專利名稱：數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機及其信號處理方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，涉及數(shù)字通信系統(tǒng)中接收端的信號處理，為一種
新的數(shù)字接收機結(jié)構(gòu)設(shè)計和擾噪信號的處理方法，具體為一種數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機 及其信號處理方法。
背景技術(shù)：
在各類通信系統(tǒng)，特別對于無線通信而言，由于通信信號在傳輸過程中通常會受
到信道傳輸特性影響而導(dǎo)致接收端出現(xiàn)信號衰落；加之信道的開放性，其也使得實際接收
的通信信號中混疊有大量的環(huán)境噪聲或其他未知信號，這些均對系統(tǒng)的正常工作造成不良
影響。為此，在傳統(tǒng)接收機設(shè)計和實現(xiàn)中，通常在信號進入接收機之前，首先經(jīng)過前端的窄
帶濾波器(其通帶帶寬W較通信帶寬B相同或略大，W"B)以盡可能地將帶外噪聲及其他
未知信號濾除，同時保證通信信號能夠正常通過。依據(jù)此結(jié)構(gòu)，人們設(shè)計得到了最佳接收機
的一般設(shè)計方法，并針對不同信號及通信條件的差異設(shè)計得出接收機的具體形式。 圖1給出了傳統(tǒng)接收機結(jié)構(gòu)及處理流程。圖中，通信信號進入接收機之前，其首先
要經(jīng)過一個前置窄帶濾波器進行濾波處理，濾除帶外噪聲或其他無用信號；接下來，接收機
對濾波信號做進一步處理，包括下變頻、解調(diào)和譯碼判決等操作，最后恢復(fù)出包含在接收信
號中的原始數(shù)據(jù)信息。 此后，人們又相繼提出了復(fù)用技術(shù)、多天線技術(shù)和迭代譯碼等多種技術(shù)，如碼分多 址(CDMA)系統(tǒng)、正交多載波(OFDM)系統(tǒng)、多天線系統(tǒng)(MIM0)和智能天線等。這些技術(shù)的 采用使得系統(tǒng)的傳輸特性得到了顯著改善；然而縱觀目前的各類通信系統(tǒng)，盡管其在系統(tǒng) 配置、應(yīng)用環(huán)境、接入能力和技術(shù)環(huán)節(jié)等方面存在著諸多差異，但本質(zhì)上卻是相同的，即均 將通信信道中夾雜的包括噪聲等在內(nèi)的無用信號視為對通信系統(tǒng)的不良影響，并在其進入 接收機之前利用最前端的濾波器盡可能地將通帶外的無用信號濾除。 顯然，這些對于帶外噪聲或其他未知信號的固有認識卻在更大程度上限制了接收 機的設(shè)計，也限制了系統(tǒng)性能的進一步改善。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題是在現(xiàn)有通信系統(tǒng)，帶外的噪聲或其他未知信號均被視為 不良影響，并在其進入接收端前采用窄帶濾波器進行濾除。這些對于帶外噪聲或其他未知 信號的固有認識卻在更大程度上限制了接收機的設(shè)計，也限制了系統(tǒng)性能的進一步改善， 需要提供新型的接收機結(jié)構(gòu)和擾噪信號處理方法，使得通信系統(tǒng)能夠獲得更高質(zhì)量的數(shù)據(jù) 傳輸，更有效地克服噪聲及其他未知信號對通信系統(tǒng)的影響。 本發(fā)明的技術(shù)方案為數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機，包括依次連接的超寬帶接收 模塊、高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊和譯碼判決模塊，超寬帶接收模塊包括接收濾波器 和高速過采樣器，所述接收濾波器的帶寬遠高于通信系統(tǒng)發(fā)送端信號的帶寬，接收濾波器 輸出至高速過采樣器，高速過采樣器的采樣速率與接收濾波器的帶寬相同；高維噪聲空間
5信號解調(diào)處理模塊包括多個并行的分梳式用戶信號收集器，每個分梳式用戶信號收集器的 輸出連接有軟信息計算器，所有軟信息計算器的輸出連接至譯碼判決模塊，其中分梳式用 戶信號收集器為與發(fā)送端信號相匹配的濾波器，高速過采樣器輸出至所述并行的分梳式用 戶信號收集器。 超寬帶接收模塊的接收濾波器帶寬為實際發(fā)送信號帶寬的2倍以上。
本發(fā)明優(yōu)選分梳式用戶信號收集器為梳狀濾波器。 上述數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機的信號處理方法，在通信系統(tǒng)的接收端，首先由
超寬帶接收模塊的接收濾波器對發(fā)送端信號和發(fā)送端信號帶外的擾噪信號一并進行接收，
再對接收的信號進行過采樣，所得到的過采樣信號送至高維噪聲空間解調(diào)模塊做進一步處
理，在收到過采樣信號流后，高維噪聲空間解調(diào)模塊的多個并行的分梳式用戶信號收集器
完成信號的多路并行處理，并由軟信息計算器輸出軟判信息至譯碼判決模塊完成譯碼判
決，恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)信息； 超寬帶接收模塊中的過采樣為 超寬帶接收模塊采用接收濾波器對帶寬為B的發(fā)送信號進行寬帶接收，其中B為 發(fā)送信號等效基帶信號的雙邊譜寬度，接收濾波器的通帶帶寬為WSUP，是實際發(fā)送信號帶寬 B的K倍，即Wsup = K *B，K > 2 ;接下來，高速過采樣器對濾波器輸出信號進行過采樣，采樣 速率為F/"P =『s"p =B ，對應(yīng)的采樣間隔7fP =1/《，，是標(biāo)準(zhǔn)奈奎斯特采樣間隔Ts = 1/
B的1/K，即7fP =Ts/《;設(shè)通信信號的符號間隔為T。，則第1個符號間隔上信號采樣點可寫
為 =& ( P) + "' ( P ，) 其中，p表示樣本編號，p = 0， . . . ， K [T。/Ts]_l，即在符號間隔T。上采得的樣點 總數(shù)為K [T。/Ts] ， a工為信道衰落因子，Sl G①為第1個時隙發(fā)送的某一數(shù)據(jù)符號，①為 數(shù)據(jù)符號Sl所有可能取值的全體，Es為單個符號的能量，對于通帶帶寬為Wsup的濾波器，其 輸出的噪聲信號分量n' a)在等間隔點t二p/wsup處的樣點n' (p 為相互獨立的 同分布的高斯隨機變量，均值為O，方差為N。/2， N。/2為噪聲的雙邊功率譜密度；
按照采樣速率Fssup采樣后得到的過采樣信號樣本{巧(p Tssup)}送至高維噪聲空 間信號解調(diào)模塊進行處理，高維噪聲空間信號解調(diào)模塊對應(yīng)設(shè)有K個并行的分梳式用戶信 號收集器，用以完成有用信號收集和篩選工作，分梳式用戶信號收集器按照各自不同的樣 本抽取偏移量分別對過采樣信號(A(p，T/uPM進行等間隔抽取，并對抽取信號進行并行處 理，對于編號為k的分梳式用戶信號收集器，所處支路編號為k，對應(yīng)的樣本抽取偏移量為 k T，p(k = ()， ， K-l)，其抽取結(jié)果為<formula>formula see original document page 6</formula>
<formula>formula see original document page 6</formula> 其中，q = 0， . . . ， [T。/Ts]_l為抽取樣值的編號，上式得到的抽取樣點實際為原信 號r(t)以k Tssup作為其初始偏移時間，按照標(biāo)準(zhǔn)奈奎斯特采樣間隔Tx進行采樣的結(jié)果， 由采樣定理知，r(q ;k)同樣可無失真地恢復(fù)出原始信號r (t)，各路分梳式用戶信號收集器 的抽取結(jié)果所包含的有用信號分量是完全等價的，且有
<formula>formula see original document page 7</formula> 即各分梳式用戶信號收集器收集到的有用信號能量均相等，并等于發(fā)送信號能 量，分梳式用戶信號收集器k使用與抽取信號點列(r(q;kM,中的有用信號相匹配的脈沖
<formula>formula see original document page 7</formula>成抽取信號濾波接收，其輸出結(jié)果為 <formula>formula see original document page 7</formula> <formula>formula see original document page 7</formula> <formula>formula see original document page 7</formula> 其中，",("=藝["(《;A:)'g'(《;"]為分梳式用戶信號收集器的濾波輸出噪聲
分量，是零均值的高斯隨機變量，該變量對應(yīng)的方差為
CT"2'=
=，.{;|g(#)|2} = f
于是，分梳式用戶信號收集器k的輸出噪聲分量&(k)的概率密度函數(shù)分布為 1 其中，ni(k) = n表示當(dāng)前分梳式用戶信號收集器的濾波輸出噪聲分量的數(shù)值，此 時4(k)的條件概率密度也可相應(yīng)得到<formula>formula see original document page 7</formula>
接下來，分梳式用戶信號收集器k對應(yīng)連接的軟信息計算器即可根據(jù)當(dāng)前輸出的 djk)和信道狀態(tài)a "計算出發(fā)送的數(shù)據(jù)符號Sl取集合①的某一符號、，W =0， ，M-1 時的軟判值 M表示通信系統(tǒng)所采用的進制數(shù)，mi為符號編號，sm,為集合①的所有可能取值， 上式表示在當(dāng)前信道狀態(tài)a i下，分梳式用戶信號收集器k收到信號(k)判決為符號可能 取值、的概率，現(xiàn)將4 (k)的條件概率密度代入上式，即可得到支路k輸出的關(guān)于數(shù)據(jù)符號 Sl所有可能解的軟判值計算式 <formula>formula see original document page 7</formula> <formula>formula see original document page 7</formula> 而后，支路k將得到的關(guān)于數(shù)據(jù)符號Sl各可能解的軟判值A(chǔ)(S=^) M=0,...,M-1送至譯碼判決器模塊，并連同其他并行支路得到軟判值一起完成
最后的符號判決，恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)符號。 進一步的，譯碼判決模塊選擇最大后驗準(zhǔn)則作為判決規(guī)則，先將由高維噪聲空間 信號解調(diào)處理模塊得到的關(guān)于數(shù)據(jù)符號Sl的各可能解的軟判值分別進行累加，即
P(》=^叫)=!]
《一i
/ m, =0 A=0
而后選擇其中最大值所對應(yīng)的符號取值作為最佳判決結(jié)果，恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)符A = arg "'尸("5/ =、) 本發(fā)明中，首先采用超寬帶接收模塊的接收濾波器替代現(xiàn)有系統(tǒng)在接收端的前置 窄帶濾波器，接收濾波器的帶寬是實際發(fā)送信號帶寬的幾倍，相應(yīng)提高接收信號的采樣速 率，并保證采樣點之間的統(tǒng)計獨立；接下來，在高維噪聲空間解調(diào)模塊，其采用并行分梳式 用戶信號收集器對高速數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)化按照各自不同的偏移量進行等間隔1(= 1/FS)抽取，從
而轉(zhuǎn)換為多路并行的低速數(shù)據(jù)流進行并行解調(diào)和處理。因此，各個分梳式用戶信號收集器
輸出的噪聲分量&(k)彼此獨立，因此，K個分梳式用戶信號收集器所引入的噪聲總能量為
K (N。/2)，是傳統(tǒng)窄帶濾波器噪聲強度的K倍；但是另一方面，由各分梳式用戶信號收集器
收集的信號總和也相應(yīng)增長了 K倍，對應(yīng)的信號能量按照K2倍增長。也就是說，雖然本發(fā)
明的噪聲強度是傳統(tǒng)方式的K倍，但是信號能量是傳統(tǒng)方式的K2倍，總的來看，利大于弊，
相比傳統(tǒng)方式，引入了額外的接收處理增益，改善了通信系統(tǒng)的信噪比。 本發(fā)明可顯著改善通信系統(tǒng)的信噪比，且本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)簡單，便于硬件實
現(xiàn)；實驗結(jié)果表明，在相同信噪比環(huán)境下，采用本發(fā)明接收機和處理方法可使系統(tǒng)獲得不小 于2. 5dB的誤碼率性能改善。


圖1為傳統(tǒng)接收機結(jié)構(gòu)及處理流程示意圖。 圖2為本發(fā)明對通信信號帶寬的規(guī)定示圖。 圖3為本發(fā)明接收機結(jié)構(gòu)及處理流程示意圖。 圖4為本發(fā)明超寬帶接收濾波器的示意圖。 圖5為本發(fā)明高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊的示意圖。 圖6為本發(fā)明接收機在數(shù)字基帶系統(tǒng)平坦衰落無線信道下的性能測試圖。 圖7為本發(fā)明接收機在OFDM系統(tǒng)平坦衰落無線信道下的性能測試圖。
具體實施例方式
接收機是通信系統(tǒng)設(shè)計的核心組件之一，本發(fā)明的目的在于提出一種新型的超寬 帶噪擾引入式數(shù)字接收機結(jié)構(gòu)，用以改善和提高通信系統(tǒng)的傳輸速率和可靠性，以支持更 高速率的數(shù)據(jù)傳輸。 在具體實現(xiàn)中，本發(fā)明基于遺傳算法的基本思想，采用超寬帶接收濾波器替代原有的前置窄帶濾波器，將原本不希望的帶外噪聲分量主動引入接收機，并通過高速采樣在 超高維空間上完成并行信號采集以及軟譯碼判決等一系列特殊處理，從中獲得處理增益， 使得誤碼率得到顯著的下降，有效提高了系統(tǒng)的傳輸性能。 本發(fā)明最為獨特之處就在于其一改以往"堵"的方式，而是主動將更多的帶外無用 信號分量引入進接收機，用以參與完成數(shù)據(jù)信息的恢復(fù)工作，并在這一處理過程中獲得性 能增益。實驗結(jié)果證明，該超寬帶噪擾引入式接收機結(jié)構(gòu)可有效提高系統(tǒng)的傳輸速率，并具 有良好的適用性，適用于現(xiàn)有各類通信系統(tǒng)。 下面對本發(fā)明在數(shù)字通信系統(tǒng)中的應(yīng)用做進一步說明。
1.數(shù)字通信系統(tǒng)描述 設(shè)符號間隔為T。，單個符號的能量為Es，g(t)為發(fā)送符號所采用的脈沖成形函數(shù)， 長度T。，則發(fā)端信號可寫為 小)-V^'Z^g(".70) (1) 其中，Sl為第1個時隙發(fā)送的數(shù)據(jù)符號，其取值由調(diào)制方式和進制數(shù)M所決定，對 于二進制雙極性振幅鍵控調(diào)制2ASK，則^ G {±1};若采用多進制振幅鍵控調(diào)制M-PSK，則 Sl G (e鄧(j2 Jim/M) |m = 0，. . ，M_1}。更一般的，將數(shù)據(jù)符號Sl所有可能取值的全體稱為 符號集①，即SlG①。信號s(t)在發(fā)送過程中所占用的帶寬B主要由脈沖成形函數(shù)g(t) 所決定。需要注意的是，為論述和處理的一致性，文中所提到的帶寬指的是通信信號對應(yīng)的 等效基帶信號的雙邊譜寬度，具體參見圖2。 在實際傳輸過程中，由于信道傳輸特性不理想，特別是信道多徑和時變特性的影 響，接收信號通常會存在不同程度的衰落，甚至出現(xiàn)較為嚴重的符號間干擾。此外，信道中 夾雜的噪聲和未知信號也會造成通信信號畸變，影響數(shù)據(jù)符號在接收端的正確判決。為論 述方便起見，下面以加性高斯白噪聲信道AWGN和時變平坦衰落信道條件下為例，介紹系統(tǒng) 的工作原理和實現(xiàn)，本文所給出的結(jié)論和方法可直接擴展到其它通信系統(tǒng)或更為復(fù)雜的信 道環(huán)境。 設(shè)接收端噪聲和未知信號干擾為n (t)，設(shè)為零均值高斯隨機過程，時變衰落信道 信道傳輸因子為a (t)，則接收信號為
r(0 = "(0.40 + w(0
(2) 這里記符號WN為噪聲n(t)的帶寬，N。/2為噪聲n(t)的雙邊功率譜密度。通常情 況下，信道噪聲和未知信號n(t)的帶寬要遠大于系統(tǒng)發(fā)送信號的帶寬，即￥,>>8。不失 一般性，特別在高速數(shù)據(jù)傳輸下，在符號間隔T。內(nèi)信道時變性可忽略不計，僅在相鄰符號間 隔上信道狀態(tài)可能發(fā)生隨機變化。于是，接收信號可簡寫為
= +=具1>廣褲-巧)+"W
z (3) 其中，i表示第i個發(fā)送時隙，系數(shù)",蘭^/r。):為發(fā)送符號si在傳輸過程中經(jīng)歷
的信道衰落，稱為衰落因子，其在符號間隔內(nèi)保持恒定；相應(yīng)地，我們稱此時的信道為平坦
9衰落信道。對于AWGN信道，則衰落因子a (1T。)為常數(shù)l，有a (1T。) = a = l，/eZ。
2.傳統(tǒng)接收機結(jié)構(gòu)及設(shè)計原理 在傳統(tǒng)接收機中，為了避免或盡可能減小外界無用信號對接收機的影響，通常在 接收機前端設(shè)置一個窄帶濾波器，其通帶帶寬Ws與發(fā)送信號帶寬B相同或略大，Ws " B，其 作用是使得有用信號正常通過，同時將帶外噪聲等無用信號濾除。接下來，接收機對濾波后 的窄帶信號進行帶通采樣，采樣速率為Fs = Ws， Ts = 1/FS為對應(yīng)的采樣間隔，則第1個符 號間隔上采得的信號樣點為 <formula>formula see original document page 10</formula>
<formula>formula see original document page 10</formula>
(4) c為信號樣點編號，此時，在該符號間隔T。上采得的樣點總數(shù)為[T。/Ts]，[.]為 取整算子。g(cTs)為脈沖成形函數(shù)g(t)在t = cTs(c G
-1])的樣值，且有
;|g(《)|2 =1 。而后如圖1所示，采樣序列經(jīng)過下變頻、相干接收等處理得到用于譯碼判決
的信號
機變量
<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，〈. > 為內(nèi)積算子，&為相干接收輸出的噪聲分』
:，均值為o，方差0]12等于<formula>formula see original document page 10</formula>
(5)
同樣為服從高斯分布的隨
<formula>formula see original document page 10</formula>
(6) =7V0/2. 2XcA)1、
=^o/2 更 一 般的，對于圓周對稱復(fù)高斯隨機變量ni = real (n》+ j imag (n》，實部 real (n》和虛部imag(n》均服從零均值的高斯分布且相互獨立，其方差各等于o n2的一半
(《=《=《/2)，則接收判決信號= d的條件概率密度為
<formula>formula see original document page 10</formula>(7) 根據(jù)輸出的判決信號和當(dāng)前信道狀態(tài)a y譯碼判決器即可依據(jù)下式計算發(fā)端 各符號的后驗概率(這里給出符號等概條件下的計算結(jié)果)<formula>formula see original document page 10</formula>(8) 依據(jù)符號Sl所有可能取值在算式(8)中計算結(jié)果的大小，譯碼判決器選擇后驗概 率最大值所對應(yīng)的符號;,作為最佳的判決結(jié)果，艮卩<formula>formula see original document page 10</formula>
(9)
其中，當(dāng)判決結(jié)果4=~，我們稱譯碼判決器正確判決，恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)信息；而當(dāng)
判決結(jié)果A^^，我們稱譯碼判決器此時發(fā)生了錯判，而錯判事件出現(xiàn)的概率就稱為系統(tǒng)的 差錯率或誤符號率。對于通信系統(tǒng)而言，其設(shè)計的最終目的就是在給定速率和工作條件下 盡可能地降低差錯概率，提高系統(tǒng)的可靠傳輸性能。 令對于二進制雙極性振幅鍵控調(diào)制2ASK， Es = Eb，其在AWGN信道和慢時變平坦瑞 利衰落信道條件下的誤符號率(理論值)如下
<formula>formula see original document page 11</formula> 其中，Eb為比特能量，比值Yb = Eb/N。表示該系統(tǒng)的比特信噪比。E(| a |2)為衰 落信道的功率增益(統(tǒng)計值)，Yb為經(jīng)過衰落信道傳輸后到達接收端的平均比特信噪比。
令而對于多進制相位鍵控調(diào)制MPSK，這里取M = 4，每個符號中包含兩個比特，此 時& = 2Eb，其在AWGN信道和慢時變平坦瑞利衰落信道條件下的誤符號率(理論值)分別 為
<formula>formula see original document page 11</formula>3.本發(fā)明超寬帶接收機構(gòu)造與實現(xiàn) 與現(xiàn)有通信系統(tǒng)相比，本發(fā)明所提出的新型接收機采用了全新的設(shè)計思路，采用 超寬帶的通帶濾波器替代了圖1中的前置窄帶濾波器，接收濾波器的帶寬是實際發(fā)送信號 帶寬的幾倍，使得大量帶外噪聲及未知信號分量進入接收機，并依據(jù)此設(shè)計得到新型接收 機的構(gòu)造與信號處理方法。其實現(xiàn)主要由超寬帶接收模塊，高維噪聲空間信號處理模塊和 譯碼判決模塊三個關(guān)鍵組件構(gòu)成，如圖3所示，超寬帶接收模塊的接收濾波器的帶寬Wsup遠 高于實際發(fā)送信號的帶寬B， Wsup >> B， 一般取2倍以上。 其處理流程如下首先采用接收濾波器對有用信號和帶外的擾噪信號一并進行接 收，并對信號進行高速過采樣處理；而后，高速過采樣信號將被送至高維噪聲空間解調(diào)模塊 做進一步處理。在收到高速的采樣信號流后，高維噪聲空間解調(diào)模塊完成信號的多路并行 運算和處理，并將輸出軟判信息送至判決器完成最終的譯碼判決，恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)信息。 下面給出超寬帶接收機各部分的設(shè)計實現(xiàn)。
3. 1.超寬帶接收模塊的構(gòu)造 實際中的噪聲和未知信號的頻譜成分極為豐富，其頻帶寬度WN較通信信號帶寬B 而言要寬得多，這里記為1,>>8。超寬帶接收濾波器的作用正是要將這些位于通信頻帶以 外的無用信號(包括噪聲)引入進接收機。在本發(fā)明中，采用通帶帶寬WSUP二K.B，K^2 接收濾波器和與之對應(yīng)的高速過采樣器完成這一任務(wù)，見圖4。 記高速過采樣器的采樣速率為FsSup，則F/"P =『—=尺 《,其中，K = [WSup/B];也 就是說本發(fā)明中所采用的采樣速率Fssup是傳統(tǒng)通信系統(tǒng)采樣速率Fs的K倍。而因子K的取值范圍由信道噪聲的頻率范圍WN與信號帶寬B的比值[WN/B]所決定，即
2《K《[WN/B] (14) 對應(yīng)的高速采樣間隔7fP =1/『~此時減小為原有系統(tǒng)采樣速率Ts的1/K，即 7fP =7^/《，因此式(4)得出的第1個符號間隔上信號采樣點可改寫為
5 (C ) = 》具g (P. 7fP ) + "'. 7fP ) (丄$ ) 其中，p二O， ， K* [T。/Ts]-1，表示采樣樣本編號，即在相同符號間隔T。上采 得的樣點總數(shù)為K' [T。/Ts]。對于通帶帶寬WSUP二K'B的接收濾波器，其輸出的噪聲信 號分量n' (t)在等間隔點t二p/wsup處樣點相互獨立，因此式(15)中的噪聲信號樣本 n' (p Tssup)為獨立同分布的高斯隨機變量，均值為O，方差為N。/2。
此時，通過超寬帶接收模塊的接收濾波器進入接收機的噪聲信號功率為 [r0/r，]—i
々 產(chǎn)o =
(16) 由此可知，進入接收機的噪聲平均功率與濾波器帶寬成正比，顯然其較傳統(tǒng)系統(tǒng) 的噪聲功率放大了 K倍，說明更多的帶外信號進入接收機。接下來，高速過采樣得到的信號 樣本(巧(p Tssup)}將被送至高維噪聲空間信號處理模塊進行處理，輸出軟判信息。
3.2.高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊 高維噪聲空間信號處理模塊是本發(fā)明接收機的又一關(guān)鍵部件，用于處理高速過采 樣信號中包含的大量帶外無用信號，其結(jié)構(gòu)組成如圖5所示。高維噪聲空間信號解調(diào)處理 模塊包括多路并行的分梳式用戶信號收集器，每個分梳式用戶信號收集器的輸出連接有軟 信息計算器，通過軟信息計算器得到各分梳式用戶信號收集器的數(shù)據(jù)符號軟判信息，這些 軟判信息將送至后續(xù)的譯碼判決模塊，為其提供必要的判據(jù)。其中分梳式用戶信號收集器 為與發(fā)送端信號相匹配的濾波器，優(yōu)選梳狀濾波器，梳狀濾波器計算算量小，速度快，有利 于減小并行處理時的計算量，高速過采樣器輸出至所述并行的分梳式用戶信號收集器。
如圖5所示，經(jīng)過高速過采樣后得到的過采樣信號樣本{rjp 首先送至多 路并行的分梳式用戶信號收集器，完成有用信號收集和篩選工作。這里共設(shè)有K個并行支 路，!(= [w一/B]。分梳式用戶信號收集器按照各自不同的樣本抽取偏移量分別對過采樣信
號{巧(p *tsSup)}進行等間隔抽取，并對抽取信號進行并行處理。將r/"p = r,/《代入式(15)，
并將之改寫為 = + (17) 對于編號為k的分梳式用戶信號收集器，所處支路編號為k，其樣本抽取偏移量為 k Tssup(k =， ， K-l)，其對過信號樣本{ri(p Tssup)}的抽取結(jié)果記為r(q ;k): "#)—(《.7;+17/,)
12<formula>formula see original document page 13</formula>
(18) 其中，q = 0， . . . ， [T。/Ts]_l為抽取樣值的編號，上式得到的抽取樣點實際為原信 號r(t)以k *TsSup作為其初始偏移時間，按照標(biāo)準(zhǔn)奈奎斯特Nyquist采樣間隔Ts進行采樣 的結(jié)果，由采樣定理知，r(q;k)同樣可無失真地恢復(fù)出原始信號r(t)，各路分梳式用戶信 號收集器的抽取結(jié)果所包含的有用信號分量是完全等價的，且有
=1
(19) 即各分梳式用戶信號收集器收集到的有用信號能量均相等，并等于發(fā)送信號能 量。而另一方面，由式(15)知，不同分梳式用戶信號收集器k = 0， ...，K-l抽取信號 所包含的噪聲分量fe(q，Ts+kT,P)L彼此獨立，這使得性能的改善成為可能。接下來， 分梳式用戶信號收集器k使用與抽取信號點列{r(q ;kM,中的有用信號相匹配的脈沖
g(《A)蘭g[(^《+WfO]完成抽取信號濾波接收，其輸出結(jié)果為《("=^ (r rs + () ， g (rt+《"p )〉c
="廠a具〈g (《;",g (《;"〉+〈"(《;",g (《;*)〉
(20) 其中，濾波器輸出噪聲",("=藝["(《;".g'(^)].為零均值的高斯隨機變
《=0
量，對應(yīng)的方差為 cr 2'=l]五卜(《^)f'g(《;A)/(《;"]
2
(21) 由式(15)知，各個分梳式用戶信號收集器輸出的噪聲分量&(k)彼此獨立，因此， K個分梳式用戶信號收集器所引入的噪聲總量為K (N。/2)，是傳統(tǒng)濾波器噪聲強度的K倍； 但另一方面，各分梳式用戶信號收集器收集的信號總和也相應(yīng)增長了K倍，對應(yīng)的信號能 量按照K2倍增長，因此總的看就引入了額外的接收處理增益，在后面的試驗中我們可以看 到系統(tǒng)性能的確得到了明顯改善。 類似于式(7)，我們可以給出用戶信號收集器k輸出噪聲分量&(k)的概率密度函 數(shù)分布
..... 1
《/2
exp("
(22) 其中，ni(k) = n表示當(dāng)前分梳式用戶信號收集器的濾波輸出噪聲分 時4(k)的條件概率密度也可相應(yīng)得到
1
:的數(shù)值，此
;riV。/2
exp(-|《("-a,O0/2)) (23) ; 通常情況下，式中的信道狀態(tài)^均是可以在接收端通過信道估計等方法得到，并
13用以完成此后的信號均衡等處理，這里不妨設(shè)其對接收端已知。接下來，分梳式用戶信號收 集器k對應(yīng)連接的軟信息計算器即可根據(jù)當(dāng)前輸出的djk)和信道狀態(tài)c^，計算出發(fā)送的 數(shù)據(jù)符號&取集合①的某一符號、，m-g，…，m-l時的軟判值
戶"^ 、)=
(24) M表示通信系統(tǒng)所采用的進制數(shù)，mi為符號編號，sm,為集合①的所有可能取值， 上式表示在當(dāng)前信道狀態(tài)a i下，分梳式用戶信號收集器k收到信號(k)判決為符號可能 取值、的概率，現(xiàn)將4(k)的條件概率密度代入上式，即可得到支路k輸出的關(guān)于數(shù)據(jù)符號 Sl所有可能解的軟判值計算式 A =、)='
m = 0,…，m — 1
一 (25)
而后，支路k將得到的關(guān)于數(shù)據(jù)符號Sl各可能解的軟判值 3.3.譯碼判決模塊 譯碼判決模塊通過對高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊各并行支路計算得到的軟 判值進行綜合，即可判決并恢復(fù)出原始發(fā)送符號。這里選擇最大后驗準(zhǔn)則作為判決規(guī)則，譯 碼器先將各支路輸出的關(guān)于符號Sl的各可能解的軟判值分別進行累加，即 尸(a^、j二X！
(26) 號
而后選擇其中最大值所對應(yīng)的符號取值作為最佳判決結(jié)果，恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)符 ~=arg'
S加i
max
—外、
(27)
:，并使得各個分梳式用戶信號
接 本發(fā)明接收機引入了大量統(tǒng)計獨立的隨機噪聲分
收集器輸出的噪聲分量&(k)彼此獨立，這就使得系統(tǒng)性能改善成為可能。因此，K個分梳 式用戶信號收集器所引入的噪聲總量為K (N。/2)，是傳統(tǒng)濾波器噪聲強度的K倍；但另一 方面，各并行支路上的用戶信號收集器收集的信號總和也相應(yīng)增長了K倍，對應(yīng)的信號能 量按照K2倍增長，因此總的看就引入了額外的接收處理增益，由本發(fā)明的實施例可以看到 系統(tǒng)性能的確得到了明顯改善。 下面以具體實施例來說明本發(fā)明的實現(xiàn)及效果。
實例1 :基帶傳輸系統(tǒng) 本例采用雙極性2PSK調(diào)制將數(shù)據(jù)攜帶在通信信號上進行傳輸。符號速率為IK波 特，單個符號的能量為Eg，對應(yīng)的符號發(fā)送間隔T。二 lms。系統(tǒng)采用的脈沖成形函數(shù)為單位
14能量的高斯成形函數(shù)(長度為T。)，即

g(0 = expL-(f-ro/2
其中，參數(shù)o。 = erfc(P)/2T。(P為能 (28)
:比)。此時，系統(tǒng)發(fā)端信號可寫為
(29) 式中，Sl為第1個時隙發(fā)送的數(shù)據(jù)符號，本例中取16QAM調(diào)制；信號s(t)在發(fā)送 過程中所占用的帶寬B主要由g(t)所決定。這里，能量比P = 10—4，對應(yīng)的參數(shù)值o。= 1. 817X10—4，其在傳輸過程中占用的帶寬可計算得到B = 5. 254KHz。 接收端采用本發(fā)明的超寬帶接收機結(jié)構(gòu)。本例中，其超寬帶接收濾波器的通 帶帶寬設(shè)置為普通窄帶濾波器帶寬的3倍，即wsup二 15.762KHz，有([WSup/B] =3);相 應(yīng)的，過采樣采樣速率的最大倍數(shù)K不得超過3，即《~ S3-i^ 。本例中按最大值進行選 取，=3Fs=15.762X//z ，對應(yīng)的采樣間隔為7fp = 63.441//s ，而標(biāo)準(zhǔn)采樣間隔為Ts = 0. 1903ms。此時，接收端的分梳式用戶信號收集器共有3路，分別為g。， gl， &，具體形式如 下
g2={g(,-27fP
，"=0，1"."4
(30) 下面對該基帶傳輸系統(tǒng)在平坦衰落無線信道下的性能進行測試，并給出測試結(jié) 果。測試條件如下信道最大多徑時延為10. 5ns，最大多普勒擴展為129. 099Hz，對應(yīng)的信 道相干時間為0.015s。實驗對本發(fā)明提出的超寬帶接收機結(jié)構(gòu)(2、3倍標(biāo)準(zhǔn)帶寬)的性能 進行測試，并與傳統(tǒng)窄帶接收機的接收性能進行比較，如圖6，圖中的"加號-虛線"表示本 發(fā)明的超寬帶接收機(2倍標(biāo)準(zhǔn)帶寬)，"三角-點劃線"表示本發(fā)明的超寬帶接收機(3倍 標(biāo)準(zhǔn)帶寬)，"圈_實線"表示傳統(tǒng)窄帶接收機。從測試結(jié)果看，本發(fā)明在相同條件下可使接 收性能得到較為顯著的改善。
實例2 :正交多載波OF匿系統(tǒng) 本例采用正交多載波OFDM完成數(shù)據(jù)的并發(fā)傳輸，這里可用載波個數(shù)取Q = 32。設(shè) 一個完整的OF匿符號間隔T。 = lms，子載波間隔為f A ( = 1/R。) = lKHz。系統(tǒng)采用長度為 lms的矩形脈沖作為成形函數(shù)
"0-如xpL/2啦W， "
該系統(tǒng)在傳輸過程中占用的帶寬為B = Q f A = 32KHz。普通接收機的采樣速率 為Fs = 32KHz，對應(yīng)的采樣間隔Ts = 31. 25 y s ;若接收端則采用超寬帶接收機結(jié)構(gòu)，本例 中，超寬帶接收濾波器的通帶帶寬同樣按照3倍窄帶濾波器帶寬進行選取，則WSuP二96KHz， 對應(yīng)的高速過采樣速率為if7 =3Fs=96m凍樣間隔為 fp = 10.416/zs ，S卩 fP = 。
對應(yīng)于發(fā)端的各子載波fq = q f A (q = 0， . . . ， 31)，接收端分別采用與之對應(yīng)的 3路分梳式用戶信號收集器完成信號的接收，依次記為g。(n ;fq)， gl(n ;fq)， g2(n ;f,)，具體 形式如下
(")=1—.2"錯)]
^("h+exp[y2"払)(卜2.7fP)]
(34) 下面對0F匿系統(tǒng)(子載波數(shù)Q = 32)在平坦衰落無線信道下的性能進行測試， 并給出測試結(jié)果。測試條件如下OF匿符號發(fā)送間隔為T = lms，子載波間隔為f A ( = 1/ T) = lKHz。系統(tǒng)采用長度為T。 = 1ms的矩形脈沖作為其成形函數(shù)。信道最大多徑時延為 10. 5ns，最大多普勒擴展為129. 099Hz，對應(yīng)的信道相干時間為0. 015s。實驗對本發(fā)明提出 的超寬帶接收機結(jié)構(gòu)(3倍標(biāo)準(zhǔn)帶寬)的性能進行測試，并與傳統(tǒng)窄帶接收機的接收性能進 行比較，如圖7，圖中的"三角-點劃線"表示本發(fā)明接收機，"圈_實線"表示傳統(tǒng)窄帶接收 機。從測試結(jié)果看，本發(fā)明在相同條件下可使接收性能得到較為顯著的改善。
本發(fā)明可在現(xiàn)有通信系統(tǒng)的基礎(chǔ)上使得系統(tǒng)傳輸性能得到顯著改善，并具有良好 的適用性，適用于現(xiàn)有各類通信系統(tǒng)，具有廣泛應(yīng)用的潛力和價值。 與以往通信系統(tǒng)相比，本發(fā)明最為獨特之處就在于其并不排斥無用信號，而是主 動將更多的帶外無用信號分量引入進接收機，用以參與和完成數(shù)據(jù)信息的恢復(fù)工作。具體 特點又可概括為以下兩個方面 其一，在超寬帶接收濾波器部分，我們主要采用超高速信號采樣完成，其采樣速率 Fssup的設(shè)置要遠高于發(fā)端信號實際所占用的帶寬B，if"" 〉〉B ，這一點也是與現(xiàn)有通信系統(tǒng) 迥然不同； 其二，引入的額外噪聲及未知信號分量會連同數(shù)據(jù)信號一起送入高維噪聲空間處 理模塊完成信號的解調(diào)與特殊處理，并輸出數(shù)據(jù)符號的軟判決值，用以完成最終的譯碼判 決。在這一過程中，將帶來額外的處理增益，從而使得通信系統(tǒng)的性能得到更大幅度的提升。
1權(quán)利要求
數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機，其特征是包括依次連接的超寬帶接收模塊、高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊和譯碼判決模塊，超寬帶接收模塊包括接收濾波器和高速過采樣器，所述接收濾波器的帶寬遠高于通信系統(tǒng)發(fā)送端信號的帶寬，接收濾波器輸出至高速過采樣器，高速過采樣器的采樣速率與接收濾波器的帶寬相同；高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊包括多個并行的分梳式用戶信號收集器，每個分梳式用戶信號收集器的輸出連接有軟信息計算器，所有軟信息計算器的輸出連接至譯碼判決模塊，其中分梳式用戶信號收集器為與發(fā)送端信號相匹配的濾波器，高速過采樣器輸出至所述并行的分梳式用戶信號收集器。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機，其特征是超寬帶接收模塊的接 收濾波器帶寬為實際發(fā)送信號帶寬的2倍以上。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機，其特征是分梳式用戶信號 收集器為梳狀濾波器。
4. 權(quán)利要求l-3任一項所述的數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機的信號處理方法，其特征是 在通信系統(tǒng)的接收端，首先由超寬帶接收模塊的接收濾波器對發(fā)送端信號和發(fā)送端信號帶 外的擾噪信號一并進行接收，再對接收的信號進行過采樣，所得到的過采樣信號送至高維 噪聲空間解調(diào)模塊做進一步處理，在收到過采樣信號流后，高維噪聲空間解調(diào)模塊的多個 并行的分梳式用戶信號收集器完成信號的多路并行處理，并由軟信息計算器輸出軟判信息 至譯碼判決模塊完成譯碼判決，恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)信息；超寬帶接收模塊中的過采樣為超寬帶接收模塊采用接收濾波器對帶寬為B的發(fā)送信號進行寬帶接收，其中B為發(fā)送 信號等效基帶信號的雙邊譜寬度，接收濾波器的通帶帶寬為Wsup，是實際發(fā)送信號帶寬B的 K倍，即Ws， = K*B，K > 2 ;接下來，高速過采樣器對濾波器輸出信號進行過采樣，采樣速率 為《"P =『 =5 ，對應(yīng)的采樣間隔7fP =1/F/"P ，是標(biāo)準(zhǔn)奈奎斯特采樣間隔Ts = 1/B的1/K，即TfP =TS/K ;設(shè)通信信號的符號間隔為T。，則第1個符號間隔上信號采樣點可寫為。(p r/"p ) = + ，)其中，P表示樣本編號，P = 0，. . . ， K [T。/Ts]—、即在符號間隔T。上采得的樣點總數(shù)為 K [T。/Ts] ， a工為信道衰落因子，Sl G①為第1個時隙發(fā)送的某一數(shù)據(jù)符號，①為數(shù)據(jù)符 號Sl所有可能取值的全體，Es為單個符號的能量，對于通帶帶寬為Wsup的濾波器，其輸出的 噪聲信號分量n' a)在等間隔點t = p/WSup處的樣點n' (p *TSSUP)為相互獨立的同分布 的高斯隨機變量，均值為O，方差為N。/2， N。/2為噪聲的雙邊功率譜密度；按照采樣速率F/uP采樣后得到的過采樣信號樣本{ri(p Tssup)}送至高維噪聲空間 信號解調(diào)模塊進行處理，高維噪聲空間信號解調(diào)模塊對應(yīng)設(shè)有K個并行的分梳式用戶信號 收集器，用以完成有用信號收集和篩選工作；分梳式用戶信號收集器按照各自不同的樣本 抽取偏移量分別對過采樣信號(巧(p Tssup)}進行等間隔抽取，并對抽取信號進行并行處 理，對于編號為k的分梳式用戶信號收集器，所處支路編號為k，對應(yīng)的樣本抽取偏移量為 k T，p(k = ()， ， K-l)，其抽取結(jié)果為其中，q = 0， ...， [T。/Ts]-1為抽取樣值的編號，上式得到的抽取樣點實際為原信號 r (t)以k *TSSUP作為其初始偏移時間，按照標(biāo)準(zhǔn)奈奎斯特采樣間隔Ts進行采樣的結(jié)果，由采 樣定理知，r (q ;k)同樣可無失真地恢復(fù)出原始信號r (t)，各路分梳式用戶信號收集器的抽 取結(jié)果所包含的有用信號分量是完全等價的，且有<formula>formula see original document page 3</formula>即各分梳式用戶信號收集器收集到的有用信號能量均相等，并等于發(fā)送信號能量，分梳式用戶信號收集器k使用與抽取信號點列(r(q;kM,中的有用信號相匹配的脈沖 g(W。蘭g[^Js+^fP)]完成抽取信號濾波接收，其輸出結(jié)果為<formula>formula see original document page 3</formula>其中， ^)= ^ ["^;"i'G;q]為分梳式用戶信號收集器的濾波輸出噪聲分量，<formula>formula see original document page 3</formula>是零均值的高斯隨機變量，該變量對應(yīng)的方差為<formula>formula see original document page 3</formula>于是，分梳式用戶信號收集器k的輸出噪聲分j injk)的概率密度函數(shù)分布為<formula>formula see original document page 3</formula>其中，ni(k) =!!表示當(dāng)前分梳式用戶信號收集器的濾波輸出噪聲分3djk)的條件概率密度也可相應(yīng)得到<formula>formula see original document page 3</formula>:的數(shù)值，此時<formula>formula see original document page 3</formula>接下來，分梳式用戶信號收集器k對應(yīng)連接的軟信息計算器即可根據(jù)當(dāng)前輸出的& (k) 和信道狀態(tài)a"計算出發(fā)送的數(shù)據(jù)符號s工取集合①的某一符號、叫二0， ...，M-l時的 軟判值<formula>formula see original document page 3</formula>M表示通信系統(tǒng)所采用的進制數(shù)，mi為符號編號，Sm,為集合①的所有可能取值，上式 表示在當(dāng)前信道狀態(tài)C^下，分梳式用戶信號收集器k收到信號C^(k)判決為符號可能取值 ^的概率，現(xiàn)將(k)的條件概率密度代入上式，即可得到支路k輸出的關(guān)于數(shù)據(jù)符號Sl所有可能解的軟判值計算式<formula>formula see original document page 4</formula>而后，支路k將得到的關(guān)于數(shù)據(jù)符號Sl各可能解的軟判值[^(A =、)| W =0,...，^-1}送至譯碼判決器模塊，并連同其他并行支路得到軟判值一起完成最后的符號判決，恢復(fù)出原 始數(shù)據(jù)符號。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機的信號處理方法，其特征是譯碼 判決模塊選擇最大后驗準(zhǔn)則作為判決規(guī)則，先將由高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊得到的 關(guān)于數(shù)據(jù)符號Sl的各可能解的軟判值分別進行累加，即<formula>formula see original document page 4</formula>而后選擇其中最大值所對應(yīng)的符號取值作為最佳判決結(jié)果，恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)符號<formula>formula see original document page 4</formula>
全文摘要
數(shù)字通信系統(tǒng)超寬帶接收機及其信號處理方法，接收機包括依次連接的超寬帶接收模塊、高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊和譯碼判決模塊，高維噪聲空間信號解調(diào)處理模塊包括多個并行的分梳式用戶信號收集器及與其對應(yīng)連接的軟信息計算器，所有軟信息計算器的輸出連接至譯碼判決模塊；接收機首先由超寬帶接收模塊的接收濾波器對發(fā)送端信號和擾噪信號一并進行接收、采樣，所得到的信號送至高維噪聲空間解調(diào)模塊做進一步處理，輸出軟判信息至譯碼判決模塊，恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)信息。本發(fā)明的接收機結(jié)構(gòu)簡單，便于硬件實現(xiàn)；可顯著改善通信系統(tǒng)的信噪比，在相同信噪比環(huán)境下，采用本發(fā)明接收機和處理方法可使系統(tǒng)獲得不小于2.5dB的誤碼率性能改善。
文檔編號H04B1/69GK101741786SQ200910264320
公開日2010年6月16日 申請日期2009年12月18日 優(yōu)先權(quán)日2009年12月18日
發(fā)明者曹軼君, 沈越泓, 袁志鋼 申請人:中國人民解放軍理工大學(xué)