專利名稱：在ofdm系統(tǒng)中用于i/q分支均衡的系統(tǒng)及方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)，尤其涉及一種在正交頻分復用(OFDM)系 統(tǒng)中用于I/Q分支均衡的系統(tǒng)及方法。
背景技術：
移動通信已經(jīng)改變了人們通信的方式，且移動電話已經(jīng)由奢侈用品轉變 為人們?nèi)粘Ｉ钪兄匾糠?。如今，移動電話的使用受礙于社會條件，而非 受礙于地域及技術。當語音連接滿足了通信的基本需求，并且移動語音連接 也不斷滲入到人們?nèi)粘Ｉ畹母鱾€細節(jié)當中，那么移動通信改革的下一步將 會是移動因特網(wǎng)。移動因特網(wǎng)將成為日常信息的普通來源，并且通過移動因 特網(wǎng)還可以便捷地以各種方式訪問這些數(shù)據(jù)。
目前，已專門設計了第三代(3G)蜂窩網(wǎng)絡來滿足移動因特網(wǎng)的這些未 來需求。隨著這些服務的普及使用，對于蜂窩網(wǎng)絡操作者而言，例如網(wǎng)絡容 量的成本效率優(yōu)化及服務質(zhì)量(QOS)這些因素將比目前顯得更為重要。這 些因素可以通過細致的網(wǎng)絡計劃和操作、傳輸方法上的改進以及接收器技術 上的改進而得以實現(xiàn)。因此，在載波方面需要能使它們增加下行鏈路的技術。
為了滿足這些需求，通信系統(tǒng)可能會變得愈加復雜、愈加微型。因此， 重要的是要努力提供在例如降低系統(tǒng)復雜性的同時又可提供高性能的解決方
對于本領域的普通技術人員來說，通過將這些系統(tǒng)與本發(fā)明后續(xù)將要結合附圖介紹的系統(tǒng)進行比較，可以顯而易見常規(guī)和傳統(tǒng)方法的其它局限性和 弊端。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了一種在OFDM系統(tǒng)中用于I/Q分支均衡的系統(tǒng)及方法，其 基本上如至少一幅附圖所示和/或結合至少這些附圖之一所述，以及如權利要 求中更完整地闡述。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，其提供了一種用于處理通信信號的方法，該方法 包括
確定OFDM接收機內(nèi)的同相處理分支和/或正交處理分支之間的傳遞函
通過在同相處理分支和/或正交處理分支內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT) 后進行均衡，以補償所測得的傳遞函數(shù)失配。 優(yōu)選地，所述OFDM系統(tǒng)遵循無線標準。
優(yōu)選地，所述無線標準可包括UMTS LTE (EUTRA)、 WIMAX (IEEE 802.16)、 DVB-H和/或WLAN (IEEE 802.11)。
優(yōu)選地，所述方法還包括測量同相分支濾波器和/或正交分支濾波器的傳 遞函數(shù)以進行所述傳遞函數(shù)失配的確定。
優(yōu)選地，所述方法還包括通過所述均衡器在頻域上補償所述傳遞函數(shù)失配。
優(yōu)選地，所述傳遞函數(shù)失配包括幅度和/或相位響應失配。
優(yōu)選地，所述幅度和/或相位響應失配為頻率函數(shù)。
優(yōu)選地，所述通信信號為QPSK、 QAM16和/或QAM64調(diào)制的OFDM信號。
綱腿
優(yōu)選地，所述方法還包括通過求商 ^sw來確定用于所述均衡的傳
遞函數(shù) ， ^(⑩為同相處理分支傳遞函數(shù)，且ifi一》為正交處理分支傳遞函數(shù)。
綱c繼
優(yōu)選地，所述方法還包括通過求商瑪《一來確定用于所述均衡的傳 遞函數(shù)i (w， ^(一為同相處理分支傳遞函數(shù)，且i^一為正交處理分支傳遞函 數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，其提供了一種用于處理通信信號的系統(tǒng)，該系統(tǒng)
包括 一個或多個電路，所述電路實現(xiàn)以下操作
確定在OFDM接收機中同相處理分支和/或正交處理分支之間的傳遞函 數(shù)失配；
在同相處理分支和/或正交處理分支內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT)后進 行均衡，以補償所測得的傳遞函數(shù)失配。
優(yōu)選地，所述OFDM系統(tǒng)可遵照無線標準。
優(yōu)選地，所述無線標準可包括UMTS LTE (EUTRA)， WIMAX (IEEE 802.16)， DVB-H，和/或WLAN (IEEE 802.11 )。
優(yōu)選地，所述一個或多個電路測量同相分支濾波器和/或正交分支濾波器 的傳遞函數(shù)以進行所述傳遞函數(shù)失配的確定。
優(yōu)選地，所述一個或多個電路通過所述均衡器在頻域上補償所述傳遞函 數(shù)失配優(yōu)選地，所述通信信號為QPSK、 QAM16、和/或QAM64調(diào)制的OFDM信號。
優(yōu)選地，所述一個或多個電路通過求商 <formula>formula see original document page 7</formula>來確定用于所述均衡
的傳遞函數(shù)*#， ^《一為同相處理分支傳遞函數(shù)，且^一》為正交處理分支 傳遞函數(shù)。
優(yōu)選地，所述一個或多個電路通過求商<formula>formula see original document page 7</formula>來確定用于所述均衡
的傳遞函數(shù)^， ^(一為同相處理分支傳遞函數(shù)，且Hfi《《為正交處理分支傳 遞函數(shù)。
根據(jù)以下說明和附圖可以更全面地理解本發(fā)明的各種優(yōu)點、各個方面和創(chuàng)新特征及 其舉例的實施例的細節(jié)。


下面將結合附圖及實施例對本發(fā)明作進一步說明，附圖中
圖1A是根據(jù)本發(fā)明一實施例的示范性無線通信系統(tǒng)的示意圖1B是說明根據(jù)本發(fā)明各個實施例I分支和Q分支模擬基帶濾波器的
示范性傳遞函數(shù)比較的示意圖2A是說明根據(jù)本發(fā)明各個實施例的I/Q濾波器幅度響應的示范性失
配細節(jié)的示意圖2B是說明根據(jù)本發(fā)明一個實施例的示范性I/Q分支均衡系統(tǒng)的示意
圖3為根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的有/無失配濾波器的示范性2.5MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖；圖4為根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的有/無失配濾波器的示范性5MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖5為根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的有/無失配濾波器的示范性10MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖6為根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的有/無失配濾波器的示范性20MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明的特定實施例涉及在正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)中用于I/Q分 支均衡的系統(tǒng)及方法。用于在正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)中I/Q分支均衡 的系統(tǒng)及方法的各個方面可包括確定OFDM接收機中同相處理分支和/或正 交處理分支之間的傳遞函數(shù)失配。所確定的傳遞函數(shù)失配可通過在同相處理 分支和/或正交處理分支內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT)后進行均衡以得到補 償。
所述OFDM系統(tǒng)可適用無線標準。所述無線標準可包括UMTS LTE (EUTRA)， WIMAX (IEEE 802.16)， DVB-H，禾口/或WLAN (IEEE 802.11 )。
同相分支濾波器和/或正交分支濾波器的傳遞函數(shù)可被測量到以用于確定所 述傳遞函數(shù)失配。傳遞函數(shù)失配可通過均衡器在頻域上進行補償。傳遞函數(shù) 失配可包括幅度和/或相位響應失配，其幅度和/或相位響應失配可為頻率的 函數(shù)。通信信號可為QPSK、 QAM16、禾卩/或QAM64調(diào)制的OFDM信號。
通過求商'le《,來確定傳遞函數(shù)W一并用于均衡，^一)為同相處理分支 傳遞函數(shù)，且 為正交處理分支傳遞函數(shù)?；蛘撸部梢酝ㄟ^求商""目來確定傳遞函數(shù)^一并用于均衡，A^為同相處理分支傳遞函 數(shù)，且&樹為正交處理分支傳遞函數(shù)。
圖1A是根據(jù)本發(fā)明一實施例的示范性無線通信系統(tǒng)的示意圖。參見圖
1A,其示出了接入點112b、計算機110a、路由器130、因特網(wǎng)132及網(wǎng)絡服 務器134。所述計算機或主設備110a可包括無線電設備llla、主處理器lllc 及主存儲器llld。該圖還示出了位于無線電設備llla與接入點112b之間的 無線連接。
所述接入點112b可包括用于發(fā)射和接收射頻信號以例如與無線電設備 llla進行數(shù)據(jù)通信的合適邏輯、電路和/或代碼。所述接入點112b也可用于 經(jīng)由有線網(wǎng)絡例如通過路由器130進行通信。無線電設備llla可包括用于通 過無線射頻波與一個或多個其它無線通信設備進行通信的合適邏輯、電路和/ 或代碼。無線電設備llla與接入點112b可適用一種或多種通信標準，例如 GSM、 UMTSLTE、 CDMA2000、藍牙、WIMAX (IEEE 802.16)和/或IEEE 802.11無線局域網(wǎng)(LAN)。
主處理器lllc可包括用于生成數(shù)據(jù)并進行處理的合適邏輯、電路和/或 代碼。主存儲器llld可包括針對計算機110a的各種系統(tǒng)組件和功能存儲和 獲取數(shù)據(jù)的合適邏輯、電路和/或代碼。
路由器130可包括用于實現(xiàn)與通信設備通信的合適邏輯、電路和/或代 碼，該通信設備可以是與路由器BO通信耦合的通信設備，如接入點112b， 和/或該通信設備可以是與因特網(wǎng)132通信耦合的一個或多個通信設備。
因特網(wǎng)132可包括用于實現(xiàn)多個通信設備互連接并在它們之間交換數(shù)據(jù) 的合適邏輯、電路和/或代碼。網(wǎng)絡服務器134可包括用于實現(xiàn)與通信設備通信的合適邏輯、電路和/或代碼，該通信設備通過如因特網(wǎng)132與網(wǎng)絡服務器 134通信耦合。
各種含有硬件及軟件的計算設備和通信設備可使用一種或多種無線通信 標準和/或協(xié)議進行通信。例如，計算機或主設備llla的用戶可訪問因特網(wǎng) 132以從網(wǎng)絡服務器134上獲取流內(nèi)容。因此，用戶可在計算機110a與接入 點112b之間設置無線連接。 一旦設置了該連接，便可通過路由器130、接入 點112b和無線連接來接收來自網(wǎng)絡服務器134的流內(nèi)容，然后由計算機或主 設備110a處理這些流內(nèi)容。
在許多通信設備中，可單獨處理同相(I)信道及正交(Q)信道。由于 分支的變化和/或由于工作于多個通信協(xié)議和/或頻段的固定硬件引起的微小 失配，可能出現(xiàn)I信道和Q信道處理鏈不一樣的情形。該失配會影響通信效 果。根據(jù)本發(fā)明的多個實施例，本發(fā)明的多個實施例可以補償I信道和Q信 道間的失配。基于此，可確定OFDM接收機內(nèi)的同相處理分支和/或正交處 理分支之間的傳遞函數(shù)失配。所確定的傳遞函數(shù)失配可通過在同相處理分支 和/或正交處理分支內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT)后均衡來得到補償。
圖1B是根據(jù)本發(fā)明各個實施例I分支和Q分支模擬基帶濾波器的示范 性傳遞函數(shù)比較的示意圖。其示出了 20MHz情形212 I信道(20MHz case 212 I channel)幅度圖(I幅度)102、 20MHz情形212 Q信道幅度圖(Q幅度) 104、 20MHz情形212 I信道相位圖(I相位)106、 20MHz情形212 Q信道 相位圖108。 20MHz情形212I信道相位圖(I相位)106和20MHz情形212 Q信道相位圖108表明在同相及正交濾波器之間可能存在濾波器失配。示范 性信道帶寬為20MHz。
在許多通信系統(tǒng)中采用復值信號，該信號包括實部(同相I)和虛部(正交Q)。所接收到的信號通道在接收機內(nèi)可當作兩個實部值分支以使接收機分 開處理同相分量和正交信號分量。因此，這些信號所需的過濾可通過多個過
濾器實現(xiàn)，通常分別應用在各個分支(I及Q)上的傳輸特性基本相同。由 于I及Q分支濾波器內(nèi)微小的分量變化，該濾波器傳輸特性可能會發(fā)生微小 變化，且可能導致濾波后所得的復值信號的信號失真，這會影響接收機的性 能，在例如OFDM系統(tǒng)內(nèi)的高階調(diào)制方案中尤為如此。
根據(jù)本發(fā)明的多個實施例，例如為了均衡和/或明顯減少存在于信號分支 之間的信號傳輸特性失配，可對OFDM系統(tǒng)內(nèi)至少一個同相和/或正交信號 分支應用校正系數(shù)。實際中，需要均衡多個模擬基帶濾波器的傳輸特性間的 失配，模擬基帶濾波器可能位于接收機的模擬前端。根據(jù)本發(fā)明的多個實施 例，本發(fā)明不局限于均衡接收機前端內(nèi)的分量，也可應用于均衡可能存在于 任意信號處理系統(tǒng)的I及Q分支之間的增益和/或相位失配。
參見圖1B， 一示范性模擬基帶濾波器的特點可通過包括幅度傳遞函數(shù)和 相位傳遞函數(shù)的傳遞函數(shù)表現(xiàn)出來。例如，同相濾波器的特點可通過I幅度 圖102和I相位圖106表現(xiàn)出來。同樣，正交濾波器的特點可通過Q幅度圖 104及Q相位圖108表現(xiàn)出來。從圖1B可看出，I相位圖106、Q相位圖108、 I幅度圖102、 Q幅度圖104分別可能類似，但在多數(shù)情況下，它們會由于濾 波器失配而不同。圖102與104以及圖106與108各自間的差異可分別反映 出幅度及相位的失配。
圖2A為根據(jù)本發(fā)明多個實施例的I/Q濾波器幅度響應的示范性失配細 節(jié)的示意圖。其中示出了 20MHz情形212 I信道圖(I幅度)202和20MHz 情形212Q信道圖(Q幅度)204。圖2A的情形212可表示出存在于同相及 正交濾波器之間的濾波器失配。典型的信道帶寬可為20MHz。根據(jù)本發(fā)明的多個實施例，圖2A可說明由I幅度圖202示出的同相信 道幅度濾波器傳遞函數(shù)與由Q幅度圖204示出的正交信道幅度濾波器傳遞函 數(shù)之間的幅度失配。該I幅度圖202可與I幅度圖102大體相似，且Q幅度 圖204可與Q幅度圖104大體相似。
根據(jù)本發(fā)明的各個實施例，需要得知接收機前端的同相模擬基帶濾波器 與正交模擬基帶濾波器的增益和相位特性。在大多數(shù)情況下，需要采用基本 相似的測量方法來測量同相和正交濾波器二者的濾波器傳遞函數(shù)。相似的測 量技術和/或測量步驟可用于提高所得的傳遞函數(shù)測量值的可比性。例如，分
別對I分支和Q分支濾波器獲得同相傳遞函數(shù)A一)及正交濾波傳遞函數(shù) ^S(^后，兩個濾波器的相對傳遞特性^一可通過下列關系獲得
,， 好
由于OFDM系統(tǒng)可在頻域內(nèi)工作，在該頻率范圍內(nèi)的濾波器的相對傳遞 特性/^)在對可能得到的接收信號進行快速傅立葉變換(FFT)后，可作為
校正系數(shù)而應用于接收機的Q分支。因此，由相對傳遞特性^一確定的校正 系數(shù)可用作濾波器傳遞特性失配的I/Q分支均衡器。在一些實施例中，其可
通過應用校正系數(shù)來實現(xiàn)，該校正系數(shù)由下式獲得:,k一-^^"V"/一)。 例如，所接收到的時域OFDM信號"(O可通過下列關系獲得
該信號的頻域表示法可通過傅立葉變換得到
<formula>formula see original document page 12</formula>其中，/一(一 ， 4 w(微)及(微)'込呵(浴)可分別代表紛)和《(r〗的
傅立葉變換的實部和虛部。
由上所述，相對傳遞特性^一可作為校正系數(shù)而應用于例如接收機中的 一點上的Q分支，其中接收信號可能已經(jīng)進行了傅立葉變換，其根據(jù)下列關
系獲得
3(^x0))，=鄰(f)+MO)
=卿))+煩柳
=+/'g(微)及(浴)
其中，及( )=及《^(微)+/及崎(《)。
圖2B是根據(jù)本發(fā)明一個實施例的示范性I/Q分支均衡系統(tǒng)的示意圖。參 見圖2B，其中示出了天線210、同相(I)分支212、正交(Q)分支214、 本地振蕩器216、相移模塊218、均衡器220及混合器222。該I分支212可 包括放大器230a、乘法器232a、 I分支濾波器234a、模數(shù)轉換器(ADC) 236a 及快速傅立葉變換(FFT)模塊238a。該Q分支214可包括放大器230b、乘 法器232b、 Q分支濾波器234b、模數(shù)轉換器(ADC) 236b及快速傅立葉變 換(FFT)模塊238b。
天線210可包括用于接收射頻(RF)信號的電磁波并可將其轉化為電壓 和/或電流信號的合適邏輯、電路和/或代碼。所述I分支212可包括用于接收 射頻并將其轉化為適當?shù)幕鶐Ш?或中間頻率信號以進一步處理的合適邏輯、 電路和/或代碼。所述Q分支214可與I分支212大體相似，其可包括用于接 收射頻并將其轉化為適當?shù)幕鶐Ш?或中間頻率信號以進一步處理的合適邏 輯、電路和/或代碼。所述本地震蕩器216可包括用于生成射頻載波信號的合適邏輯、電路和/或代碼，該射頻載波信號可用以解調(diào)例如來自天線210接收 的射頻信號。相移模塊218可包括用于適當延遲輸入信號以產(chǎn)生90度相移的 合適邏輯、電路和/或代碼。
混合器222可包括用于組合實部和虛部信號分量以產(chǎn)生合成的實部和虛 部信號的合適邏輯、電路和/或代碼。放大器230a/b可包括用于放大和/或過 濾射頻信號的合適邏輯、電路和/或代碼。根據(jù)本發(fā)明的各個實施例，某些情 況下放大器230a和230b可為帶有分離輸出(splitoutput)的單個放大器。乘 法器232a/b可包括合適的邏輯、電路和/或代碼，以將多個輸入信號相乘，并 生成與多個輸入信號的乘積成比例的輸出信號。所述I分支濾波器234a和Q 分支濾波器234b可包括合適的邏輯、電路和/或代碼，以在其輸出信號中濾 除某些頻率的輸入信號。ADC 236a/b可包括用于將模擬信號轉化為數(shù)字輸出 信號合適的邏輯、電路和/或代碼。FFT塊238a/b可包括合適的邏輯、電路和 /或代碼，以用于將輸入信號進行快速傅立葉變換并生成(普通的)合成輸出 信號。
射頻信號可在天線210處接收到。所接收到的信號可與I分支212的輸 入通信耦合，以進行同相處理，并可與Q分支214通信耦合以進行正交處理。 在I分支212中，射頻信號可在放大器230處放大和/或過濾。放大器230a
輸出端上的放大信號可與例如載波信號eGS(^^相乘，以將射頻信號解調(diào)成 中頻和/或基帶信號。乘法器232a的輸出可與I分支濾波器234a相連，該I
分支濾波器234a可消除其輸入信號中不需要的頻率分量。I分支濾波器234a
的輸出信號在ADC 236a內(nèi)可從模擬信號轉化為離散信號。在ADC 236a內(nèi)
生成的離散信號可通信耦合到FFT塊238a，該FFT塊238a可產(chǎn)生與其輸入
信號的快速傅立葉變換成比例的輸出信號。所得的信號通常為合成信號，且FFT塊238b可分別產(chǎn)生作為實部信號分量的輸出和合成信號分量。
q分支214的操作與i分支基本相似，且其可處理射頻信號以提取并處 理正交信道。在乘法器232b中，射頻信號可與90度的相移載波信號相乘，
例如，③s(^—M&^。乘法器232b的輸出在Q分支濾波器234b內(nèi)可濾除 并是頻率受限的。I分支濾波器234a的傳遞特性^"⑩)，可與Q分支濾波器
234b的傳遞特性Hfi一)失配，如圖2B中所示。因此，均衡器220可利用傳 遞函數(shù)^一來實現(xiàn)，如圖2B中所示。均衡器220可均衡I分支濾波器234a 與Q分支濾波器234b之間的失配。在混合器222內(nèi)，來自I分支212的輸 出信號可與來自q分支214的均衡后的輸出信號組合，均衡后的輸出信號可 從均衡器220的輸出獲得。根據(jù)本發(fā)明的各個實施例，在I分支和/或Q分支 可采用一個或多個均衡器。
圖3為根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的有/無失配濾波器的示范性2.5MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖。其中示出了 QPSK IDEAL圖302、 QAM16 IDEAL圖304、 QAM64 IDEAL圖306、 QPSK情形212圖308、 QAM16 情形212圖310、 QAM64情形212圖312、 QPSK情形212 IQEQ圖314、 QAM16情形212IQEQ圖316、 QAM64情形212 IQEQ圖318。參見圖3， QPSK情形212圖308、 QAM16情形212圖310及QAM64情形212圖312 可共同稱為情形212。另外，QPSK情形212 IQEQ圖314、 QAM16情形212 IQEQ圖316、 QAM64情形212 IQEQ圖318可共同稱為情形212 IQEQ。圖 3示出了針對多階調(diào)制的分組差錯率(PER)作為信噪比(SNR)的函數(shù)， 例如在4階(order) (QAM16)及6階(QAM64)下的四相相移鍵控(QPSK) 及正交幅度調(diào)制(QAM)。 IDEAL可表示在I分支與Q分支之間沒有濾波器 失配的示范性示意圖。圖3的情形212可表示I分支與Q分支之間有失配的示范性示意圖，且圖3的情形212 IQEQ示出了根據(jù)本發(fā)明多個實施例的采 用均衡化操作的示范性PER性能。
從圖3可見，對于任意階調(diào)制，IDEAL圖可以比圖3所示的情形212更 低的PER實現(xiàn)。具體而言，通過將非失配QAM64 IDEAL圖306與圖3中 QAM64情形212圖312進行比較，可看出其效果在更高階調(diào)制下更加明顯。 通過應用根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的示范性均衡技術，其性能可從圖3中 QAM64情形212圖312改進到QAM64情形212IQEQ圖318。觀察可知， 圖3中的QAM64情形212 IQEQ圖318可相對接近圖3中的QAM64 IDEA 圖306所示的無失配濾波器所達到的性能。
圖4為根據(jù)本發(fā)明的多個實施例的有/無失配濾波器的示范性5MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖。其示出了 QPSK IDEAL圖402、 QAM 16 IDEAL 圖404、 QAM64 IDEAL圖406、 QPSK情形212圖408、 QAM16情形212 圖410、 QAM64情形212圖412、 QPSK情形212 IQEQ圖414、 QAM16情 形212 IQEQ圖416、 QAM64情形212 IQEQ圖418。圖4示出了在多階調(diào) 制下分組差錯率(PER)作為信噪比(SNR)的函數(shù)，例如在4階(QAM16) 及6階(QAM64)下的四相相移鍵控(QPSK)及正交幅度調(diào)制(QAM)。 IDEAL可表示在I分支與Q分支之間沒有濾波器失配的示范性想定圖。圖4 的情形212可表示I分支與Q分支之間有失配的示范性想定圖，且圖4的情 形212 IQEQ示出了根據(jù)本發(fā)明各個實施例的采用均衡化操作的示范性PER 性能。
從圖4可見，對于任意階調(diào)制，IDEAL圖可以比圖4所示的情形212更 低的PER實現(xiàn)。具體而言，通過將無失配的QAM64 IDEAL圖406與圖4 中QAM64情形212圖412進行比較，可看出其效果在高階調(diào)制下更加明顯。通過應用根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的示范性均衡技術，其性能可從QAM64 情形212圖412改進到QAM64情形212 IQEQ圖418。觀察可知，圖4中 QAM64情形212IQEQ圖418可相對接近圖4中QAM64 IDEA圖406所示 的無失配濾波器所達到的性能。
圖5為根據(jù)本發(fā)明的多個實施例的有/無失配濾波器的示范性10MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖。其示出了 QPSK IDEAL圖502、 QAM16 IDEAL 圖504、 QAM64 IDEAL圖506、 QPSK情形212圖508、 QAM16情形212 圖510、 QAM64情形212圖512、 QPSK情形212 IQEQ圖514、 QAM16情 形212 IQEQ圖516、 QAM64情形212 IQEQ圖518。圖5示出了在多階調(diào) 制下分組差錯率(PER)作為信噪比(SNR)的函數(shù)，例如在4階QAM16) 及6階(QAM64)下的四相相移鍵控(QPSK)及正交幅度調(diào)制(QAM)。 IDEAL可表示在I分支與Q分支之間無失配濾波器的示范性示意圖。圖5的 情形212可表示I分支與Q分支之間有失配濾波器的示范性示意圖，且圖5 的情形212 IQEQ示出了根據(jù)本發(fā)明各個實施例的采用均衡化操作的示范性 PER性能。
從圖5可見，對于任意階調(diào)制，IDEAL圖可以比圖5所示的情形212更 低的PER實現(xiàn)。具體而言，通過將無失配濾波器的QAM64 IDEAL圖506 與QAM64情形212圖512進行比較，可看出其效果在高階調(diào)制下更加明顯。 通過應用根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的示范性均衡技術，其性能可從圖5中 QAM64情形212圖512改進到QAM64情形212IQEQ圖518。觀察可知， 圖5中QAM64情形212IQEQ圖518可相對接近圖5中QAM64 IDEA圖506 所示的無失配濾波器所達到的性能。在一些實施例中，根據(jù)本發(fā)明各個實施 例，其性能可與無失配濾波器時的性能基本相似。圖6為根據(jù)本發(fā)明的多個實施例的有/無失配濾波器的示范性20MHz EUTRA系統(tǒng)性能的示意圖。其示出了 QPSK IDEAL圖602、 QAM16 IDEAL 圖604、 QAM64 IDEAL圖606、 QPSK情形212圖608、 QAM16情形212 圖610、 QAM64情形212圖612、 QPSK情形212 IQEQ圖614、 QAM16情 形212IQEQ圖616、 QAM64情形212 IQEQ圖618。圖6示出了在多階調(diào) 制下分組差錯率(PER)作為信噪比(SNR)的函數(shù)，例如在4階(QAM16) 和6階(QAM64)下的四相相移鍵控(QPSK)及正交幅度調(diào)制(QAM)。 IDEAL可表示在I分支與Q分支之間沒有濾波器失配的示范性想定圖。圖6 的情形212可表示I分支與Q分支之間有失配的示范性想定圖，且圖6的情 形212 IQEQ示出了根據(jù)本發(fā)明多個實施例的使用均衡的示范性PER性能。
從圖6可見，對于任意階調(diào)制，IDEAL圖可以比圖6所示的情形212更 低的PER實現(xiàn)。具體而言，通過將無失配的QAM64 IDEAL圖606與QAM64 情形212圖612進行比較，可看出其效果在高階調(diào)制下更加明顯。通過應用 根據(jù)本發(fā)明的各個實施例的示范性均衡技術，其性能可從圖6中QAM64情 形212圖612改進到QAM64情形212IQEQ圖618。觀察可知，圖6中QAM64 情形212IQEQ圖618可相對接近QAM64 IDEA圖606所示的無失配濾波器 所達到的性能。在一些實施例中，根據(jù)本發(fā)明多個實施例，其性能可與無失 配濾波器時的性能基本相似。
本發(fā)明的各個實施例包括一種機器可讀存儲，其內(nèi)存儲的計算機程序包 括至少一個代碼段，該代碼段用于在OFDM系統(tǒng)內(nèi)進行I/Q分支均衡，其由 機器執(zhí)行而使得所述機器執(zhí)行這里所述以及參照至少圖1到圖6所示的步驟。
根據(jù)本發(fā)明的多個實施例，用于在OFDM系統(tǒng)中I/Q分支均衡的系統(tǒng)及 方法可包括確定OFDM接收機內(nèi)的同相處理分支和/或正交處理分支之間的傳遞函數(shù)失配，如圖1B、圖2A和圖2B所示。所測得的傳遞函數(shù)失配可通 過在圖2B所描述的同相處理分支和/或正交處理分支內(nèi)進行快速傅立葉變換 (FFT) 238b后，通過例如均衡器220的均衡來得到補償。
OFDM系統(tǒng)可遵照無線標準。該無線標準可包括如圖1A所描述的UMTS LTE (EUTRA) ， WIMAX (IEEE 802.16) ， DVB國H和/或WLAN (IEEE 802.11)。
同相分支濾波器和/或正交分支濾波器的傳遞函數(shù)可測量得到以確定傳遞函 數(shù)失配。傳遞函數(shù)失配可通過例如均衡器220在頻域上進行均衡。傳遞函數(shù) 失配可包括幅度和/或相位響應失配，其幅度和/或相位響應失配可為頻率的 函數(shù)。通信信號可為QPSK、 QAM16、和/或QAM64調(diào)制的OFDM信號。
及《徴)=好《她
通過求商 ^e一》來確定傳遞函數(shù)^^并用于均衡，其中 》為同相處理 分支傳遞函數(shù)，且&樹為正交處理分支傳遞函數(shù)?；蛘?，也可以通過求商
巧爭)來確定傳遞函數(shù)^一并用于均衡，其中，A(一為同相處理分支傳 遞函數(shù)，且 ^)為正交處理分支傳遞函數(shù)，如圖2B所示。
本發(fā)明的又一實施例可提供一種機器和/或計算機可讀存儲和/或介質(zhì)，
其內(nèi)存儲的機器代碼和/或計算機程序包括至少一個由機器和/或計算機執(zhí)行 的代碼段，從而使得該機器和/或計算機在OFDM系統(tǒng)內(nèi)執(zhí)行這里所述的用 于I/Q分支均衡的步驟。
因此，本發(fā)明可以通過硬件、軟件或者軟硬件結合來實現(xiàn)。本發(fā)明可以 在至少一個計算機系統(tǒng)中以集中方式實現(xiàn)，或者由分布在幾個互連的計算機 系統(tǒng)中的不同部分以分散方式實現(xiàn)。任何可以實現(xiàn)方法的計算機系統(tǒng)或其它 設備都是可適用的。常用軟硬件的結合可以是安裝有計算機程序的通用計算 機系統(tǒng)，通過安裝和執(zhí)行程序控制計算機系統(tǒng)，使其按此方法運行。本發(fā)明還可以通過計算機程序產(chǎn)品進行實施，該程序產(chǎn)品包含能夠?qū)崿F(xiàn) 本發(fā)明方法的全部特征，當其加載到計算機系統(tǒng)中時，可以實現(xiàn)本發(fā)明的方 法。本文件中的計算機程序所指的是可以采用任何程序語言、代碼或符號 編寫的一組指令的任何表達式，該指令組使系統(tǒng)具有信息處理能力，以直接 實現(xiàn)特定功能，或在進行下述一個或兩個步驟之后實現(xiàn)特定功能a)轉換成 其它語言、編碼或符號；b)以不同的格式再現(xiàn)。然而本領域技術人員可以理
解的其它含義的計算機程序也可用于實現(xiàn)本發(fā)明。
雖然本發(fā)明是通過具體實施例進行說明的，但本領域技術人員應當明白， 在不脫離本發(fā)明范圍的情況下，還可以對本發(fā)明進行各種變換及等同替代。 另外，針對特定情形或材料，在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下可以對本發(fā)明 做各種修改。因此，本發(fā)明不局限于所公開的具體實施例，而應當包括落入 本發(fā)明權利要求范圍內(nèi)的全部實施方式。
權利要求
1、一種用于處理通信信號的方法，其特征在于，所述方法包括確定在OFDM接收機內(nèi)的同相處理分量和/或正交處理分量之間的傳遞函數(shù)失配；并通過在同相處理分量和/或正交處理分量內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT)后進行均衡，以補償所測得的傳遞函數(shù)失配。
2、 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述OFDM系統(tǒng)可遵照 無線標準。
3、 根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于，所述無線標準可包括UMTS LTE (EUTRA)、 WIMAX (IEEE 802.16)、 DVB-H和WLAN (IEEE 802.11 )。
4、 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法還包括測量同相 分量濾波器和/或正交分量濾波器的傳遞函數(shù)以確定所述傳遞函數(shù)失配。
5、 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法還包括通過所述 均衡器在頻域上補償所述傳遞函數(shù)失配。
6、 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述傳遞函數(shù)失配包括幅 度和/或相位響應失配。
7、 一種用于處理通信信號的系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)包括 一個或多個電路，所述電路實現(xiàn)以下操作確定在OFDM接收機內(nèi)的同相處理分量和/或正交處理分量之間的傳遞 函數(shù)失配；在同相處理分量和/或正交處理分量內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT)后進 行均衡，以補償所測得的傳遞函數(shù)失配。
8、 根據(jù)權利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述OFDM系統(tǒng)遵照無 線標準。
9、 根據(jù)權利要求8所述的系統(tǒng)，其特征在于，述無線標準可包括UMTS LTE (EUTRA)、 WIMAX (正EE 802.16)、 DVB-H和WLAN (IEEE 802.11)。
10、根據(jù)權利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述一個或多個電路測 量同相分量濾波器和/或正交分量濾波器的傳遞函數(shù)以確定所述傳遞函數(shù)失 配。
全文摘要
本發(fā)明涉及在OFDM系統(tǒng)中用于I/Q分量均衡的系統(tǒng)及方法，其可包括確定在OFDM接收機內(nèi)的同相處理分量和/或正交處理分量之間的傳遞函數(shù)失配。所測得的傳遞函數(shù)失配可通過在同相處理分量和/或正交處理分量內(nèi)進行快速傅立葉變換(FFT)后進行均衡來得到補償。所述OFDM系統(tǒng)可遵照無線標準。所述無線標準可包括UMTS LTE(EUTRA)、WIMAX(IEEE802.16)、DVB-H和/或WLAN(IEEE 802.11)?？蓽y量得到同相分量濾波器和/或正交分量濾波器的傳遞函數(shù)以用于確定所述傳遞函數(shù)失配。傳遞函數(shù)失配可通過均衡器在頻域上進行補償。傳遞函數(shù)失配可包括幅度和/或相位響應失配，其幅度和/或相位響應失配可為頻率的函數(shù)。
文檔編號H04L27/26GK101567872SQ20091011843
公開日2009年10月28日 申請日期2009年2月27日 優(yōu)先權日2008年2月27日
發(fā)明者弗朗西斯·斯沃茨, 西奧多勒斯·喬甘特斯, 馬克·肯特 申請人:美國博通公司