專利名稱：一種超寬帶發(fā)射機及其設(shè)計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于射頻集成電路設(shè)計領(lǐng)域，具體涉及到一種應(yīng)用于多載
波正交頻分復(fù)用超寬帶(Multiband orthogonal frequency-division multiplexing, MB-OFDMUWB)的發(fā)射機及其設(shè)計方法。
背景技術(shù)：
隨著人們對各種數(shù)據(jù)交換需求的不斷增長(例如手機、MP3/4、 數(shù)碼相機等與計算機之間的數(shù)據(jù)交換)，有線數(shù)據(jù)交換顯現(xiàn)了其自身 的局限性需要各種各樣的轉(zhuǎn)換接插口、大量的連線和插拔操作等等， 這些都給有線數(shù)據(jù)傳輸帶來了很多的不便。伴隨著集成電路制造工藝 的進步以及通信技術(shù)的發(fā)展，使得高速的無線數(shù)據(jù)傳輸變得可能。近 年來各種無線數(shù)據(jù)傳輸、通信技術(shù)得到了很大的發(fā)展，出現(xiàn)了諸如 3G、 IEEE802.11a/b/g、 WiMax和UWB等針對高速數(shù)據(jù)傳輸應(yīng)用的 無線通信技術(shù)。特別是UWB超寬帶技術(shù)，它具有相當(dāng)高的數(shù)據(jù)傳輸 率，相對低的功耗，特別適合于便攜式設(shè)備應(yīng)用。由于UWB技術(shù)的 應(yīng)用目標(biāo)是便攜式設(shè)備，這就要求UWB的收發(fā)機具有較低的功耗， 尤其是發(fā)射機必須盡可能降低功耗以延長設(shè)備工作時間。這就使得 UWB以及類似應(yīng)用對象為電池供電設(shè)備的發(fā)射機功耗成為一個非常 重要的設(shè)計參數(shù)。發(fā)射機一般處理的都是比較大的信號，所以要求發(fā) 射機必須具有大信號處理的能力。同時，線性度是發(fā)射機設(shè)計中最關(guān) 注的指標(biāo)之一。
發(fā)射機作為收發(fā)機的一部分，其作用是將來自基帶的數(shù)字信號轉(zhuǎn) 化為模擬基帶信號，然后完成信號的調(diào)制和上混頻，最后經(jīng)過射頻功 率放大器把調(diào)制后的射頻信號通過天線發(fā)射出去。發(fā)射機的架構(gòu)按中頻大小一般可以分為零中頻發(fā)射機和兩步式發(fā)射機。由于UWB是 一個寬帶系統(tǒng)，因此一般采用的是零中頻結(jié)構(gòu)。
目前，UWB發(fā)射機都是采用電壓作為信號的載體[1~3],在此稱其 為電壓模式的發(fā)射機，其基本的結(jié)構(gòu)如圖1所示。這種電壓模式的發(fā)
射機主要的模塊有IQ兩路低通濾波器(LPF); IQ兩路電壓轉(zhuǎn)換電
流單元(V2I); IQ兩路上混頻器(Up-Mixer);可調(diào)增益射頻放大器 (PA)等。此外，完整的發(fā)射機鏈路還包括兩個或一個雙通道的片 下DAC構(gòu)成IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換通路。整個發(fā)射機鏈路的工作過程如下 首先，片下的DAC把來自數(shù)字基帶的數(shù)字信號轉(zhuǎn)為相應(yīng)的電壓信號; 經(jīng)過IQ兩路的低通濾波器把DAC輸出的信號還原為模擬基帶信號， 并濾除高頻和一些雜散信號得到比較純凈的模擬基帶信號；然后，由 電壓轉(zhuǎn)電流(V2I)單元把低通濾波器輸出的電壓信號轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的 電流信號；再送入上混頻器(Up-Mixer)與本振信號(LO)完成調(diào) 制和上混頻；最后經(jīng)過射頻放大器(PA)放大已調(diào)射頻信號，經(jīng)由 天線發(fā)射出去。
電壓模式的發(fā)射機存在許多缺陷 一方面，因為電壓模式發(fā)射機 信號的載體是電壓，而一般的高速的數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的都是電流信 號，所以需要在DAC的輸出端另外加電阻把電流信號轉(zhuǎn)為電壓信號。 另一方面， 一般上混頻器都是采用有源電流驅(qū)動型(Current Steering), 所以需要把低通濾波器輸出的電壓信號又重新轉(zhuǎn)為電流信號再送入 混頻器的開關(guān)級，完成模擬基帶信號調(diào)制和上混頻。此外，為了保證 一定的信噪比， 一般地，發(fā)射機要處理的信號都比較大，因此，除了 對發(fā)射機功耗的關(guān)注外，另一個最重要的參數(shù)就是發(fā)射機的線性度。 對于電壓模式發(fā)射機來說，要實現(xiàn)把較大信號電壓非常線性地轉(zhuǎn)換成 相應(yīng)的電流是比較困難的，尤其是在電源電壓越來越低的情況下。目 前主流的CMOS工藝的電源電壓已經(jīng)降低到1V左右。對于這樣低的電源電壓來說，幾乎不可能做到高線性度的電壓轉(zhuǎn)換電流單元(V21)。 也就是說，這時電壓模式發(fā)射機的線性度受到V2I單元的限制。 參考文獻. S. Aggarwal， D. Leenaerts, R.van de Beek， et al. A Low Power Implementation for the Transmit Path of a UWB Transceiver. CICC 2005. Wen Chieh Wang,Chang Ping Liao, Yi Kai Lo， et al. The Design of Integrated 3-GHz to 11-GHz CMOS Transmitter for Full-Band Ultra-Wideband (UWB) Applications. ISCAS 2008. Zisan Zhang， Koen Mertens, Marc Tiebout, et al. A 6陽9GHz WiMedia UWB RF Transmitter in 90nm. RFIC 2008

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是針對電壓模式UWB或類似系統(tǒng)發(fā)射機的缺點和不足提 出改進措施，旨在設(shè)計一種用于UWB或類似系統(tǒng)的射頻發(fā)射機，它 以電流作為信號載體，采用零中頻結(jié)構(gòu)，具有低功耗，高線性度的特 點，尤其適合低電源電壓應(yīng)用。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案是 一種高線性度低功耗超 寬帶發(fā)射機，包括IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC、IQ兩路低通濾波器LPF、 IQ兩路上混頻器Up-Mixer和可變增益射頻功率放大器PA。其中
a. 所述IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器采用的是電流陀型實現(xiàn)，輸出為電流 信號，采樣率為信號帶寬4倍以上；
b. 所述的IQ兩路低通濾波器為電流型低通濾波器，其輸入和輸 出都是差分的電流信號；
c. 所述的IQ兩路上混頻器采用有源電流驅(qū)動型，由外接或者片 上頻率綜合器提供4路正交差分本振信號；
d. 所述的可變增益射頻功率放大器采用ClassA類型的全差分功 率放大器結(jié)構(gòu)；e.所述超寬帶發(fā)射機以電流作為信號載體進行信號的傳輸、調(diào) 制和處理；IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的電流信號經(jīng)IQ兩路低通濾波器 直接傳輸至IQ兩路上混頻器調(diào)制和上混頻，再傳輸至可變增益射頻 功率放大器放大，完成發(fā)射。
上述超寬帶發(fā)射機的設(shè)計方法是在所述IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器 DAC、 IQ兩路低通濾波器LPF、 IQ兩路上混頻器Up-Mixer和可變 增益射頻功率放大器PA各部分兩兩之間進行協(xié)同設(shè)計首先根據(jù)數(shù) 模轉(zhuǎn)換器的采樣率與低通濾波器的設(shè)計難度進行行為級建模和仿真， 確定最佳的采樣率和低通濾波器的傳輸函數(shù)以及相應(yīng)的電路的實現(xiàn) 方案；其次根據(jù)數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出幅度和上混頻器的輸入信號之間的
要求進行優(yōu)化；然后在上混頻器輸出信號與射頻功率放大器的輸入信 號之間進行優(yōu)化；最后，通過行為級的建模和仿真，分配整個超寬帶 發(fā)射機鏈路的增益、線性度和功耗等指標(biāo)，使超寬帶發(fā)射機整體性能 到達(dá)最優(yōu)。另外將所述IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器和IQ兩路低通濾波器直接 集成在超寬帶發(fā)射機芯片內(nèi)。
本發(fā)明超寬帶發(fā)射機及其設(shè)計方法具有如下的優(yōu)點(1)改變了 傳統(tǒng)發(fā)射機電壓信號模式而采用電流模式，在低電壓和高頻設(shè)計中具 有較大的優(yōu)勢；(2)省去了由DAC的電流轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷?，以及Up-Mixer 跨導(dǎo)級電壓轉(zhuǎn)換為電流這兩個過程，有利于提高系統(tǒng)的線性度，節(jié)省 功耗；(3)采用電流型的LPF，有希望獲得與OTA-C類似的性能但 消耗更低的功耗；(4)采用片上集成DAC，在DAC設(shè)計時通過對IQ 兩路DAC的匹配設(shè)計，可以極大緩解模擬基帶IQ兩路信號的失配問 題；(5)采用數(shù)字接口減弱了封裝寄生效應(yīng)等對整個芯片的影響，提 高芯片設(shè)計的成功率，保證芯片的工作的穩(wěn)定性，具有更高的集成度。
另外，把數(shù)模轉(zhuǎn)換器直接集成到片內(nèi)具有很多優(yōu)點可以實現(xiàn) DAC與低通濾波器之間甚至整個發(fā)射機各個模塊之間的協(xié)同設(shè)計， 有利于調(diào)整各個模塊的設(shè)計參數(shù)，實現(xiàn)整個發(fā)射機指標(biāo)最優(yōu)化；片上DAC可以避免對寄生效應(yīng)敏感的模擬電路直接和片下環(huán)境打交道； 而采用數(shù)字接口保證芯片的設(shè)計成功幾率和工作的穩(wěn)定性。


圖1是傳統(tǒng)的電壓模式UWB發(fā)射機結(jié)構(gòu)示意圖2是傳統(tǒng)的電壓模式UWB發(fā)射機兩個轉(zhuǎn)換過程示意圖3是本發(fā)明的電流模式UWB發(fā)射機結(jié)構(gòu)示意圖4是本發(fā)明的電流模式UWB發(fā)射機無轉(zhuǎn)換過程示意圖5是Nyquist采樣的DAC輸出頻譜示意圖與LPF濾波要求；
圖6是高于Nyquist采樣的DAC輸出頻譜示意圖與LPF濾波要求。
具體實施例方式
本發(fā)明所設(shè)計的電流模式超寬帶UWB發(fā)射機如圖3所示，它以 電流作為信號的載體，采用零中頻結(jié)構(gòu)，由高采樣率的IQ兩路數(shù)模 轉(zhuǎn)換器DAC、 IQ兩路低通重建濾波器LPF、 IQ兩路上混頻器 Up-MIXER和可控增益射頻放大器PA等模塊構(gòu)成。此UWB發(fā)射機 可用MB-OFDM類似協(xié)議的UWB射頻信號進行發(fā)射。其工作過程如 下首先，片內(nèi)高采樣率的IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC把來自數(shù)字基帶 的數(shù)字信號轉(zhuǎn)化為離散時間的電流信號；再經(jīng)過IQ兩路電流型低通 重建濾波器LPF獲得平滑的模擬基帶信號；然后這個模擬基帶電流 信號直接送入IQ兩路上混頻器Up-MIXER完成調(diào)制和上混頻；最后 混頻器的輸出經(jīng)過可控增益射頻放大器PA模塊驅(qū)動天線，完成發(fā)射。
通過比較可以看出傳統(tǒng)的電壓模式UWB發(fā)射機與本發(fā)明電流 模式UWB發(fā)射機最大的不同在于低通濾波器之后和上混頻器之前的 模塊(圖2中V2I模塊)。因為電壓模式UWB發(fā)射機信號的載體是 電壓，而一般的高速的數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的都是電流信號，所以需要在DAC的輸出端另外加電阻把電流信號轉(zhuǎn)為電壓信號；另一方面，一 般上混頻器都是采用有源電流驅(qū)動型(Current Steering),所以需要把 低通濾波器輸出的電壓信號又重新轉(zhuǎn)為電流信號再送入混頻器的開 關(guān)級，完成模擬基帶信號調(diào)制和上混頻。而電流模式UWB發(fā)射機由 于直接采用電流作為信號的載體，所以不需要先把DAC輸出的電流 信號轉(zhuǎn)為電壓信號，在低通濾波器之后再把電壓信號轉(zhuǎn)為電流信號。 本發(fā)明具有兩個突出發(fā)明點1.省去電流轉(zhuǎn)化為電壓和電壓轉(zhuǎn) 為電流兩個過程，降低了設(shè)計復(fù)雜度，同時也避免了低電壓下高線性 度跨導(dǎo)器(V2I模塊)難以設(shè)計的問題。2.在發(fā)射機片內(nèi)集成DAC， 實現(xiàn)DAC與LPF的協(xié)同設(shè)計(Co-design),優(yōu)化整個發(fā)射機的性能； 同時也提供了系統(tǒng)的集成度；下面結(jié)合附圖就這兩個方面進行詳細(xì)的 闡述。
本發(fā)明電流模式UWB發(fā)射機的基本結(jié)構(gòu)和設(shè)計思路如圖3、 4 所示，圖2所示是傳統(tǒng)的電壓模式UWB發(fā)射機在工作過程中，傳輸 信號需經(jīng)歷兩個轉(zhuǎn)換過程，即在圖2中的A到B和C到D;前者把 DAC輸出的電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號，而后者把低通濾波輸出的電 壓信號轉(zhuǎn)化為可以送入上混頻開關(guān)級的電流信號，這樣信號就經(jīng)過I —V—I兩個過程第一個轉(zhuǎn)換是通過在DAC輸出節(jié)點加一個小電阻 (比如50Q)實現(xiàn)電流到電壓的轉(zhuǎn)換，對于低電壓場合限制不是很大。 但是，第二個過程是通過一個跨導(dǎo)器實現(xiàn)的，對于比較大的模擬基帶 信號，在低電壓下很難找到合適的跨導(dǎo)器來實現(xiàn)高線性度的電壓到電 流的轉(zhuǎn)換。另一方面，整個發(fā)射機的線性度在很大程度上取決于上混 頻器跨導(dǎo)級的電壓到電流轉(zhuǎn)換的線性度。所以在低電壓情況下，整個 發(fā)射機的線性度會受到上混頻器跨導(dǎo)級的限制。本發(fā)明采用圖4所示 信號流程，DAC的輸出電流信號直接經(jīng)過電流輸入和電流輸出的電 流模式低通濾波器。由低通濾波器濾除DAC輸出電流中的高頻和雜 散分量。然后將低通濾波輸出電流信號直接送入上混頻器的開關(guān)級進行上混頻。也就是說從A—D都是以電流作為信號的載體。這樣通過 直接把DAC輸出的電流信號送入上混頻器的開關(guān)級進行上混頻，可 以省略前面所述傳統(tǒng)的電壓模式UWB發(fā)射機兩個轉(zhuǎn)換過程，不僅可 以避免低電壓跨導(dǎo)級難以實現(xiàn)的問題，同時也可以簡化電路的設(shè)計。 本發(fā)明第二方面內(nèi)容是將傳統(tǒng)發(fā)射機設(shè)計中的片下DAC集成到 發(fā)射機內(nèi)部來。把整個發(fā)射機當(dāng)作一個SoC芯片來設(shè)計，這樣有利 于DAC和低通濾波器的協(xié)同設(shè)計。另外，把DAC集成到片內(nèi)可以 省去對寄生敏感的模擬信號和片下環(huán)境的直接接觸。而采用數(shù)字信號 和片下連接，可以增強系統(tǒng)設(shè)計成功率和工作的可靠性。對于DAC 和低通濾波器協(xié)同設(shè)計方面是考慮到DAC的采樣速率對于低通濾波 器的設(shè)計難度具有很大的影響。如圖5所示，保持信號不發(fā)生混迭的 最小采樣頻率為信號帶寬的2倍，即奈奎斯特采樣
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那么，根據(jù)采樣理論，DAC輸出頻譜中，在采樣頻率處會有與有 用信號頻譜相同的混迭信號，其輸出的頻譜如圖5所示。這樣，為了 獲得較純的模擬基帶信號就需要濾除這些離有用信號很近的混迭信 號分量。由于采樣率只有帶寬的2倍，則要求低通濾波器的傳遞函數(shù) 非常陡峭。在集成電路設(shè)計中實現(xiàn)如此陡峭特性的低通濾波器是很困 難的。那么，自然的方案就是用高于奈奎斯特采樣頻率的速率來更新 DAC的輸出，即用一定的過采樣DAC來實現(xiàn)數(shù)模轉(zhuǎn)換。這種DAC的 輸出頻譜如圖6所示。從中可以看出，在這種情況下，混迭信號的頻 譜離有用信號的頻譜的距離隨過采樣倍數(shù)的增加而變遠(yuǎn)，也就是說過 采樣率倍數(shù)越高低通濾波器的設(shè)計難度就越低。但是過采樣率的增加 會使得設(shè)計高速的DAC難度增加，這樣就存在一個優(yōu)化的設(shè)計?？梢?通過行為級仿真確定過采樣速率大小，使得整個發(fā)射機具有盡可能低 的功耗并且獲得高的線性度，同時復(fù)雜度不太大。該設(shè)計方法也可以 應(yīng)用于諸如移動通信、無線寬帶網(wǎng)絡(luò)以及無線數(shù)據(jù)傳輸?shù)燃夹g(shù)標(biāo)準(zhǔn)的射頻發(fā)射機芯片的設(shè)計中。
本發(fā)明具體實現(xiàn)時適合低電壓的CMOS,也可以采用BiCMOS、 Bipolar等工藝。在具體實現(xiàn)時，DAC采用的是電流陀型(Current Steering),采用4倍BW以上的采樣率；在設(shè)計DAC時采用分段結(jié) 構(gòu)即同時采用單位電流源陣列和二進制相結(jié)合的方式來實現(xiàn)6到8bit 精度的DAC;這樣，在電流型低通濾波器可以只用4到5階切比雪 夫I型就可以很好實現(xiàn)濾波功能；上混頻使用有源混頻器，電流型濾 波器的輸出直接接到上混頻器的開關(guān)級，實現(xiàn)與四路正交差分的本振 信號的上混頻；然后通過混頻器的輸出端相加得到要發(fā)射的射頻信 號；再通過差分的可變增益射頻放大器放大所要發(fā)射的射頻信號；最 后在片下利用變壓器或類似器件把差分信號轉(zhuǎn)換為單端信號驅(qū)動天 線，完成發(fā)射機鏈路全部的工作。
權(quán)利要求
1.一種超寬帶發(fā)射機，包括IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器、IQ兩路低通濾波器、IQ兩路上混頻器和可變增益射頻功率放大器，其特征在于a.所述IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器采用的是電流陀型實現(xiàn)，輸出為電流信號，采樣率為信號帶寬4倍以上；b.所述IQ兩路低通濾波器為電流型低通濾波器，其輸入和輸出都是差分的電流信號；c.所述IQ兩路上混頻器采用有源電流驅(qū)動型，由外接或者片上頻率綜合器提供4路正交差分本振信號；d.所述可變增益射頻功率放大器采用Class A類型的全差分功率放大器結(jié)構(gòu)；e.所述超寬帶發(fā)射機以電流作為信號載體，IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器輸出的電流信號經(jīng)IQ兩路低通濾波器直接傳輸至IQ兩路上混頻器調(diào)制和上混頻，再傳輸至可變增益射頻功率放大器放大，完成發(fā)射。
2. —種權(quán)利要求1所述的超寬帶發(fā)射機的設(shè)計方法，其特征在于-在所述IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器、IQ兩路低通濾波器、IQ兩路上混頻器 和可變增益射頻功率放大器各部分兩兩之間進行協(xié)同設(shè)計a. 根據(jù)數(shù)模轉(zhuǎn)換器的采樣率與低通濾波器的設(shè)計難度迸行行為級 建模和仿真，確定最佳的采樣率和低通濾波器的傳輸函數(shù)以及相應(yīng)的 電路的實現(xiàn)方案；b. 根據(jù)數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出幅度和上混頻器的輸入信號之間的要求 進行優(yōu)化；c. 在上混頻器輸出信號與射頻功率放大器的輸入信號之間進行優(yōu)化；d. 通過行為級的建模和仿真，分配整個超寬帶發(fā)射機鏈路的增益、 線性度和功耗等指標(biāo)，使超寬帶發(fā)射機整體性能到達(dá)最優(yōu)。
3. 如權(quán)利要求2所述的超寬帶發(fā)射機的設(shè)計方法，其特征在于將所述IQ兩路數(shù)模轉(zhuǎn)換器和IQ兩路低通濾波器直接集成在超寬帶發(fā)射機芯片內(nèi)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種超寬帶發(fā)射機及其設(shè)計方法，此發(fā)射機以電流作為信號的載體，采用零中頻結(jié)構(gòu)，由高采樣率的IQ兩路電流陀型數(shù)模轉(zhuǎn)換器、IQ兩路電流型低通重建濾波器、IQ兩路電流型上混頻器和可控增益射頻放大器等模塊構(gòu)成。數(shù)模轉(zhuǎn)換器將來自數(shù)字基帶的信號轉(zhuǎn)為相應(yīng)的電流信號，經(jīng)過低通濾波器重建出模擬基帶信號，該信號直接進入電流型混頻器完成調(diào)制和上混頻，最后經(jīng)過射頻放大器放大并由天線發(fā)射出去；簡化了結(jié)構(gòu)，有利于提高系統(tǒng)的線性度，降低功耗。該機采用片內(nèi)集成數(shù)模轉(zhuǎn)換器設(shè)計，并通過各個模塊之間的協(xié)同設(shè)計，在低電壓和高頻設(shè)計中具有很大的優(yōu)勢。
文檔編號H04B1/69GK101604984SQ200910052248
公開日2009年12月16日 申請日期2009年5月31日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月31日
發(fā)明者任俊彥, 凡 葉, 寧 李, 巍 李, 陳丹鳳, 陳云鋒 申請人:復(fù)旦大學(xué)