2表示幀體長度，N2可取3780。N1是FFT長度之一，N1可為2048，L表示拖尾的長度。Xi和Yi分別表示接收到數(shù)據(jù)的幀體和幀頭。本發(fā)明可在使用數(shù)字信號處理器，可編程邏輯器件或專用集成電路的實現(xiàn)中，具體步驟如下(1)步驟1對第i幀幀頭進行粗估計首先，計算當前幀(第i幀)的信道沖擊響應(CIR)。采用的方法是把包含幀頭在內(nèi)的N2個數(shù)據(jù)(rheadi)進行N2點的FFT，同時對于本地存儲的幀頭信息(Ci)也做N2AFFT,兩者相除，再進行一次IFFT，就可以得到信道在i-Ι幀的時域沖擊響應。此時的沖擊響應的值由于包含幀頭的拖尾和幀體的拖尾，并不是一個精確的值，但是我們后面將設法消除這些拖尾的影響，從而得到精確的沖擊響應。(見2，3，4步)。見圖2(a)。首先我們寫出rhMdi的定義式這里L先前已經(jīng)知道，如果是第一幀的話，則取信道可能的最大值，即則粗估計的過程為在完成了粗估計之后，需要進行一次動態(tài)閾值濾波以及信道長度估計，前者有利于抑制估計過程中產(chǎn)生的噪聲，后者通過準確的估計信道長度，有利于減小噪聲的影響。這兩個部分放在第4步之后討論。(2)步驟2均衡i-Ι幀并計算拖尾在完成了對當前幀信道沖擊響應的粗估計之后，需要對前一幀(i_l幀)進行一次均衡。但是，這次均衡得到的結果并不用于輸出，而是為了能夠消除拖尾的影響，從而得到更精確的沖擊響應。見圖2(b)。首先，我們已經(jīng)得到了i_l幀的沖擊響應，因為上一次流程中已經(jīng)得到了當前幀的沖擊響應，而“當前幀”的響應在現(xiàn)在這一流程中就成了前一幀的CIR。目前，由于i-Ι幀的幀頭在i_l幀幀體中的拖尾需要消除，而i_l幀幀體在第i幀幀頭中的拖尾也需要消除，因此這里需要用到第i幀和第i_l幀的CIR。這一過程可以表示為UheadH,k=IFFT{FFTQv1,k)XFFT(c^,,)}，0彡k<N1Uhea^k表示本地的i-Ι幀幀頭經(jīng)過信道之后的情形，通過N1點FFT和IFFT得到。通過％Μ(Η_1Λ，可以計算得到i-Ι幀幀頭在i-Ι幀幀體中的拖尾。這里的減法只針對信道長度之內(nèi)的數(shù)據(jù)進行Zhead^xk=-{uhead,_λ^Μ'\0彡k<L同樣的，可以計算本地的i幀幀頭經(jīng)過信道之后的情形以及i-1幀幀體在第i幀幀頭中的拖尾從而可以在幀體的開頭加上這個數(shù)值，完成i-Ι幀幀體的重構^ylo1\zheadi-u+Ztailuk0<k<L-l接下來，可以通過簡單的平均，計算i-Ι幀幀體的信道沖擊響應[28]。即使用(由于信道的快速變化，如果使用該幀幀頭估計出的CIR作為該幀幀體的CIR，結果是不準確的)再使用上面求得的CIR來進行均衡并轉換回時域上面的均衡步驟需要使用兩次3780點的FFT，分別處理幀體數(shù)據(jù)和幀體的沖擊響應，相除之后得到了均衡后的數(shù)據(jù)。但是，此時并不需要這一頻域數(shù)據(jù)，因此仍舊將其轉換到時域。(3)步驟3更新i-Ι幀的信道沖擊響應現(xiàn)在，可以利用前面已經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)來更新i-Ι幀的CIR。由于在前一次流程的步驟2中已經(jīng)消除了i-Ι幀幀體在i幀幀頭中的拖尾，因此在當前流程中，只需要去掉i-Ι幀幀體過信道之后的前L和數(shù)據(jù)值，拼接上接收到的該幀幀頭的M個數(shù)據(jù)，就完成了對該幀幀頭的重構(見圖2(c))上面計算了i-Ι幀幀體過信道之后的情形，用接收到的數(shù)據(jù)減去ub。dyt?！痎就可以得到i-Ι幀幀頭在i-Ι幀幀體之中的拖尾zHeadi-UXi-\,k~{Uhead,0<k<L進而于是可以得到更新的沖擊響應同樣的，這個CIR也經(jīng)過動態(tài)閾值濾波，但是沒有必要再進行信道長度估計。此時的動態(tài)閾值濾波和步驟1相比，由于結果已經(jīng)更加精確，因此可以取不同的系數(shù)，使得對于噪聲的濾除減少，從而得到更好的精度。(4)步驟4均衡i-2巾貞，作為最終輸出得到了經(jīng)過更新的的i-Ι幀幀頭后，同時在前一個流程中的i_l幀CIR在當前流程中成為了i_2幀CIR，因此通過簡單的平均，得到最終的i-2幀幀體CIR(見圖2(d))于是，利用更新過的h^k，可以重新均衡i-2幀的幀體至此，就完成了一次處理過程，衣_2是i-2幀幀體經(jīng)過均衡后的頻域。接下來就可以讀取下一幀進行處理，只要重復前面的4個步驟就可以了。本發(fā)明中，所述的動態(tài)閾值濾波，方法如下設h為估計得到的信道沖擊響應，因此我們將h的實部記作hMal，那么，經(jīng)過濾波之后的值為[7]其中，SNR代表信噪比，adj為參數(shù)值，這兩個數(shù)值都可以有下面的式子計算得到根據(jù)需要選擇α的值。對于粗估計，選擇較小的α值，以濾除更多噪聲，對于更新的CIR，則選擇較大的α值，以保留更多的細節(jié)，提高均衡結果的準確程度。所述的信道長度估計，方法如下信道長度估計的目的在于為后續(xù)的處理指明究竟拖尾有多長，這樣就可以避免在處理中引入過多噪聲(超出信道長度的部分就可以設置為0)，信道長度估計的準則是，以主徑為準，以功率在主徑_20dB之內(nèi)的最遠徑所處位置加10作為信道長度，這樣既可以減小噪聲，也防止遺漏了徑的長度的變化。這里假設徑的延遲的變化速度遠遠小于徑的幅度和相位的變化速度。此外，對于初始若干幀，不能進行上述的所有步驟，需要進行適當?shù)陌才牛鸩桨鲜霾襟E，例如，對于接收到的第一幀，只需要進行第一個步驟就可以了，當接收到第二幀時，就可以把第二步包括進去，第三幀時，包括第三步，從第五幀開始包括所有的步驟，從第六幀開始輸出均衡后的數(shù)據(jù)。下面我們對該算法進行浮點仿真，主要仿真參數(shù)見表1，此外，這里假設理想同步。我們選用的信道模型包括CT8信道模型，該模型包含了一條長達31.Sus的OdB回波(JaL^:5,J.Wangetal.IterativepaddingsubtractionofthePNsequencefortheTDS-OFDMoverbroadcastchannels.IEEETRANSACTIONSONCONSUMERELECTRONICS,2005,51(4):1148-1152)。此外還有TO6信道模型(見表2)，DVBPl信道模型(見表4)，巴西E信道模型(見表3)和SFN信道模型(見表6，參考B.W.Songetal.OnchannelestimationandequalizationinTDS-OFDMbasedterrestrialHDTVbroadcastingsystem.IEEETRANSACTIONSONCONSUMERELECTRONICS,2005,51(3):790_797)。由于PN420的幀頭模式對抗長回波的能力最弱，這里我們用該模式來測試提出的算法的抗長回波能力。我們采用了IOHz和200Hz兩種最大多普勒頻移。歸一化的多普勒頻率fdTs分別為0.05和1。所有仿真都假設理想同步。首先我們選擇IOHz多普勒頻移，和參考算法(見文獻F.Yangetal.ChannelEstimationfortheChineseDTTBSystemBasedonaNovelIterativePNSequenceReconstruction.ICC,2008,54(4):1583-1589)進行比較，星座映射模式選擇了QPSK，16QAM，信噪比范圍在5dB到30dB，比較了兩種算法的無符號率。如圖4所示，我們觀察200Hz多普勒下的情形。星座映射模式和信噪比范圍和前面相同。可以發(fā)現(xiàn)，提出的算法具有很大的優(yōu)勢，在QPSK和16QAM下都可以正常接收，而前面的參考算法性能惡化很大，不能正常工作。提出的算法的性能和低多普勒時相比雖有損失，但仍舊在可以接受的范圍內(nèi)。此外，性能下降的主要原因在于高速移動下簡單的插值已經(jīng)不能很好的體現(xiàn)信道的實際響應。接下來，如圖5所示，在低多普勒的情況下，我們比較CT8信道下，QPSK，16QAM和64QAM這三種調制方式下的性能與參考方法的比較。可以發(fā)現(xiàn)，QPSK下的無符號率性能最好，而64QAM下的性能相對較差，這時由于64QAM模式下，調制數(shù)據(jù)對于噪聲和信道估計誤差更為敏感所致，但是從仿真結果看，仍然是符合要求的。最后，我們比較了提出的算法的在其他信道條件下的性能，如圖6所示。包括了TU6信道，DVBPl信道和Brazil-E信道，此外也仿真了50us下長回波的性能情況(SFN信道)。多普勒頻移均為10Hz，調制方式為16QAM。在這些信道中，性能最差的是DVB-Pl信道，其次是SFN信道，CT8信道。DVBPl信道性能損失在于多徑數(shù)目較多，SFN信道則在于存在超長多徑的緣故。表IDTMB系統(tǒng)仿真參數(shù)表2TU6alt信道模型參數(shù)表3巴西E信道模型參數(shù)表4DVBPl信道模型參數(shù)表5CT8信道模型參數(shù)表6SFN信道模型參數(shù)圖1為發(fā)送端和接收端的幀結構示意圖。圖2為本發(fā)明的說明。圖3為本發(fā)明的處理流程框圖。圖4為本發(fā)明與參考方法在⑶T8信道下不同信噪比和多普勒頻移下的誤比特率比較。圖5為本發(fā)明與參考方法在⑶T8信道下不同信噪比和調制模式下的誤比特率比較。圖6為本發(fā)明在多種不同信道條件下的誤比特率比較。具體實施例方式本發(fā)明提出了一種面向中國地面數(shù)字電視傳輸標準的信道估計和均衡方法，下面結合圖3描述本發(fā)明的信道估計和均衡步驟。定義一個處理流程為下面的1)到8)，每一個處理流程中將輸出一幀經(jīng)過處理的數(shù)據(jù)，在完成一個處理流程后回到1)。1)信道估計的處理過程中我們需要完整緩存三幀數(shù)據(jù)，此外，還需要存儲更前兩幀的幀頭。首先我們需要計算當前幀(第i幀)的信道沖擊響應(CIR)。采用的方法是把包含幀頭在內(nèi)的N2個數(shù)據(jù)(rheadi)進行N2點的FFT，同時對于本地存儲的420長度的幀頭信息(Ci)也做N2點FFT，兩者相除，再進行一次IFFT，就可以得到信道在i_l幀的時域沖擊響應。0100]如果是第一幀的話，則取信道可能的最大值，即(N1-M,forframeM0101]0102]則粗估計的過程為0103]hik=IFFT\FFT{rhead,'k)\,Q^k<N,’1FFT(Clk)0104]在完成了粗估計之后，需要進行一次動態(tài)閾值濾波以及信道長度估計，在后面對此作了說明。此時，也需要將得到的沖擊響應進行存儲，在下一次處理中需要使用到。0105]2)通過上一次流程，已經(jīng)得到了前一幀的沖擊響應。目前，i_l幀的幀頭在i_l幀幀體中的拖尾需要消除，而i-Ι幀幀體在第i幀幀頭中的拖尾也需要消除，為此，計算沖擊響應和i-Ι幀發(fā)送出的PN序列的卷積0106]0107]UheadiIk表示本地的i-Ι幀幀頭經(jīng)過信道之后的情形，通過N1點FFT和IFFT得到。0108]同樣的，可以計算本地的i幀幀頭經(jīng)過信道之后的情形0109]0110]從而得到i-1幀幀體在第i幀幀頭中的拖尾0111]0112]3)通過Uhea^k我們可以計算得到i-Ι幀的幀頭在i-Ι幀幀體中的拖尾。這里的減法只針對信道長度之內(nèi)的數(shù)據(jù)進行0113]0114]0115]0116]0117]從而可以在第i-1幀幀體的開頭加上這個數(shù)值，完成i-Ι幀幀體的重構4)此時，通過簡單的平均計算i-Ι幀幀體的信道沖擊響應。使用上面求得的CTR來進行均衡i-Ι幀幀體FFTjrbodyi^xhj0120]上面的均衡步驟需要使用兩次3780點的FFT，分別處理幀體數(shù)據(jù)和幀體的沖擊響應，相除之后得到了均衡后的數(shù)據(jù)。但是，此時并不需要這一頻域數(shù)據(jù)，因此，仍舊將其轉換到時域。5)利用前面已經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)來更新i-Ι幀的CIR。在當前流程中，只需要去掉i-1幀幀體過信道之后的前L長度和數(shù)據(jù)值，拼接上接收到的該幀幀頭的M個數(shù)據(jù)，就完成了對該幀幀頭的重構。上面計算了i_l幀幀體過信道之后的情形，用接收到的數(shù)據(jù)減去ub。dytopH.k，就可以得到i_l幀幀頭在i_l幀幀體之中的拖尾此外，我們也需要計算i_l幀幀體在i幀幀頭中留下的拖尾ub。dybottomη，然后從i幀幀頭中減去這個值，這樣，在后一個處理流程中，在重構i_l幀幀頭時，就不需要考慮前一幀幀體留下的拖尾，我們記作Iiupdated，存儲這個值。6)重構i-Ι幀幀頭，這里的yg.k使用的就是Yiupdated'7)于是可以得到更新的沖擊響應這個CIR同樣經(jīng)過動態(tài)閾值濾波。此外，也需要存儲tVu，記作Iviupdatedt5另外，在這一步中，從i-Ι幀里消除了i-Ι幀幀頭的影響，記作{bt1-Kuhead^mMl-'，并存儲這一數(shù)據(jù)。8)現(xiàn)在，得到了經(jīng)過更新的i_l幀幀頭，同時在前一個流程中的i-Ι幀CIR在當前流程中成為i_2幀CIR，通過簡單的平均，得到最終的i-2幀幀體CIR。這里，hteadi_2就是前面保存的gHupdated，而IlheadH則是前面更新的Iv1updated‘οηη/^headi-2+^head/—1hodyl-2二---于是，利用更新過的V1，可以重新均衡i-2幀的幀體，其中，利用了前一個處理流程保存的幀體-{Uhead^T1-'，于是至此，完成了一次處理過程，次_2是i-2幀幀體經(jīng)過均衡后的頻域。接下來就可以讀取下一幀進行處理，只要重復前面的步驟就可以了。上面的流程中還涉及一些其他處理步驟1)動態(tài)閾值濾波設h為估計得到的信道沖擊響應，將h的實部記作hreal，經(jīng)過濾波之后的值為其中，SNR代表信噪比，adj為參數(shù)值，這兩個數(shù)值都可以有下面的式子計算得到根據(jù)需要選擇α的值。對于粗估計，選擇較小的α值，以濾除更多噪聲，對于更新的C工R，則選擇較大的α值，以保留更多的細節(jié)，提高均衡結果的準確程度。2)信道長度估計信道長度估計的準則是，以主徑為準，以功率在主徑_20dB之內(nèi)的最遠徑所處位置加10作為信道長度。此外，對于初始若干幀，不能進行上述的所有步驟，需要進行適當?shù)陌才?，逐步包含上述步驟。例如，對于接收到的第一幀，只需要進行第一個步驟就可以了，當接收到第二幀時，可以把第二步包括進去，第三幀時，包括第三步，從第五幀開始包括所有的步驟，從第六幀開始輸出均衡后的數(shù)據(jù)。上面結合圖3對本發(fā)明的實施過程進行了詳細說明，但本發(fā)明并不限于上述實施例。權利要求DTMB系統(tǒng)抑制長回波和高多普勒信道估計和均衡方法，其特征在于，在使用數(shù)字信號處理器，可編程邏輯器件或專用集成電路的實現(xiàn)中，具體步驟如下步驟1記當前幀為第i幀，對第i幀幀頭進行粗估計計算當前幀的信道沖擊響應CIR，采用的方法是把包含幀頭在內(nèi)的N2個數(shù)據(jù)rheadi進行N2點的FFT，同時對于本地存儲的420長度的幀頭信息ci也做N2點FFT；兩者相除，再進行一次IFFT，得到信道在i-1幀的時域沖擊響應<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mi>IFFT</mi><mo>{</mo><mfrac><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>c</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>}</mo><mo>,</mo></mrow>0≤k＜N1然后進行一次動態(tài)閾值濾波以及信道長度估計；步驟2均衡i-1幀并計算拖尾消除i-1幀的幀頭在i-1幀幀體中的拖尾和i-1幀幀體在第i幀幀頭中的拖尾，從而在幀體的開頭加上這個數(shù)值，完成i-1幀幀體的重構，拖尾則使用FFT實現(xiàn)卷積計算<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>z</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>z</mi><mrow><mi>taili</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mn>0</mn><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>x</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mi>L</mi><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><msub><mi>N</mi><mn>2</mn></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>通過平均，計算i-1幀幀體的信道沖擊響應<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mi>headi</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac></mrow>使用上面求得的CIR來進行均衡<mrow><msub><mover><mi>s</mi><mo>~</mo></mover><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mi>IFFT</mi><mo>{</mo><mfrac><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>}</mo><mo>,</mo></mrow>0≤k＜N2其中，<mrow><msub><mi>z</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>x</mi><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>-</mo><msubsup><mrow><mo>{</mo><msub><mi>u</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>M</mi></mrow></msub><mo>}</mo></mrow><mn>0</mn><mrow><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>,</mo></mrow>0≤k＜L<mrow><msub><mi>z</mi><mrow><mi>taili</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>y</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>-</mo><msubsup><mrow><mo>{</mo><msub><mi>u</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>}</mo></mrow><mn>0</mn><mrow><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>,</mo></mrow>0≤k＜Luheadi-1，k＝IFFT{FFT(hi-1，k)×FFT(ci-1，k)}，0≤k＜N1uheadi，k＝IFFT{FFT(hi，k)×FFT(ci，k)}，0≤k＜N1步驟3更新i-1幀的信道沖擊響應去掉i-1幀幀體過信道之后的前L個數(shù)據(jù)值，拼接上接收到的該幀幀頭的M個幀體中的拖尾數(shù)據(jù)，完成對該幀幀頭的重構，計算中利用前面均衡后的幀體，<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>y</mi><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mn>0</mn><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><mi>M</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>u</mi><mrow><mi>headtopi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>M</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mi>M</mi><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><msub><mi>N</mi><mn>1</mn></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>進而更新沖擊響應，同樣的，這個CIR經(jīng)過動態(tài)閾值濾波；步驟4均衡i-2幀，作為最終輸出通過平均，得到最終的i-2幀幀體CIR，利用更新過的hi-1，k，重新均衡i-2幀的幀體，以此作為輸出；<mrow><msub><mover><mi>S</mi><mo>~</mo></mover><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>2</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>0≤k＜N2至此，完成了一次處理過程，是i-2幀幀體經(jīng)過均衡后的頻域；接下來讀取下一幀進行處理，重復前面的4個步驟；其中，N1是FFT長度，N2表示幀體長度，L表示拖尾的長度，M表示幀頭長度，xi和yi分別表示接收到數(shù)據(jù)的幀體和幀頭；所述的動態(tài)閾值濾波，具體為設h為估計得到的信道沖擊響應，將h的實部記作hreal，那么，經(jīng)過濾波之后的值<mrow><msub><mi>h</mi><mi>real</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><msubsup><mi>h</mi><mi>real</mi><mn>2</mn></msubsup><mrow><msubsup><mi>h</mi><mi>real</mi><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>SNR</mi></mfrac></mrow></mfrac><mo>×</mo><msub><mi>h</mi><mi>real</mi></msub><mo>×</mo><mi>adj</mi></mrow>這里，SNR代表信噪比，adj為參數(shù)值，由下面的式子計算得到<mrow><mi>adj</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>max</mi><msup><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><msub><mi>h</mi><mi>q</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>SNR</mi></mfrac></mrow><mrow><mi>max</mi><msup><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><msub><mi>h</mi><mi>q</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mn>2</mn></msup></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>α</mi></mfrac><mo>,</mo><mi>α</mi><mo>∈</mo><mrow><mo>(</mo><mn>0.9,0.99,0.998,0.999</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>對于粗估計，選擇其中較小的α值，對于更新的CIR，則選擇其中較大的α值；所述的信道長度估計，具體為以主徑為準，以功率在主徑-20dB之內(nèi)的最遠徑所處位置加10作為信道長度。FSA00000182111100023.tif全文摘要本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信和廣播
技術領域：
，具體為DTMB系統(tǒng)抑制長回波和高多普勒的信道估計和均衡方法。本發(fā)明在粗估計得到當前幀信道沖擊響應的基礎上，通過對前一幀體的重構和均衡來消除幀頭和幀體經(jīng)過信道后引入的拖尾，從而對信道沖擊響應進行較準確的估計，得到的信道沖擊響應既可以反映信道的快速變化，同時也可以消除長回波給估計造成的誤差，最后利用簡單平均得到的幀體沖擊響應對再前一幀進行重構和均衡，得到輸出數(shù)據(jù)，從而消除長多徑和高速移動環(huán)境對傳輸數(shù)據(jù)的影響。計算機仿真顯示，該方法具有出色的信道估計性能和適中的復雜度，支持高速移動環(huán)境下的接收并且可以對抗超長回波。文檔編號H04L25/03GK101888352SQ20101020910公開日2010年11月17日申請日期2010年6月24日優(yōu)先權日2010年6月24日發(fā)明者曾曉洋,王亦之,葛云龍,陳赟申請人:復旦大學