專利名稱：單載波時頻混合均衡方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及信號處理領域，特別是涉及一種數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中的信號均衡方法。本 發(fā)明還涉及實現(xiàn)所述信號均衡方法的裝置。
背景技術：
在無線通信中，數(shù)據(jù)傳輸面臨嚴重的多徑時延，導致符號間干擾(ISI)。在對抗 多徑衰落信道方面，基本的技術可以分為單載波傳輸與多載波傳輸兩大類。對于單載波系 統(tǒng)，一般采用時域均衡的方式來消除ISI，但是單載波的時域均衡運算代價大。在美國數(shù) 字電視地面?zhèn)鬏斚到y(tǒng)ATSC(8VSB)中，即使接收機的均衡器抽頭階數(shù)已經(jīng)做到了幾百階，也 只能對付幾十微秒的靜態(tài)多徑，對強回波和快速變化的動態(tài)多徑仍然無能為力。多載波的 OFDM(正交頻分復用)技術有對抗多徑衰落能力強，頻譜利用率高等特點，但也有峰均比過 大，對頻偏敏感等特點。單載波頻域均衡由于采用了單載波頻域均衡的方式，既避免了傳統(tǒng)單載波傳輸 方式在時域均衡復雜度過高的缺點，又避免了 OFDM的缺點，日益成為了研究熱點，而且已 經(jīng)納入了 IEEE802. 16無線城域網(wǎng)標準的傳輸方案中。但是由于頻域均衡[包括迫零均 衡與MMSE (Minimum mean-squared-error，最小均方誤差)均衡]在對抗深衰落信道等情 況下，存在剩余ISI，信號有色噪聲影響，制約了單載波頻域均衡的性能，為解決這個問題， 已有一些人對此進行了研究。Dav id Fal coner等人在文獻“Frequency DomainEqual izat ion for Single-Carrier Broadband Wireless Systems" (IEEECommun. Mag., Vol. 40，No. 4，April 2002)中提出了一種FD-DFE (頻域判決反饋均衡)的單載波頻域均 衡結構，由于前饋的FDE (Frequency-Domain-Equalizaion，頻域均衡)及反饋的DFE (Deci sion-Feedback-Equal i zat ion，判決反饋均衡)系數(shù)是聯(lián)動的，這影響了系統(tǒng)的靈活性， 而且在低SNR(信噪比)的條件下，這種形式的判決反饋更容易引起誤差擴散。YuZhu與 Khaled Ben在文獻"Single CarrierFrequency Domain Equalization with Time Domain Noise Prediction forffideband Wireless Communications" (IEEE Transactions on wirelesscommunications,Vol. 5,NO. 12,December 2005)中提出了 FDE-NP (頻域均衡噪聲 預測)的結構，它將頻域均衡系數(shù)與噪聲預測的系數(shù)獨立進行優(yōu)化，減小了復雜度，但是由 于反饋抽頭太少，性能不太理想。在美國專利US20040021795A1中也提到了一種頻域均衡 加時域噪聲預測的結構，但是該結構采用硬判方式，誤差擴散大，而且要獲取較優(yōu)性能時， 需采用多階抽頭系數(shù)，硬件開銷大。

發(fā)明內容
本發(fā)明要解決的技術問題是提供一種單載波時頻混合均衡方法，既在對抗多徑衰 落信道方面具有很好的性能，又能明顯改善深衰落信道的頻域均衡性能；為此，本發(fā)明還要 提供一種具有復雜低的實現(xiàn)所述方法的裝置。為解決上述技術問題，本發(fā)明的單載波時頻混合均衡方法，包括以下步驟根據(jù)已知訓練序列的特性采用信道估計算法在時域進行信道估計，估計出時域信道響應；將接收 數(shù)據(jù)及時域信道響應變換到頻域，進行頻域均衡；頻域均衡后，進行IFFT (快速傅里葉反變 換)變換，恢復出頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)；預測出當前時刻色噪聲并在時域進行消除， 實現(xiàn)色噪聲頻譜的白化，完成單載波時頻混合均衡。本發(fā)明的單載波時頻混合均衡裝置，包括信道估計單元，根據(jù)已知訓練序列特性采用信道估計算法估計出時域信道響應；第一 FFT (快速傅里葉變換)單元，將接收數(shù)據(jù)變換為頻域數(shù)據(jù)；第二 FFT單元，將時域信道響應變換到頻域，得到頻域信道響應；頻域均衡單元，對所述頻域數(shù)據(jù)和頻域信道響應進行頻域均衡；IFFT單元，將均衡后的數(shù)據(jù)變換到時域，恢復出頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)；時域去噪器，接收FFT單元恢出的頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)，預測出當前時刻 色噪聲并在時域進行消除，實現(xiàn)色噪聲頻譜的白化，完成單載波時頻混合均衡。由于單載波頻域均衡中對于深衰落等信道的均衡會殘留ISI，其信號頻譜并不是 平坦的，而是色噪聲頻譜。殘留的ISI制約了單載波頻域均衡的性能。本發(fā)明的方法和裝 置，采用頻域均衡的方法首先消除多徑衰落的影響，克服了傳統(tǒng)單載波時域均衡復雜度高 的問題，時域去噪器進一步的消除色噪聲的影響，明顯改善深衰落信道的性能，完成時頻混 合均衡，恢復出符號信息。


下面結合附圖和實施例對本發(fā)明作進一步詳細的說明圖1是單載波時頻混合均衡裝置一實施例結構框圖；圖2是信道多徑示意圖；圖3是時頻混合均衡前后信號的頻譜示意圖；圖4是幀結構圖；圖5是圖1中時頻去噪器實施例一結構圖；圖6是圖1中時頻去噪器實施例二結構圖；圖7是單載波時頻混合均衡裝置另一實施例結構框具體實施例方式圖1是包括單載波時頻混合均衡裝置一實施例的接收端整體結構，包括信道部分 10、RF (射頻)前端處理部分20、時頻混合均衡部分30 (即單載波時頻混合均衡裝置的一具 體實施例)和信道解碼FEC(前向糾錯)部分40。發(fā)射信號S(t)在信道部分10首先通過具有無線信道特性h(t)的信道101，再由 加法器102實現(xiàn)白噪聲信號η (t)的疊加，然后以接收信號r(t)形式輸入到RF前端處理部 分20。無線信道特性h(t)的時域特性如圖2所示，其中主徑在第三根徑，即信道部分10 的同步在第三根徑；那么，第一根、第二根徑為前徑，而主徑后面的兩根徑為后徑。從圖2中 可以看出，RF前端處理部分20的同步模塊是以同步在最強徑作為同步原則。接收信號r(t)的頻域特性如圖3(a)表示。圖中的虛線表示理想信號的頻域響應，而實線則是接收信號的實際頻譜。從圖3(a)中可以看出，發(fā)射信號S(t)信號通過具有 無線信道特性h(t)的信道101之后，頻域很明顯發(fā)生了頻率選擇性衰落。當h(t)有多普 勒頻率影響時，接收信號Ht)的頻譜還將有時間選擇性衰落。由于白噪聲在時域是隨機信 號，在頻域是平坦的，因此，它對接收信號r(t)的影響只是在頻域上疊加了一個能量。RF前端處理部分20的作用包括1、從頻域上，將無線接收信號r(t)從射頻段變頻到第一中頻，然后從第一中頻調 至零頻，或者直接從射頻段變頻到零頻，或者直接接收零中頻信號。2、從幅度上，利用AGC(自動增益控制)模塊完成能量調整。3、同步模塊將信號傳輸速率恢復到基帶速率，完成幀同步、符號同步等；同步模塊 以同步在最強徑為同步原則，因此，在圖2所示的信道中，接收端將同步在第三根徑上。時頻混合均衡部分30的主要作用是消除接收信號在信道部分10 (無線信道)傳 輸過程中引起的失真，恢復出原始發(fā)送的信號信息。其包括信道估計單元310，根據(jù)已知訓練序列特性采用信道估計算法估計出時域信道響應。第一 FFT單元320，將從RF前端處理部分20輸出的信號中分離出的接收數(shù)據(jù)(幀 體數(shù)據(jù)段)從時域變換到頻域。第二 FFT單元330，將估計出的時域信道響應《—而to,/變換到頻域，得到頻域信道響應。頻域均衡單元340，對所述頻域數(shù)據(jù)和頻域信道響應進行頻域均衡。IFFT單元350，將均衡后的數(shù)據(jù)變換到時域，恢復出頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)。時域去噪器360，接收IFFT單元350恢復出的頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)，預測出 當前時刻色噪聲并在時域進行消除，實現(xiàn)色噪聲頻譜的白化，完成單載波時頻混合均衡。信道估計單元310工作在時域，需要利用發(fā)送端已知訓練序列，例如PN序列，或者 任意的一種具有偽隨機特性的已知序列，或者其他的具有一定特性的序列。圖4為發(fā)送數(shù) 據(jù)的幀結構。信道估計單元310首先將已知訓練序列從RF前端處理部分20輸出的信號中 分離出來，然后根據(jù)已知訓練序列的特性來進行信道估計。對于所有的已知訓練序列都可 以采用LS (least-square，最小平方)，LMS (least-mean-square，最小均方)算法等信道估 計算法進行信道估計；假如已知訓練序列為PN(pseudo-random number，偽隨機碼)序列， 則可以利用PN偽隨機序列的自相關特性，得到PN相關的信道估計算法。在圖4所示的幀結構中，已知訓練序列集中放置在幀頭，兩個幀頭之間是長度為N 的幀體數(shù)據(jù)段。要對該幀體數(shù)據(jù)段進行均衡，則需要該位置的信道估計值。通過任何一種 信道估計算法所獲得的都是幀頭位置的信道信息，對于幀體數(shù)據(jù)段位置的信道信息必須利 用插值計算來得到。插值計算的公式為
權利要求
一種單載波時頻混合均衡方法，其特征在于，包括以下步驟根據(jù)已知訓練序列的特性采用信道估計算法在時域進行信道估計，估計出時域信道響應；將接收數(shù)據(jù)及時域信道響應變換到頻域，進行頻域均衡；頻域均衡后，進行IFFT變換，恢復出頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)；預測出當前時刻色噪聲并在時域進行消除，實現(xiàn)色噪聲頻譜的白化，完成單載波時頻混合均衡。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于所述已知訓練序列包括PN偽隨機序列， 任意一種具有偽隨機特性的序列；所述信道估計算法包括LMS算法，LS算法，PN相關算法； 所述頻域均衡采用迫零均衡算法或MMSE均衡算法。
3.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于在時域消除色噪聲的過程是，在經(jīng)過頻域 均衡后的時域數(shù)據(jù)中，獲得近似的理想色噪聲；該近似的理想色噪聲通過一延時線后，進行 FIR噪聲預測處理；利用過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲，與FIR噪聲預測的抽頭系 數(shù)進行乘加運算，預測出當前時刻色噪聲；用該當前時刻色噪聲及近似的理想色噪聲計算 預測誤差；根據(jù)該預測誤差采用LMS或者RLS自適應算法更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)；在 頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)中減去當前時刻色噪聲，實現(xiàn)時域的去噪；其中，m+1表示比當前時 刻早m+1的時刻，m+M表示比當前時刻早m+M的時刻。
4.根據(jù)權利要求3所述的方法，其特征在于更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)時，可以全 更新，也可以間隔更新，還可以根據(jù)強徑位置進行更新；進行抽頭系數(shù)乘加運算的求和時， 可以采用全求和，也可以根據(jù)強徑位置進行求和運算；采用間隔更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)時，采用丨的間隔更新方式，t為大于等于1的正整數(shù)；將FIR噪聲預測的抽頭進行分組，t個抽頭為一組，第一個時鐘節(jié)拍，更新各組的第一 個抽頭，接著第二個時鐘節(jié)拍，更新各組的第二個抽頭，到第t個時鐘節(jié)拍，更新各組的第t 個抽頭，第t+Ι個時鐘節(jié)拍，又更新各組的第一個抽頭，第t+2個時鐘節(jié)拍，又更新各組的第 二個抽頭，如此重復；延時線的長度1由信道估計、硬件代價及性能要求綜合決定，1 e
，其中，A是多徑能量泄漏所需保留的長度，根據(jù)多徑能量大小來確定；min(a，b) 表示求a、b中的最小值；preL與postL分別表示前徑和后徑的長度；所述近似的理想色噪聲是從經(jīng)過頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)中減去近似理想的發(fā)端數(shù)據(jù) 后得到的；近似理想的發(fā)端數(shù)據(jù)從譯碼判決的輸出結果與已知訓練序列中進行選擇； 譯碼判決的輸入可以是頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)，也可以是在時域消除色噪聲后的數(shù) 據(jù)；譯碼判決方法可以是DD的slicer算法，維特比譯碼算法，或NR譯碼算法。
5.一種單載波時頻混合均衡裝置，其特征在于，包括信道估計單元，根據(jù)已知訓練序列特性采用信道估計算法估計出時域信道響應； 第一 FFT單元，將接收數(shù)據(jù)變換為頻域數(shù)據(jù)； 第二 FFT單元，將時域信道響應變換到頻域，得到頻域信道響應； 頻域均衡單元，對所述頻域數(shù)據(jù)和頻域信道響應進行頻域均衡； IFFT單元，將均衡后的數(shù)據(jù)變換到時域，恢復出頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)； 時域去噪器，接收FFT單元恢出的頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)，預測出當前時刻色噪聲并在時域進行消除，實現(xiàn)色噪聲頻譜的白化，完成單載波時頻混合均衡。
6.根據(jù)權利要求5所述的裝置，其特征在于還包括一強徑選擇單元，連接在信道估計 單元的輸出端與時域去噪器的輸入端之間，從估計的信道響應中，選擇出強徑位置并將其 輸入給時域去噪器；時域去噪器能夠根據(jù)強徑位置預測出當前時刻色噪聲并在時域進行消 除。
7.根據(jù)權利要求5或6所述的裝置，其特征在于，所述時域去噪器為反饋式時域去噪 器，包括選擇器，從已知訓練序列與譯碼判決單元的輸出中選擇得到近似理想的發(fā)端數(shù)據(jù)； 第一減法器，從經(jīng)過頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)中減去所述近似理想的發(fā)端數(shù)據(jù)，得到近 似的理想色噪聲；延時線單元，用于存儲近似的理想色噪聲，并將近似的理想色噪聲輸入至FIR噪聲預 測器；FIR噪聲預測器，從延時線單元獲取新的近似的理想色噪聲，并用FIR噪聲預測器存儲 的過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲，與FIR噪聲預測器的抽頭系數(shù)進行乘加運算，預 測得到當前時刻色噪聲；或者根據(jù)強徑位置選擇FIR噪聲預測器的抽頭系數(shù)，預測出當前 時刻色噪聲；其中，m+1表示比當前時刻早m+1的時亥lj，m+M表示比當前時刻早m+M的時刻； 第二減法器，從近似的理想色噪聲中減去當前時刻色噪聲，得到預測誤差；FIR噪聲預 測器根據(jù)該預測誤差采用LMS或者RLS自適應算法更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)，然后將 FIR噪聲預測器存儲的過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲移位，以便下一次預測得到當 前時刻色噪聲；第三減法器，在頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)中減去當前時刻色噪聲，完成色噪聲頻譜的白 化，實現(xiàn)單載波時頻混合均衡；譯碼判決單元，對時頻混合均衡后的數(shù)據(jù)進行譯碼判決，并將判決結果反饋到所述選 擇器。
8.根據(jù)權利要求7所述的裝置，其特征在于所述FIR噪聲預測器包括一 FIR濾波器，該FIR濾波器的延時單元內存儲過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲u (n-m-1)，…，u (n-m-M)，其中，u ( ·)序列表示近似的理想色 噪聲序列，(·)中的字母表示時刻，u(n-m-1)表示η-m-l時刻近似的理想色噪聲，u(n-m-M) 表示n-m-M時刻近似的理想色噪聲；該FIR濾波器的輸出為預測的當前時刻色噪聲； 所述譯碼判決單元可以是DD硬判器，維特比譯碼單元或NR軟譯碼單元； 所述延時線單元的長度1由信道估計單元、硬件代價及性能要求綜合決定， 1 ^
其中，A是多徑能量泄漏所需保留的長度，根據(jù)多徑能量大小來確定，min(a，b)表示求 a、b中的最小值，preL與postL分別表示前徑和后徑的長度；更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)時，可以全更新，也可以間隔更新，還可以根據(jù)強徑位置 進行更新；進行抽頭系數(shù)乘加運算的求和時，可以采用全求和，也可以根據(jù)強徑位置進行求 和運算；采用間隔更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)時，采用1/t的間隔更新方式，t為大于等于1的正整數(shù)；將FIR噪聲預測的抽頭進行分組，t個抽頭為一組，第一個時鐘節(jié)拍，更新各組的第一 個抽頭，接著第二個時鐘節(jié)拍，更新各組的第二個抽頭，到第t個時鐘節(jié)拍，更新各組的第t 個抽頭，第t+Ι個時鐘節(jié)拍，又更新各組的第一個抽頭，第t+2個時鐘節(jié)拍，又更新各組的第 二個抽頭，如此重復。
9.根據(jù)權利要求5或6所述的裝置，其特征在于，所述時域去噪器為前饋式時域去噪 器，包括譯碼判決單元，對頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)進行譯碼判決，并將判決結果輸入至選擇器；選擇器，從已知訓練序列與譯碼判決單元的輸出中選擇得到近似理想的發(fā)端數(shù)據(jù)；延時單元，對經(jīng)過頻域均衡后的時域數(shù)據(jù)進行延時，并輸入至第一減法器和第三減法器；第一減法器，從延時后的時域數(shù)據(jù)中減去所述近似理想的發(fā)端數(shù)據(jù)，得到近似的理想 色噪聲；延時線單元，用于存儲近似的理想色噪聲，并將近似的理想色噪聲輸入至FIR噪聲預 測器；FIR噪聲預測器，從延時線單元獲取新的近似的理想色噪聲，并用FIR噪聲預測器存儲 的過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲，與FIR噪聲預測器的抽頭系數(shù)進行乘加運算，預 測得到當前時刻色噪聲；或者根據(jù)強徑位置選擇FIR噪聲預測器的抽頭系數(shù)，預測出當前 時刻色噪聲；其中，m+1表示比當前時刻早m+1的時亥lj，m+M表示比當前時刻早m+M的時刻；第二減法器，從近似的理想色噪聲中減去當前時刻色噪聲，得到預測誤差；FIR噪聲預 測器根據(jù)該預測誤差采用LMS或者RLS自適應算法更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)，然后將 FIR噪聲預測器存儲的過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲移位，以便下一次預測得到當 前時刻色噪聲；第三減法器，在延時后的時域數(shù)據(jù)中減去當前時刻色噪聲，完成色噪聲頻譜的白化，實 現(xiàn)單載波時頻混合均衡。
10.根據(jù)權利要求9所述的裝置，其特征在于所述FIR噪聲預測器包括一 FIR濾波器，該FIR濾波器的延時單元內存儲過去m+1 m+M時段近似的理想色噪聲u (n-m-1)，…，u (n-m-M)，其中，u ( ·)序列表示近似的理想色 噪聲序列，(·)中的字母表示時刻，u(n-m-1)表示η-m-l時刻近似的理想色噪聲，u(n-m-M) 表示n-m-M時刻近似的理想色噪聲；該FIR濾波器的輸出為預測的當前時刻色噪聲；所述譯碼判決單元可以是DD硬判器，維特比譯碼單元或NR軟譯碼單元；所述延時線單元的長度1由信道估計單元、硬件代價及性能要求綜合決定，1
其中，A是多徑能量泄漏所需保留的長度，根據(jù)多徑能量大小來確定，min(a，b)表示求 a、b中的最小值，preL與postL分別表示前徑和后徑的長度；更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)時，可以全更新，也可以間隔更新，還可以根據(jù)強徑位置 進行更新；進行抽頭系數(shù)乘加運算的求和時，可以采用全求和，也可以根據(jù)強徑位置進行求 和運算；采用間隔更新FIR噪聲預測的抽頭系數(shù)時，采用丨的間隔更新方式，t為大于等于1的正整數(shù)；將FIR噪聲預測的抽頭進行分組，t個抽頭為一組，第一個時鐘節(jié)拍，更新各組的第一 個抽頭，接著第二個時鐘節(jié)拍，更新各組的第二個抽頭，到第t個時鐘節(jié)拍，更新各組的第t 個抽頭，第t+Ι個時鐘節(jié)拍，又更新各組的第一個抽頭，第t+2個時鐘節(jié)拍，又更新各組的第 二個抽頭，如此重復。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種單載波時頻混合均衡方法，包括以下步驟根據(jù)已知訓練序列的特性采用信道估計算法在時域進行信道估計，估計出時域信道響應；將接收數(shù)據(jù)及時域信道響應變換到頻域，進行頻域均衡；頻域均衡后，進行IFFT變換，恢復出頻域首次均衡后的時域數(shù)據(jù)；預測出當前時刻色噪聲并在時域進行消除，實現(xiàn)色噪聲頻譜的白化，完成單載波時頻混合均衡。本發(fā)明還公開了一種低復雜的單載波時頻混合均衡裝置。本發(fā)明既在對抗多徑衰落信道方面具有很好的性能，又能明顯改善深衰落信道的頻域均衡性能。適用于數(shù)字電視地面?zhèn)鬏斚到y(tǒng)，數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)。
文檔編號H04L25/03GK101989965SQ20091005768
公開日2011年3月23日 申請日期2009年7月30日 優(yōu)先權日2009年7月30日
發(fā)明者李衛(wèi)國, 楊勇, 黃彩, 黃思寧, 龍必起 申請人:上海明波通信技術有限公司