專利名稱：一種提高立體聲分離度的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，特別是在FM(調(diào)頻)接收機(jī)立體聲解碼技術(shù)中的一種提高立體聲分離度的方法。

背景技術(shù)：
目前，F(xiàn)M立體聲接收機(jī)被廣泛使用在手機(jī)、MP3和FM廣播等產(chǎn)品中。傳統(tǒng)的FM無線電廣播以一種標(biāo)準(zhǔn)的立體聲方案進(jìn)行傳送。標(biāo)準(zhǔn)的立體聲信號頻譜圖如圖1所示。如圖所示，立體聲信號由左聲道和右聲道的和信號M＝L+R、左聲道和右聲道的差信號S＝L-R以及19KHz的導(dǎo)頻信號組成。另外，立體聲信號中也可能包含被調(diào)制在57KHz的RDS(無線電數(shù)據(jù)系統(tǒng))信號或者RBDS(無線電廣播數(shù)據(jù)系統(tǒng))信號。
傳統(tǒng)立體聲解碼方法首先需要恢復(fù)出19KHz的導(dǎo)頻信號，通過這個導(dǎo)頻信號以獲得38KHz的立體聲載波。然后這個載波信號被用來將立體聲信號下變頻至基帶。最后分別得到左聲道和右聲道信號。
與上面立體聲解碼類似，在發(fā)送端，相應(yīng)地需要一個導(dǎo)頻信號用來產(chǎn)生38KHz的立體聲載波信號以將基帶信號調(diào)制到高頻。導(dǎo)頻信號的使用極大地方便了立體聲信號解碼操作的硬件實現(xiàn)，但是同時這也帶來了一定的問題，比如說，由于發(fā)送機(jī)內(nèi)在固有的相位偏移或者由于傳輸信道的噪聲影響，在接收端所恢復(fù)出的導(dǎo)頻信號和接收的立體聲載波信號之間就存在一個相位誤差。這個相位誤差會降低接收機(jī)的立體聲分離度。所謂立體聲分離度就是指立體聲音響系統(tǒng)中左右兩個聲道之間的分離度，它實際上反應(yīng)了左右兩個聲道相互串?dāng)_的程度。如果兩個聲道之間串?dāng)_較大，那么聲音的立體感將被減弱，這無疑會影響用戶的使用體驗。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出一種提高立體聲分離度方法，該方法通過在立體聲解碼電路中增加一個相位補償模塊，從而降低導(dǎo)頻信號和接收到的立體聲信號之間的相位誤差，提高了立體聲的分離度。
本發(fā)明方法是這樣實現(xiàn)的一種提高立體聲分離度的方法，其特征是在立體聲解碼電路中增加一個相位補償模塊以降低導(dǎo)頻信號和接收到的立體聲信號之間的相位誤差，相位補償模塊位于低通濾波器之后，立體聲混合器之前，是一個內(nèi)部結(jié)構(gòu)對稱的相位誤差計算電路，通過該電路計算出要補償相位誤差所需要的補償因子，然后利用該補償因子來補償解碼后的立體聲信號；相位誤差計算電路含乘法器、加法器、除法器、平方和的開方器組成，低通濾波器的輸出先經(jīng)過乘法器，再依次經(jīng)過加法器，除法器，平方和的開方器之后再經(jīng)過乘法器，最后輸出到立體聲混合器，使得立體聲的分離度達(dá)到最優(yōu)。
具體步驟如下 (1)立體聲信號經(jīng)過低通濾波器得到左聲道和右聲道的和信號M＝L+R； (2)立體聲信號與信號cos(2π×38×103t)，sin(2π×38×103t)相乘經(jīng)過兩個低通濾波器輸出到相位誤差計算電路，相位誤差計算電路由乘法器、加法器、除法器和平方和的開方器組成，其輸出即為左聲道和右聲道的差信號S＝L-R。將和信號M和差信號S輸入到立體聲混合器后經(jīng)過去加重器即得到左聲道和右聲道。
(3)立體聲信號與信號cos(2π×20×103t)相乘經(jīng)過一個低通濾波器輸出到數(shù)字鎖相環(huán)和立體聲檢測器，完成跟蹤導(dǎo)頻信號和立體聲檢測。
上面步驟(2)的實現(xiàn)流程如下 立體聲信號 y(t)＝(L+R)+Acos(2π×19×103×t+γ)+(L-R)cos(2π×38×103×t+η)與信號cos(2π×38×103t)，sin(2π×38×103t)相乘后得 y(t)·cos(2π×38×103×t)＝(L+R)cos(2π×38×103×t)+ Acos(2π×19×103×t+γ)cos(2π×38×103×t)+ (L-R)cos(2π×38×103×t+η)cos(2π×38×103×t) y(t)·sin(2π×38×103×t)＝(L+R)sin(2π×38×103×t)+ Acos(2π×19×103×t+γ)sin(2π×38×103×t)+ (L-R)cos(2π×38×103×t+η)sin(2π×38×103×t) 經(jīng)過低通濾波器后得 LPFout cos＝2×LPF{y(t)·cos(2π×38×103×t)}＝(L-R)cosη LPFout sin＝2×LPF{y(t)·sin(2π×38×103×t)}＝(L-R)sinη LPFout cos和LPFout sin并行地經(jīng)過一對乘法器與cosθ，-sinθ相乘后再經(jīng)過一個加法器得 Sum430＝(L-R)cosηcosθ+(L-R)sinηsinθ＝(L-R)cos(θ-η) 同時，LPFout cos和LPFout sin并行地經(jīng)過另一對乘法器與-cosθ，-sinθ相乘后再經(jīng)過另-個加法器得 Subtract440＝(L-R)cosηsinθ-(L-R)sinηcosθ＝(L-R)sin(θ-η) Sum430與Subtract440經(jīng)過除法器得 Q再經(jīng)過平方和的開方器得 補償操作通過再一個乘法器來實現(xiàn)，即 這樣，即得左聲道和右聲道的差信號S＝Scompensated＝L-R。
左聲道和右聲道的差信號S與和信號M經(jīng)過立體聲混合器后再經(jīng)過去加重器即得左聲道信號L和右聲道信號R。
本發(fā)明的優(yōu)點及顯著效果(1)即使在很差的工作條件下，立體聲分離度也能得到有效的提高；(2)本FM立體聲解碼器可以全數(shù)字實現(xiàn)，因此眾多的軟件方法可以利用，而且系統(tǒng)的參數(shù)是可配置的；(3)由于對導(dǎo)頻恢復(fù)質(zhì)量的要求降低了，所以DPLL(數(shù)字鎖相環(huán))的設(shè)計得到簡化。



圖1是FM解調(diào)后一個典型的立體聲信號的頻譜分布圖； 圖2是傳統(tǒng)立體聲解碼電路的方框圖； 圖3是根據(jù)本發(fā)明實施的立體聲解碼器的方框圖。

具體實施例方式 首先闡述本發(fā)明方法的原理 解調(diào)后的FM信號包含三種不同的分量，其頻譜圖如圖1所示。具體地說，解調(diào)后的FM信號包括代表立體聲左聲道與右聲道的和信號M＝L+R，它占據(jù)從0到15KHz頻率范圍；如FCC(聯(lián)邦通信委員會)規(guī)則所要求的那樣，位于19KHz頻率處，有一個19KHz的導(dǎo)頻信號；以38KHz頻率即導(dǎo)頻信號頻率的兩倍為中心，左聲道減去右聲道的信息S＝L-R被調(diào)制于抑制載波的DSB-SC(雙邊帶調(diào)制)信號中，其頻帶占據(jù)從23KHz到53KHz的30KHz范圍。
傳統(tǒng)的立體聲解碼器通過導(dǎo)頻信號來恢復(fù)出左聲道和右聲道的和以及差信號，最后將這兩個信號混合以得到左右聲道信號。圖2顯示了一個傳統(tǒng)的立體聲解碼器200的結(jié)構(gòu)框圖。在該圖中，輸入信號為FM解調(diào)之后的MPX(立體聲)信號201。首先MPX信號經(jīng)過DPLL 206跟蹤導(dǎo)頻信號，恢復(fù)處的導(dǎo)頻信號207分為兩路一路進(jìn)入立體聲檢測模塊以判斷該MPX信號中是否含有立體聲分量；另外一路經(jīng)過倍頻器得到38KHz的立體聲調(diào)制載波。該載波被用來與輸入端的MPX信號相乘，再經(jīng)過一個低通濾波器204以產(chǎn)生差信號L-R信號。同時，MPX 201直接經(jīng)過另外一個低通濾波器202以產(chǎn)生和信號L+R。最后和信號和差信號同時進(jìn)入立體聲混合電路218來分別產(chǎn)生左聲道和右聲道信號。
應(yīng)用本發(fā)明方法后的立體聲解碼器的模塊框圖如圖3所示。
該FM立體聲解碼器一共包括了4個低通濾波器402、406、414和462，8個乘法器404、408、412、416、420、422、432、460、2個加法器430和440、1個除法器442、1個平方和的開方器444、1個立體聲混合器450、兩個去加重器470和480、1個數(shù)字鎖相環(huán)DPLL 464和1個立體聲檢測器466，其中5個乘法器408、416、420、422、432、2個加法器430、440、1個除法器442、1個平方和的開方器444組成的模塊即為本發(fā)明的相位誤差計算電路，如圖3中的虛線部分所示。
該立體聲解碼器的工作機(jī)理是，首先立體聲信號201經(jīng)過截止頻率為15KHz的低通濾波器402，15KHz頻帶外的信號被濾除，只通過L+R信號。所以濾波器402的輸出是L與R的和信號。同時，立體聲信號201也連接到兩個乘法器404和412。乘法器404的另外一個輸入是cos(2π×38×103t)，其中t代表時間，乘法器412的另外一個輸入是sin(2π×38×103t)。這兩個乘法器的輸出信號分別經(jīng)過低通濾波器406和414以濾出不必要的帶外信號(15KHz頻帶之外的信號)。然后這兩個低通濾波器的輸出進(jìn)乘法器408和416分別與信號cosθ和-sinθ相乘，這里的θ代表恢復(fù)出的導(dǎo)頻相位。這兩個乘法器的輸出由一個加法器430相加。另外，濾波器406和414同時進(jìn)入兩個對稱的乘法器與-sinθ和-cosθ信號相乘，這兩個積的差信號有減法器440獲得。和信號與差信號然后分別進(jìn)入補償因子計算單元以補償相位誤差帶來的影響。最后，補償后的L-R和L+R信號經(jīng)立體聲混合器得到左聲道和右聲道信號，然后經(jīng)去加重電路去加重后輸出。另外，MPX信號201同時還會進(jìn)入乘法器460與cos(2π×20×103t)相乘，它們的乘積經(jīng)過截止頻率1.8KHz的低通濾波器462后分為兩路一路進(jìn)入立體聲檢測器466以檢測MPX信號是否為立體聲信號；另一路進(jìn)入數(shù)字鎖相環(huán)464以跟蹤導(dǎo)頻信號獲得相位信息cosθ和sinθ。
下面從數(shù)學(xué)的角度來闡述根據(jù)本發(fā)明方法的工作原理。
立體聲MPX信號仍然表示為 y(t)＝(L+R)+Acos(2π×19×103×t+γ)+(L-R)cos(2π×38×103×t+η) 根據(jù)上面的分析，經(jīng)過濾波器402之后的信號為L+R。
首先考慮與乘法器460相連的這路信號，經(jīng)乘法操作之后，輸出信號為 該信號為位于1KHz處的中頻信號，然后通過一個截止頻率為1.8KHz的低通濾波器462以濾除1.8KHz頻帶外的信號。因此濾波器462的輸出為 由于混頻之后信號的頻率較低，因此在實際物理實現(xiàn)上可以考慮降低采樣率，這會極大地降低功耗以及電路面積。然后，立體聲檢測電路檢測輸入信號中是否存在立體聲信號。另外數(shù)字鎖相環(huán)DPLL 464用來跟蹤導(dǎo)頻信號，輸出導(dǎo)頻相位信息cosθ和sinθ，這里的θ等于γ。
同時，與乘法器402和412相乘之后的信號分別經(jīng)過截止頻率為15KHz的低通濾波器LPF 406和414。這里的LPF擁有放大系數(shù)2。輸出為 LPFout cos＝2×LPF{y(t)·cos(2π×38×103×t)} ＝2×LPF{(L+R)cos(2π×38×103×t)+ Acos(2π×19×103×t+γ)cos(2π×38×103×t)+(L-R)cos(2π×38×103×t+η)cos(2π×38×103×t)}＝(L-R)cosη LPFout sin＝2×LPF{y(t)·sin(2π×38×103×t)} ＝2×LPF{(L+R)sin(2π×38×103×t)+ Acos(2π×19×103×t+γ)sin(2π×38×103×t)+ (L-R)cos(2π×38×103×t+η)sin(2π×38×103×t)} ＝(L-R)sinη 經(jīng)過低通濾波之后的信號LPFoutcos和LPFoutsin將會和cosθ或者sinθ信號以不同的組合分別相乘，這種組合如圖3所示，然后這四個乘積之間分別相加或者相減，所得到的和信號和差信號分別為 Sum430＝(L-R)cosηcosθ+(L-R)sinηsinθ ＝(L-R)cos(θ-η) Subtract440＝(L-R)cosηsinθ-(L-R)sinηcosθ ＝(L-R)sin(θ-η) 這兩個信號相除，得到商 從Q可以很容易確定函數(shù)cos(θ-η)。這可以利用泰勒級數(shù)展開的方法來實現(xiàn)。為了補償(L-R)cos(θ-η)，只需要得到cos(θ-η)的倒數(shù)即可。由公式 最后，補償操作通過一個乘法器432來實現(xiàn) 因此，本發(fā)明提出的方法能有效地補償由于導(dǎo)頻相位和立體聲載波之間的差異而導(dǎo)致的立體聲分離度下降。
權(quán)利要求
1、一種提高立體聲分離度的方法，其特征是在立體聲解碼電路中增加一個相位補償模塊以降低導(dǎo)頻信號和接收到的立體聲信號之間的相位誤差，相位補償模塊位于低通濾波器之后，立體聲混合器之前，是一個內(nèi)部結(jié)構(gòu)對稱的相位誤差計算電路，通過該電路計算出要補償相位誤差所需要的補償因子，然后利用該補償因子來補償解碼后的立體聲信號；相位誤差計算電路含乘法器、加法器、除法器、平方和的開方器，低通濾波器的輸出先經(jīng)過乘法器，再依次經(jīng)過加法器，除法器，平方和的開方器之后再經(jīng)過乘法器，最后輸出到立體聲混合器。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的提高立體聲分離度方法，其特征的具體步驟如下
(1)立體聲信號經(jīng)過低通濾波器得到左聲道和右聲道的和信號M＝L+R；
(2)立體聲信號與信號cos(2π×38×103t)，sin(2π×38×103t)相乘經(jīng)過兩個低通濾波器輸出到相位誤差計算電路，其輸出即為左聲道和右聲道的差信號S＝L-R。將和信號M和差信號S輸入到立體聲混合器后經(jīng)過去加重器即得到左聲道和右聲道。
(3)立體聲信號與信號cos(2π×20×103t)相乘經(jīng)過一個低通濾波器輸出到數(shù)字鎖相環(huán)和立體聲檢測器，完成跟蹤導(dǎo)頻信號和立體聲檢測。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述提高立體聲分離度的方法，其特征是步驟(2)的流程如下
立體聲信號
y(t)＝(L+R)+Acos(2π×19×103×t+γ)+(L-R)cos(2π×38×103×t+η)與信號cos(2π×38×103t)，sin(2π×38×103t)相乘后得
y(t)·cos(2π×38×103×t)＝(L+R)cos(2π×38×103×t)+
Acos(2π×19×103×t+γ)cos(2π×38×103×t)+
(L-R)cos(2π×38×103×t+η)cos(2π×38×103×t)
y(t)·sin(2π×38×103×t)＝(L+R)sin(2π×38×103×t)+
Acos(2π×19×103×t+γ)sin(2π×38×103×t)+
(L-R)cos(2π×38×103×t+η)sin(2π×38×103×t)經(jīng)過低通濾波器后得
LPFout cos＝2×LPF{y(t)·cos(2π×38×103×t)}＝(L-R)cosη
LPFout sin＝2×LPF{y(t)·sin(2π×38×103×t)}＝(L-R)sinη
LPFout cos和LPFout sin并行地經(jīng)過一對乘法器分別與信號cosθ和-sinθ相乘后再經(jīng)過一個加法器得
Sum430＝(L-R)cosηcosθ+(L-R)sinηsinθ＝(L-R)cos(θ-η)
同時，LPFoutcos和LPFoutsin并行地經(jīng)過另一對乘法器分別與信號-cosθ和-sinθ相乘后再經(jīng)過另一個加法器得
Subtract440＝(L-R)cosηsinθ-(L-R)sinηcosθ＝(L-R)sin(θ-η)Sum430與Subtract440經(jīng)過除法器得
Q再經(jīng)過平方和的開方器得
補償操作通過再一個乘法器來實現(xiàn)，即
這樣，即得左聲道和右聲道的差信號S＝Scompensated＝L-R。
左聲道和右聲道的差信號S與和信號M經(jīng)過立體聲混合器后再經(jīng)過去加重器即得左聲道信號L和右聲道信號R。
全文摘要
本發(fā)明提出一種提高立體聲分離度的方法，該方法通過在立體聲解碼電路中增加一個相位補償模塊，從而降低導(dǎo)頻信號和接收到的立體聲信號之間的相位誤差，提高了立體聲的分離度。這里的相位補償模塊是由一個內(nèi)部結(jié)構(gòu)對稱的相位誤差計算電路組成的，該電路計算出要補償相位誤差所需要的補償因子，然后利用該補償因子來補償解碼后的立體聲信號，使得立體聲的分離度達(dá)到最優(yōu)。
文檔編號H04S3/00GK101577851SQ20091003312
公開日2009年11月11日 申請日期2009年6月12日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月12日
發(fā)明者萌 張, 戴志生, 星 高, 吳建輝, 湯佳健, 王聲揚, 勐 徐, 丁小軍, 朱華成, 陸生禮 申請人:東南大學(xué)