專利名稱：多工二進(jìn)制偏差載波(mboc)調(diào)制信號(hào)的接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及多工二進(jìn)制偏差載波(Multiplexed Binary Offset Carrier，MBOC)調(diào)制信號(hào)和類似這種信號(hào)的接收。本發(fā)明的一種特殊應(yīng)用是全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)中的MBOC調(diào)制導(dǎo)航信號(hào)的接收。
背景技術(shù)：
在GNSS中，接收機(jī)估算在從不同衛(wèi)星接收到的導(dǎo)航信號(hào)中的延遲τ，并且使用該信息結(jié)合關(guān)于衛(wèi)星位置的信息來估算它的位置。延遲τ的估算越精確，則接收機(jī)能夠越精確地估算它的位置。
美國領(lǐng)導(dǎo)的全球定位系統(tǒng)(GPS)目前是在最普遍的使用中的GNSS。使用編碼的相移鍵控(PSK)調(diào)制，將由GPS衛(wèi)星傳送的導(dǎo)航信號(hào)調(diào)制到具有指定載頻的載波信號(hào)之上。所述調(diào)制包括以編碼率fC使載波信號(hào)的相位改變固定數(shù)量(0或π)，所述編碼的每個(gè)符號(hào)具有持續(xù)時(shí)間TC＝1/fC，并且所述編碼以時(shí)間周期TG重復(fù)。因此，在接收機(jī)處從衛(wèi)星接收的導(dǎo)航信號(hào)可以通過具有周期TG的等價(jià)雙模幅度調(diào)制函數(shù)a(t-τ)∈(-1，+1)來表示，如圖1所示。
接收機(jī)通過將接收信號(hào)與本地生成的參考信號(hào)進(jìn)行比較來估算延遲τ。所述參考信號(hào)由以與輸入信號(hào)相同的編碼所調(diào)制的同相和正交相(I和Q)載波組成。參考調(diào)制可被數(shù)學(xué)地表示為
其中
是試驗(yàn)延遲(trial delay)。所述比較通常包括將接收信號(hào)與I和Q參考相乘以產(chǎn)生解調(diào)信號(hào)。然后，在給定的時(shí)間(通常與編碼的周期TG一樣)上對(duì)解調(diào)的信號(hào)進(jìn)行積分，以便輸出稱為相關(guān)的值。所述相關(guān)取決于參考信號(hào)的試驗(yàn)延遲
與接收信號(hào)的實(shí)際延遲τ之間的差，并且可被表達(dá)為相關(guān)函數(shù)
如圖2中所示，PSK調(diào)制信號(hào)的該相關(guān)函數(shù)是三角形的，并且當(dāng)試驗(yàn)延遲
匹配實(shí)際延遲τ時(shí)，該相關(guān)函數(shù)達(dá)到峰值。該相關(guān)函數(shù)的寬度是符號(hào)持續(xù)時(shí)間TC的兩倍，即2TC。
在所有
上計(jì)算整個(gè)相關(guān)函數(shù)
并且對(duì)其進(jìn)行分析以確定它的峰值從而識(shí)別接收信號(hào)的延遲τ，在計(jì)算上是一項(xiàng)耗時(shí)的任務(wù)。因此，大多數(shù)傳統(tǒng)的GPS接收機(jī)使用時(shí)間上彼此不同的三個(gè)參考信號(hào)偏差(offset)，同時(shí)地計(jì)算剛好三個(gè)取樣的相關(guān)。這三個(gè)相關(guān)通常稱作早(E)門、即時(shí)(P)門和遲(L)門(gate)的門值(gate value)。E門和L門是彼此相距時(shí)間間隔TDC的偏差，使得它們可被認(rèn)為分別具有試驗(yàn)延遲
和
于是，P門可被認(rèn)為具有在E門和L門的這些試驗(yàn)延遲的中間的試驗(yàn)延遲
。因此，如圖2所示，當(dāng)E門值和L門值相等時(shí)，P門值產(chǎn)生相關(guān)函數(shù)
的峰值，并且試驗(yàn)延遲
等于實(shí)際延遲τ。
迭代算法可被用來達(dá)到這種狀態(tài)。當(dāng)試驗(yàn)延遲
不等于實(shí)際延遲時(shí)，P門將是距相關(guān)函數(shù)Λ()的峰值的偏差，并且將存有在E門和L門的值上的差。因此，通過將E門值與L門值相減可以生成與在試驗(yàn)延遲
和實(shí)際延遲τ之間的差成比例的誤差信號(hào)。這可以被用來迭代地調(diào)整試驗(yàn)延遲
朝向?qū)嶋H延遲τ。于是，實(shí)際延遲的最佳估算被認(rèn)為是當(dāng)E門值等于L門值(如圖2所示)時(shí)(P門的)試驗(yàn)延遲的值。
目前試圖通過將新的導(dǎo)航信號(hào)添加到系統(tǒng)來改善美國GPS。獨(dú)立的歐洲伽利略系統(tǒng)將在相同的頻帶和新頻帶兩者中使用類似的新導(dǎo)航信號(hào)。盡管一些新導(dǎo)航信號(hào)將繼續(xù)使用PSK調(diào)制，但是大多數(shù)新導(dǎo)航信號(hào)將使用最初描述的新二進(jìn)制偏差載波(BOC)調(diào)制而被調(diào)制。BOC的重要子集被稱作多工二進(jìn)制偏差載波，并且下面將對(duì)其進(jìn)行描述。
BOC調(diào)制 BOC調(diào)制就其包括將編碼調(diào)制到載波之上而言類似于PSK。該編碼類似于在PSK調(diào)制中使用的編碼，并且接收信號(hào)中的編碼再次可表示為等效雙模幅度調(diào)制函數(shù)a(t-τ)，其具有編碼率fC，符號(hào)周期TC和周期TG。然而，BOC包括通過副載波進(jìn)一步調(diào)制信號(hào)，其可表示為副載波調(diào)制函數(shù)s(t-τ)，具有副載波率fS和等于半周期TS＝1/(2fS)的副符號(hào)持續(xù)時(shí)間。如圖3所示，副載波調(diào)制函數(shù)s(t-τ)是簡單的周期方波形。副載波率fS是編碼率fC的整數(shù)倍數(shù)或者整數(shù)加一半倍數(shù)。BOC調(diào)制的標(biāo)準(zhǔn)標(biāo)記讀作BOC(fS，fC)。該附圖示出了什么可被稱作“正弦-BOC”，其中副載波相對(duì)于編碼零相交具有0度的相移。而且，存在“余弦-BOC”，其中副載波相對(duì)于編碼零相交具有90度的相移(未示出)。
當(dāng)使用匹配本地生成的BOC參考信號(hào)來相關(guān)接收到的BOC信號(hào)時(shí)，得到的相關(guān)函數(shù)
具有若干波峰。例如，參考圖4a，使用BOC(2f，f)調(diào)制的正弦-BOC信號(hào)的該相關(guān)函數(shù)具有三個(gè)正波峰和四個(gè)負(fù)波峰。中央的正波峰對(duì)應(yīng)于接收信號(hào)的實(shí)際延遲τ與參考信號(hào)的試驗(yàn)延遲的匹配。其它次波峰相距副符號(hào)持續(xù)時(shí)間TS的間隔。重要的是，該相關(guān)函數(shù)
的包絡(luò)(虛線)與具有相同編碼率fC的PSK調(diào)制信號(hào)的相關(guān)函數(shù)
相同。
因?yàn)锽OC相關(guān)函數(shù)
的中央波峰具有比等價(jià)的PSK相關(guān)函數(shù)
的波峰更陡峭的邊，因此BOC調(diào)制具有允許更精確延遲估算的潛力。具體地，當(dāng)E門和L門位于中央波峰的兩側(cè)時(shí)，從L門值與E門值之間的差產(chǎn)生的誤差信號(hào)可以控制P門導(dǎo)向中央波峰的頂部，由此控制試驗(yàn)延遲
導(dǎo)向?qū)嶋H延遲τ，如圖4a的頂部所示。然而，在通過傳統(tǒng)延遲估算技術(shù)提供的BOC信號(hào)的延遲估算中存在固有模糊性(inherent ambiguity)，如上所述。當(dāng)E門和L門駐留在次波峰之一的兩側(cè)時(shí)，誤差信號(hào)將控制P門導(dǎo)向次波峰(其可以是負(fù)的)。在這種情況下，誤差信號(hào)將為零，就象它在當(dāng)P門位于中央波峰的頂部時(shí)那樣，并且迭代將收斂于不對(duì)應(yīng)于實(shí)際延遲τ的試驗(yàn)延遲
的值。這被稱作為“誤鎖(false lock)”或“跳變(slip)”或“錯(cuò)誤節(jié)點(diǎn)跟蹤”。
已經(jīng)提出了許多技術(shù)使用純BOC來克服這個(gè)問題。在文獻(xiàn)“TrackingAlgorithm for GPS Offset Carrier Signals”(P.Fine et al，Proceedings of ION 1999National Technical Meeting，January 1999)中公開了一種這樣的技術(shù)，通常稱作“碰撞跳躍(bump jumping)”。這種技術(shù)利用以下知識(shí)BOC相關(guān)函數(shù)
的相鄰波峰彼此相距已知的副載波符號(hào)持續(xù)時(shí)間TS。具體地，所述技術(shù)使用一對(duì)門(稱作極早(VE)門和極遲(VL)門，分別具有試驗(yàn)延遲
和
來測試P門的正確位置。這些是來自P門的試驗(yàn)延遲
相距副載波符號(hào)持續(xù)時(shí)間TS的偏差。因此，如果P門已經(jīng)收斂于一個(gè)波峰的頂部，即，接收機(jī)鎖定，則VE門、P門和VL門位于三個(gè)相鄰波峰上。在這個(gè)階段，對(duì)VE、P和VL門值進(jìn)行比較。如果VE門幅度和VL門幅度小于P門幅度，則已知P門位于中央波峰，試驗(yàn)延遲
對(duì)應(yīng)于實(shí)際延遲。然而，如果VE或VL門幅度高于P門值，則P門在次波峰上。在這種情況下，試驗(yàn)延遲
在VE和VL門中任一個(gè)具有較高(模數(shù))值的方向中遞增副符號(hào)持續(xù)時(shí)間TS。該動(dòng)作將導(dǎo)致P門朝著中央波峰而跳到下一波峰。然后重復(fù)比較以便檢驗(yàn)P門在中央波峰或者促成試驗(yàn)延遲
的重復(fù)遞增，直到P門位于中央波峰。
碰撞跳躍允許接收機(jī)充分地利用BOC的潛在精度。然而，在可以依靠延遲估算之前可能存在明顯的等待時(shí)間。存在需要用來判斷是否存在誤鎖的經(jīng)過時(shí)間(elapsed time)。當(dāng)VE、P和VL門值也必須在有效(significant)時(shí)間上平均以便確認(rèn)三個(gè)被測試的相鄰波峰中的哪一個(gè)具有最高幅度時(shí)，這對(duì)于低C/N0來說較長。檢測誤鎖所需的時(shí)間也與副載波率對(duì)于編碼率的比率fS/fC成比例地增加，因?yàn)橄噜彶ǚ逯g的幅度的差相對(duì)地降低。在發(fā)現(xiàn)中央波峰之前，也必須在連續(xù)次波峰上校正誤鎖若干次，因?yàn)榇尾ǚ宓臄?shù)量增加，隨著副載波率對(duì)于編碼率的比率fS/fC增加，該問題惡化。大體上，等待時(shí)間可能多達(dá)幾秒，這對(duì)于飛機(jī)著陸、輪船入塢等等來說當(dāng)然足夠造成潛在災(zāi)難性的后果。更糟的是，接收機(jī)直到它實(shí)際上跳離開誤鎖狀態(tài)時(shí)才知道它曾經(jīng)處于誤鎖狀態(tài)。因此，碰撞跳躍系統(tǒng)是不失效保護(hù)的。
由于在2005年12月發(fā)射了傳送BOC信號(hào)的第一測試衛(wèi)星GIOVE-A，因此現(xiàn)在已經(jīng)造成其它困難。發(fā)送鏈中的非線性和線性失真可能容易地造成在實(shí)際相關(guān)函數(shù)
中的不對(duì)稱——其中主波峰兩側(cè)上的相應(yīng)次波峰的幅度不再相等。這不可避免地降低了性能，并且在最壞的情況下，碰撞跳躍接收機(jī)簡單地不工作。在“GIOVE-A in orbit testing results”(M.Falcone，M.Lugert，M.Malik，M.Crisic，C.Jackson，E.Rooney，M.Trethey ION GNSSFortWorth Texas，September 2006)中描述了最近實(shí)踐的測試。
圖4b是極端相位失真(90度)的影響的仿真。它顯示后來的(負(fù)的)次波峰具有與(正)主波峰相同的幅度。在這種情況下，VEVL接收機(jī)必然失效。對(duì)于較少極端相位失真，不平衡必定降低信噪性能，只是因?yàn)樗沟么尾ǚ逯坏姆雀咏鞑ǚ宓姆取?br>
論文“Unambiguous Tracker for GPS Binary-Offset-Carrier Signals”(FanteR.，ION 59th Annual Meeting/CIGTF 22nd Guidance Test Symposium，23-25June 2003，Albuquerque，NM)描述了另一種技術(shù)，其包括相關(guān)函數(shù)的多重取樣(選通)以及然后這些取樣的線性組合以便合成對(duì)不具有多個(gè)波峰的PSK相關(guān)函數(shù)
的單調(diào)近似。該解決方案確實(shí)消除了誤鎖。然而，該技術(shù)依賴于非常復(fù)雜的接收機(jī)設(shè)計(jì)。更根本地，它無法實(shí)現(xiàn)BOC調(diào)制帶來的潛在精度，因?yàn)橐蕾囉谳^淺的PSK相關(guān)波峰來求解延遲估算。類似地，論文“BOC(x，y)signal acquisition techniques and performances”(Martin et al.，Proceedings ofION GPS 2003，September 2003，Portland，Oregon)公開了一種利用以下事實(shí)的技術(shù)BOC調(diào)制信號(hào)具有對(duì)在兩個(gè)分離載波頻率上為中央的兩個(gè)PSK調(diào)制信號(hào)的數(shù)學(xué)等價(jià)；其中較高頻率fH等于載波頻率加上副載波頻率fS，而較低頻率等于載波頻率fL減去副載波頻率fS。通過適當(dāng)?shù)奶幚恚梢曰謴?fù)實(shí)際單調(diào)PSK相關(guān)函數(shù)
但是這種方法實(shí)現(xiàn)起來又很復(fù)雜并且更根本地?zé)o法達(dá)到BOC調(diào)制所具有的潛在精度。
在專利申請(qǐng)GB0624516.1中詳細(xì)描述的解決方案通過消除相關(guān)
來解決所述問題。作為替代，獨(dú)立地跟蹤二維相關(guān)以便實(shí)現(xiàn)雙重估算。使用起源于編碼相位的明確低精度估算來對(duì)基于副載波相位的更高精度但是模糊獨(dú)立估算進(jìn)行整數(shù)校正。實(shí)際的接收機(jī)可以采用三重環(huán)路而不是通用的雙重環(huán)路，其中載波相位、副載波相位和編碼相位被獨(dú)立但是交互式地跟蹤。
MBOC調(diào)制 在BOC的重大修訂中已經(jīng)提出了多工二進(jìn)制偏差載波(MBOC)。請(qǐng)參考2006年5/6月發(fā)表在Inside GNSS的“MBOC-the new optimized spreadingmodulation recommended for L1 O and GP L1C”。該提議由國際性專家G.W.Hein、J-Avial Rodriguez、S Wallner、J.W.Betz、C.J.Hegarty、J.J.RushananA.L.Kraay、A.R.Pratt、S.Lenahan、J.Owen、J-L Issler和T.Stansell創(chuàng)作和承認(rèn)。當(dāng)被采用時(shí)，相對(duì)于普通的BOC調(diào)制它將對(duì)GNSS信號(hào)的接收添加另一層復(fù)雜度，而普通的BOC調(diào)制比PSK調(diào)制更復(fù)雜。它提供更高的精度和更好的多徑拒收(rejection)。
原理是對(duì)BOC(1，1)和BOC(6，1)的線性重疊進(jìn)行副載波調(diào)制。共同承認(rèn)的編碼被描述為MBOC(6，1，1/11)。該標(biāo)記暗示總功率的1/11是BOC(6，1)分量，而功率的10/11是BOC(1，1)分量。通過時(shí)域復(fù)用可以完成線性重疊，其中BOC(1，1)符號(hào)的1/11被替代為具有相同幅度的BOC(6，1)符號(hào)(相同碼片寬度TC＝1μs)(TMBOC)。當(dāng)前受歡迎的替換方案處于頻域多路復(fù)用中，其中存在具有兩個(gè)分量(CBOC)的不等幅度的連續(xù)調(diào)制。不管采用哪一種形式對(duì)本發(fā)明都沒有差別。當(dāng)前的建議將功率劃分為數(shù)據(jù)信道和導(dǎo)頻信道。一個(gè)當(dāng)前建議假設(shè)50-50分的功率，并且在數(shù)據(jù)信號(hào)中沒有BOC(6，1)分量，使其全部投入導(dǎo)頻信道中。在該原理上，然后導(dǎo)頻信道中的兩個(gè)分量的相對(duì)比例是BOC(1，1)的9/11和BOC(6，1)的2/11，其示例如圖5所示。無論最后決定什么比例對(duì)本發(fā)明都沒有差別。
在使用由兩個(gè)不同子碼片寬度TS1和TS2描述的半周期的雙周期調(diào)制的形式上，清楚地看到與BOC的差別。當(dāng)在傳統(tǒng)的單估算接收機(jī)中被恢復(fù)時(shí)，如圖6a中甚至更復(fù)雜的相關(guān)函數(shù)是結(jié)果。對(duì)于相關(guān)函數(shù)我們將采用標(biāo)記
不僅存在兩個(gè)次(負(fù))波峰，還存在多個(gè)第三級(jí)波峰。與BOC(1，1)的普通相關(guān)函數(shù)相比(如點(diǎn)所示)主波峰的兩側(cè)的斜率幅度較高——如果跟蹤是正確的，則這量化作為提高的精度。但是明顯地，新的調(diào)制對(duì)在相關(guān)函數(shù)中的“波紋”的錯(cuò)誤跟蹤提供了許多機(jī)會(huì)——例如圖6b，當(dāng)門寬度窄時(shí)(為了潛在的精度跟蹤它必須如此)。這些附圖為不具有相位失真的理想形狀。如可期望的那樣，新MBOC比BOC對(duì)相位失真更敏感。相位失真的合成影響如圖6c所示(在BOC(6，1，1/11)具有50度失真)，其中很明顯的是不能跟蹤相關(guān)函數(shù)，因?yàn)榇嬖诜鹊扔谥鞑ǚ宓拇尾ǚ濉Ｒ虼藢⑿枰獾膹?fù)雜度，以便實(shí)現(xiàn)充分對(duì)稱的函數(shù)。目前，MBOC如此新，以致沒有發(fā)布關(guān)于如何設(shè)計(jì)接收機(jī)來克服這種復(fù)雜調(diào)制將承擔(dān)的問題的建議。
本發(fā)明克服了跟蹤MBOC的問題。所述解決方案通過消除相關(guān)函數(shù)
來解決所述問題。作為替換，獨(dú)立地跟蹤三維相關(guān)來實(shí)現(xiàn)三重(triple)估算。使用從編碼相位獲得的明確低精度估算來對(duì)基于低頻副載波相位的高精度但模糊獨(dú)立估算進(jìn)行整數(shù)校正，該低頻副載波相位又被用來基于高頻副載波相位對(duì)更高精度但是模糊獨(dú)立估算進(jìn)行整數(shù)校正。實(shí)際的接收機(jī)可以采用四重環(huán)路，而不是常用的雙重環(huán)路，其中，載波相位、副載波2相位、副載波1相位和編碼相位被獨(dú)立地但是交互式地跟蹤。
發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)是具有不等速率的兩個(gè)不同副載波之和，所述兩個(gè)不同副載波的速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件 僅基于編碼調(diào)制，生成第一延遲估算； 僅基于副載波調(diào)制的第一分量，生成第二延遲估算； 僅基于副載波調(diào)制的第二分量，生成第三延遲估算；和 從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
本發(fā)明進(jìn)一步提供了一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)包含具有兩個(gè)不同速率的第一分量和第二分量，所述兩個(gè)不同速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件 基于編碼調(diào)制，生成第一延遲估算； 基于副載波調(diào)制的第一分量，生成第二延遲估算； 基于副載波調(diào)制的第二分量，生成第三延遲估算；和 從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
本發(fā)明還進(jìn)一步提供了一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)包含具有兩個(gè)不同速率的第一分量和第二分量，所述兩個(gè)不同速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件 基于編碼調(diào)制、副載波調(diào)制的第一分量和副載波調(diào)制的第二分量，分別生成第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算；和 從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
本發(fā)明一些實(shí)施例的精髓是它以三種獨(dú)立的方式來估算信號(hào)延遲，然后組合所有三個(gè)估算以便獲得一個(gè)總信號(hào)延遲估算。如果現(xiàn)有技術(shù)應(yīng)用于MBOC，則接收機(jī)將以僅單個(gè)調(diào)制函數(shù)相關(guān)接收信號(hào)中的調(diào)制，該單個(gè)調(diào)制函數(shù)是編碼調(diào)制和復(fù)合副載波調(diào)制的組合。迄今為止，應(yīng)付相關(guān)函數(shù)
如圖6中，由該動(dòng)作產(chǎn)生的結(jié)果被認(rèn)為是不可避免的，因?yàn)橐呀?jīng)認(rèn)識(shí)到組合調(diào)制是固有的且不可分的。本發(fā)明的一些實(shí)施例與這種認(rèn)識(shí)相反。它們意識(shí)到可以分離地完成將接收信號(hào)與構(gòu)成的副載波調(diào)制函數(shù)和編碼調(diào)制函數(shù)相關(guān)聯(lián)，因此避免考慮傳統(tǒng)相關(guān)函數(shù)的需要。它們進(jìn)一步意識(shí)到可以分離地跟蹤復(fù)合副載波中的兩個(gè)分量。
在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，MBOC信號(hào)中的延遲以三種不同且獨(dú)立的方式被估算(以三重估算)。使用第一非模糊低精度估算來求解第二高精度估算中的模糊性。該第一估算是僅從BOC信號(hào)中的編碼調(diào)制的相位中推導(dǎo)的；它將BOC調(diào)制對(duì)待為“虛擬”PSK，并且忽略了兩個(gè)副載波分量。第二估算是僅從MBOC信號(hào)中的低頻分量副載波調(diào)制的相位中推導(dǎo)的，并且忽略了編碼和高頻分量副載波。第三估算是僅從MBOC信號(hào)中的高頻分量副載波調(diào)制的相位中推導(dǎo)的，并且忽略了編碼和低頻副載波。該編碼估算求解第二估算中的模糊性，其又解決甚至第三高精度估算中的模糊性。
對(duì)于在所選擇MBOC傳輸中的延遲的最佳三重估算可以使用四環(huán)路接收機(jī)。在一些實(shí)施例中，內(nèi)部的延遲鎖相環(huán)(DLL)跟蹤編碼相位中包含的延遲；低頻副載波鎖相環(huán)(SLL1)獨(dú)立地跟蹤與第一分量副載波相位中包含的相同的延遲，而高頻副載波鎖相環(huán)(SLL2)獨(dú)立地跟蹤與第二分量副載波相位中包含的相同的延遲。這三個(gè)獨(dú)立的延遲估算被計(jì)算出。第四外環(huán)路可以跟蹤并鎖定到特定衛(wèi)星信號(hào)的載波相位和/或頻率。所有四個(gè)環(huán)路可以同時(shí)地、獨(dú)立但協(xié)作地工作。該實(shí)現(xiàn)方式可以與使用僅兩個(gè)環(huán)路的傳統(tǒng)接收機(jī)形成對(duì)照，其中單個(gè)延遲估算是從延遲鎖相環(huán)(DLL)中的相關(guān)函數(shù)的跟蹤而推導(dǎo)的，而并行且同時(shí)地，通過第二鎖相環(huán)(PLL)或鎖頻環(huán)(FLL)跟蹤載波相位和/或頻率。
在本發(fā)明的一些實(shí)施例中借助于三重估算原理，具有其次級(jí)和第三級(jí)波峰的MBOC相關(guān)函數(shù)
并不存在，并且不存在其上將發(fā)生誤鎖的次級(jí)波峰或第三級(jí)波峰。
在四環(huán)路接收機(jī)的某些實(shí)施例中，DLL鎖定到與標(biāo)準(zhǔn)GPS相同的Λ()形狀的函數(shù)的波峰，從而確保延遲估算的平滑且非模糊性獲取。然而，SLL1鎖定到連續(xù)第一副載波相關(guān)函數(shù)的最近波峰——它是低頻副載波分量的周期的三角函數(shù)。這個(gè)環(huán)路估算具有較高的精度，但是在第一副載波半周期的整數(shù)倍中具有固有模糊性。然而在這個(gè)概念中沒有“錯(cuò)誤波峰”，這個(gè)模糊性是可接受的。在另一步驟中，與DLL估算相比較，自動(dòng)且即時(shí)地求解該SLL1估算中的模糊性。
然而，在一些實(shí)施例中，SLL2鎖定到連續(xù)第二副載波相關(guān)函數(shù)的最近波峰——它是高頻副載波分量的周期的三角函數(shù)。該環(huán)路估算具有較高的精度但是在第二副載波半周期的整數(shù)倍中具有固有模糊性。然而在這個(gè)概念中沒有“錯(cuò)誤波峰”，這個(gè)模糊性是可接受的。在另一步驟中，與校正的SLL1估算相比較，自動(dòng)且即時(shí)地求解該SLL2估算中的模糊性。
由于對(duì)信號(hào)的MBOC調(diào)制，SLL2、SLL1和DLL估算的組合現(xiàn)在可以提供固有的較高精度(基于相同碼片比率，與PSK相比較)，并且現(xiàn)在求解了模糊性。
因?yàn)榉峙浣o低頻副載波的功率比分配給高頻副載波的功率高得多，因此最佳線性組合可以由兩個(gè)SLL估算組成以便生成具有更高精度的第四估算。
仿真示出了甚至在差的信噪條件下的該聯(lián)合估算處理的平滑一致性操作。
四環(huán)路接收機(jī)可以使用對(duì)兩環(huán)路接收機(jī)可用的相同種類選項(xiàng)來實(shí)現(xiàn)。標(biāo)準(zhǔn)選項(xiàng)是跟蹤載波的相位，如在所謂的“相干性DLL”中那樣，其中使用鑒相器將外環(huán)路鎖相到載波。替換選項(xiàng)是跟蹤載波的頻率，如在所述的“不相干性DLL”中那樣，其中使用鑒頻器將外環(huán)路鎖頻到載波?？梢允褂酶鞣N可能的鑒相器和鑒頻器。
也可以使用針對(duì)兩個(gè)SLL的各種可能的鑒別器。也可以使用針對(duì)DLL環(huán)的各種標(biāo)準(zhǔn)鑒別器。具體地，相干早遲處理(coherent early late processing，CELP)與非相干早遲處理(non-coherent early late processing，NELP)之間的選擇不僅繼續(xù)對(duì)DLL上的編碼鑒別器可用，而且對(duì)SLL上的副載波跟蹤可用。已知技術(shù)和變形(包括用于減少多徑影響并且在雙環(huán)路系統(tǒng)中當(dāng)前使用的方法)毫不復(fù)雜地傳遞到新的四環(huán)路系統(tǒng)。
在一些實(shí)施例中，接收信號(hào)可能不止兩個(gè)例如三個(gè)副載波調(diào)制分量，在這種情況下，可以進(jìn)行四重估算。
現(xiàn)在參考附圖僅通過示例來描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。
圖1是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的PSK調(diào)制信號(hào)的圖形說明； 圖2是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的如圖1所示的PSK調(diào)制信號(hào)的相關(guān)函數(shù)的圖形說明； 圖3是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的基本正弦BOC調(diào)制信號(hào)的圖形說明； 圖4a是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的如圖3所示的BOC調(diào)制信號(hào)的理想相關(guān)函數(shù)的圖形說明，示出了正確跟蹤和錯(cuò)誤跟蹤的兩個(gè)示例； 圖4b是圖3的BOC示例的經(jīng)濾波和相位失真相關(guān)函數(shù)的相關(guān)函數(shù)的圖形說明，示出了對(duì)主要且最近第二峰值的相對(duì)幅度的有害影響； 圖5是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的基本正弦BOC調(diào)制信號(hào)的圖形說明； 圖6a是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的如圖5所示的MBOC調(diào)制信號(hào)的相關(guān)函數(shù)的圖形表示，示出了正確跟蹤的示例； 圖6b是根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的如圖5所示的MBOC調(diào)制信號(hào)的相關(guān)函數(shù)的圖形表示，示出了錯(cuò)誤跟蹤的示例； 圖6c是圖5的MBOC示例的經(jīng)濾波和相位失真相關(guān)函數(shù)的相關(guān)函數(shù)的圖形說明，示出了對(duì)主要且最近第二峰值的相對(duì)幅度的有害影響； 圖7是根據(jù)本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例的整體MBOC接收機(jī)的示意說明圖； 圖8是接收機(jī)的相關(guān)部件9的功能擴(kuò)展； 圖9僅示出了在任一副載波分量試驗(yàn)延遲維數(shù)中的連續(xù)三角相關(guān)； 圖10是僅編碼延遲維數(shù)中的名義相關(guān)； 圖11是僅任一分量副載波延遲維數(shù)中的CELP鑒別器函數(shù)； 圖12是僅編碼延遲維數(shù)中的CELP鑒別器函數(shù)； 圖13、14和15是圖解說明MBOC接收器的操作的計(jì)算機(jī)生成的綜合體；和 圖16示出了GNSS軟件接收機(jī)的頂層操作和任務(wù)的示例。
具體實(shí)施例方式 參考圖7，根據(jù)本發(fā)明第一優(yōu)選實(shí)施例的MBOC接收機(jī)1被布置來經(jīng)由右手圓極化天線2而接收MBOC調(diào)制信號(hào)。天線2將接收信號(hào)饋入到前置放大器3，該前置放大器3包括用于對(duì)接收信號(hào)濾波的濾波器、用于阻擋強(qiáng)干擾信號(hào)的電路、和用于放大接收信號(hào)的低噪放大器(LNA)。LAN有效地設(shè)置接收機(jī)的噪聲系數(shù)(noise figure)，通常大約為2dB，并且提供大約30dB的增益。前置放大器3將經(jīng)濾波且放大的信號(hào)饋入到下變換器4，用以將所述信號(hào)第一級(jí)下變換為合適的中頻(IF)。所述信號(hào)在多個(gè)級(jí)中被下變換且被濾波以便消除不期望的圖像信號(hào)。
下變換器4將經(jīng)下變換的信號(hào)饋入到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)5，用以將所述信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字域。ADC 5可以將所述信號(hào)量化為一位、兩位或者更多位。在這個(gè)實(shí)施例中，因?yàn)锳DC 5使用多位量化，因此接收機(jī)1合并自動(dòng)增益控制(AGC)電路6以便在量化級(jí)別上維持所述信號(hào)的正常分配。AGC電路6的輸出饋回到下變換器4，以便使能輸入到ADC 5的信號(hào)電平的控制，從而維持由ADC 5輸出的信號(hào)的適當(dāng)幅度分配。ADC 5被布置來將數(shù)字信號(hào)u(t)輸出到三重估算器8。該三重估算器8具有相關(guān)器級(jí)9和處理級(jí)10。在這個(gè)實(shí)施例中，三重估算器8以硬件實(shí)現(xiàn)。因此，相關(guān)器級(jí)9包括特定用途集成電路/現(xiàn)場可編程門陣列(ASIC/FPGA)，并且處理級(jí)10是微處理器。三重估算器8估算接收信號(hào)的發(fā)送和接收之間的延遲τ，并且經(jīng)由輸出端11輸出延遲估算。來自參考振蕩器7的時(shí)鐘信號(hào)c(t)被提供給下變換器4、ADC 6和三重估算器8。
圖8示出了相關(guān)器9的詳細(xì)功能描述。輸入信號(hào)u(t)分離為上同相和下正交臂，并且經(jīng)過四級(jí)處理。輸入信號(hào)與每個(gè)分別由獨(dú)立數(shù)字控制的振蕩器(DCO)12、172、171和18生成的副本載波、副載波2和副載波1和編碼波形相混合。首先，與來自載波DCO的相位或正交參考信號(hào)相乘；其次，與兩個(gè)副載波的“立即”線性組合相乘、與來自副載波DCO2的早或遲參考信號(hào)相乘，與來自副載波DCO1的早或遲參考信號(hào)相乘，最后與來自A/D編碼生成器的立即、早或遲參考信號(hào)相乘。得到的信號(hào)組合被在編碼周期上累積并且形成八個(gè)相關(guān)結(jié)果。附圖的最右邊示出了通過數(shù)據(jù)總線到微處理器10的交互作用。
5處的輸入信號(hào)u(t)可被描述為(忽略同時(shí)存在的相加的噪聲和其它(M)BOC信號(hào)) 其中，A是幅度，cos(ω0t+φ)代表下變換為具有相位φ的中頻(IF)ω0之后的載波信號(hào)，s1(t-τ)和s2(t-τ)是在延遲τ處的接收信號(hào)中的副載波調(diào)制，x1和x2描述了功率的相對(duì)分?jǐn)?，a(t-τ)是延遲τ處的接收信號(hào)中的編碼調(diào)制，d是具有d∈(-1，+1)的極性。此處，s1()是BOC(1，1)分量，而s2()是BOC(6，1)分量。
本發(fā)明依賴以下事實(shí)副載波1在相對(duì)短的子碼片(sub-chip)寬度TS1上是半周期的，并且副載波2在甚至更短時(shí)間的子碼片寬度TS2上是半周期的，并且表達(dá)式(1)數(shù)學(xué)地等于 其中值 是多值偏移的偏差延遲，其取決于子碼片寬度TS1的任意整數(shù)倍n1和子碼片寬度TS2的整數(shù)倍n2。必須注意，對(duì)整數(shù)有限制。將(1)與(2)進(jìn)行比較，明顯的是，如果n1是奇數(shù)，則n2必須是奇數(shù)；或者如果n1是偶數(shù)，則n2必須是偶數(shù)，否則不保留復(fù)合調(diào)制的正確形狀。
不管這些偏差延遲如何，都應(yīng)當(dāng)理解，任何實(shí)際接收的信號(hào)的實(shí)際副載波延遲和編碼延遲仍舊與(1)中的相同。接收機(jī)必須一直估算編碼函數(shù)a()中的這個(gè)實(shí)際明確延遲τ。然而，對(duì)于相同接收機(jī)僅必需的是試圖分別估算副載波函數(shù)s1()和s2()中的模糊性和偏差τ1*和τ2*，并且仍舊維持信噪最佳性。這個(gè)結(jié)果完全不同于BOC/MBOC的當(dāng)前領(lǐng)域?qū)崿F(xiàn)方式，在所述當(dāng)前領(lǐng)域中必須防止這些模糊性，并且如果發(fā)生模糊性，則必須重置相關(guān)。因此，偏差延遲τ1*和τ2*相對(duì)于實(shí)際延遲τ可以被作為它們好像是(2)中的獨(dú)立量對(duì)待而不考慮(1)，并且由此產(chǎn)生三個(gè)獨(dú)立的估算。僅在最后校正階段承認(rèn)實(shí)際延遲τ的所有三個(gè)估算是相關(guān)的，并且它們的值根據(jù)游標(biāo)原理進(jìn)行數(shù)學(xué)地組合(請(qǐng)參考公式35)。
參考圖8，三重估算器8的相關(guān)器級(jí)9接收來自ADC 5的數(shù)字信號(hào)u(t)和來自參考振蕩器7的時(shí)鐘信號(hào)c(t)。相關(guān)器級(jí)的載波數(shù)控振蕩器(DCO)12使用時(shí)鐘信號(hào)c(t)在具有試驗(yàn)相位
的IF ω0處，生成同相(I)參考信號(hào)rI(t)和正交(Q)參考信號(hào)和rQ(t)，即， 和 然后，乘法器13將數(shù)字信號(hào)u(t)與參考rI(t)相乘，并且I信號(hào)濾波器14對(duì)結(jié)果進(jìn)行濾波以便在I信道上輸出同相信號(hào)vI(t)；而Q信號(hào)乘法器15將數(shù)字信號(hào)u(t)與參考rQ(t)相乘，并且Q信號(hào)濾波器16對(duì)結(jié)果進(jìn)行濾波以便在Q信道上輸出正交信號(hào)vQ(t)。I信號(hào)和Q信號(hào)可被描述為(忽略同時(shí)存在的相加的噪聲和其它(M)BOC信號(hào)) 其中恒等式構(gòu)成如下 為了簡化算術(shù)代替(6)和(7)，可以寫成 其中復(fù)合調(diào)制被描述為 低頻副載波DCO 171使用在7處輸入的時(shí)鐘信號(hào)c(t)和副載波調(diào)制函數(shù)s1()分別生成即時(shí)(P1)、早(E1)和遲(L1)門副載波參考信號(hào)
其中
是試驗(yàn)副載波延遲，TD1是E1門和L1門之間的總間隔。可以在范圍TS2≤TD1≤TS1中自由地選擇間隔或門寬度TD1。
類似地，高頻副載波DCO 172使用時(shí)鐘信號(hào)c(t)和副載波調(diào)制函數(shù)s2()分別生成即時(shí)(P2)、早(E2)和遲(L2)門副載波參考信號(hào)
其中
是試驗(yàn)副載波延遲，TD2是E2門和L2門之間的總間隔。間隔或門寬度TD2被傳統(tǒng)地固定在TD2＝TS2，盡管如果所發(fā)送的帶寬能夠支持它，然而較低的值將給出提高的精度。
類似地，編碼DCO 18使用時(shí)鐘信號(hào)c(t)和編碼調(diào)制函數(shù)a(t)分別生成P、E和L門編碼參數(shù)信號(hào)
和
其中
是試驗(yàn)編碼延遲，TDC是E門和L門之間的總間隔?？梢栽诜秶鶷S1≤TDC≤TC中自由地選擇間隔TDC。
整體相關(guān)器級(jí)8將I和Q信號(hào)vI(i)、vQ(t)與P、E和L門副載波參數(shù)信號(hào)s1(t-τ1*)、
和
P、E和L門副載波參考信號(hào)s2(t-τ1*)、
和
以及P、E和L門編碼參考信號(hào)
和
的適當(dāng)組合相乘。生成了以下八個(gè)解調(diào)信號(hào)I信道和副載波P門編碼P門信號(hào)vIII(t)；I信道副載波1E1門編碼P門信號(hào)vIE1I(t)；I信道副載波1L1門編碼P門信號(hào)vIL1I(t)；I信道副載波2E2門編碼P門信號(hào)vIE2I(t)；I信道副載波2L2門編碼P門信號(hào)vIL2I(t)；I信道和副載波P門編碼E門信號(hào)vIIE(t)；I信道和副載波P門編碼L門信號(hào)vIIL(t)；Q信道和副載波P門編碼P門信號(hào)vQII(t)。代數(shù)學(xué)地， 其中以上復(fù)合試驗(yàn)調(diào)制 這些乘法可以通過以下來實(shí)現(xiàn)第一和第二乘法器19、20將I信號(hào)vI(t)與P門和副載波
和P門編碼相乘，以便輸出解調(diào)信號(hào)vIII(t)；第三1和第四1乘法器將211、221將I信號(hào)vI(t)與E1門副載波和P門編碼相乘，以便輸出第二1解調(diào)信號(hào)vIE1I(t)；第五1和第六1乘法器231、241將I信號(hào)vI(t)與L1門副載波和P門編碼相乘，以便輸出第三1解調(diào)信號(hào)vIL1I(t)；第三2和第四2乘法器212、222將I信號(hào)vI(t)與E2門副載波和P門編碼相乘，以便輸出第二B解調(diào)信號(hào)vIE2I(t)；第五2和第六2乘法器232、242將I信號(hào)vI(t)與L2門副載波和P門編碼相乘，以便輸出第三B解調(diào)信號(hào)vIL2I(t)；第一和第七乘法器19、25將I信號(hào)vI(t)與P門復(fù)合副載波和E門編碼相乘，以便輸出第四解調(diào)信號(hào)vIIE(t)；第一和第八乘法器19、26將I信號(hào)vI(t)與P門復(fù)合副載波和L門編碼相乘，以便輸出第五解調(diào)信號(hào)vIIL(t)；以及第九和第十乘法器27、28將Q信號(hào)vQ(t)與P門復(fù)合副載波和P門編碼相乘，以便輸出第六解調(diào)信號(hào)vQII(t)。
然后解調(diào)信號(hào)vIII(t)、vIE1I(t)、vIL1I(t)、vIE2I(t)、vIL2I(t)、vIIE(t)、vIIL(t)和vQII(t)分別被積分器29到34積分。積分器29到34在固定時(shí)間上進(jìn)行積分，該固定時(shí)間在這個(gè)實(shí)施例中與編碼周期TG相等。在其它實(shí)施例中，積分時(shí)間可以是編碼周期TG的整數(shù)倍，因此積分時(shí)間通?？傆?jì)為幾毫秒級(jí)。
積分器29到34中的每一個(gè)的輸出在每個(gè)固定時(shí)間末尾處被處理級(jí)10取樣，并且積分器29到34重置為零。對(duì)于每個(gè)取樣k＝1，2，3...，積分器29到34的輸出可被描述為一組八個(gè)相關(guān)wIII[k]、wIE1I[k]、wIL1I[k]、wIE2I[k]、wIL2I[k]、wIIE[k]、wIIL[k]和wQII[k]。引入該索引k的目的是闡明正產(chǎn)生的時(shí)間序列的屬性——實(shí)際的實(shí)踐軟件不必實(shí)施計(jì)數(shù)標(biāo)記。這些相關(guān)的值依賴于試驗(yàn)相位
與實(shí)際相位φ之間的差、試驗(yàn)副載波延遲
與偏差副載波延遲τ1*之間的差、試驗(yàn)副載波延遲
與偏差副載波延遲τ2*之間的差、以及試驗(yàn)編碼延遲
與實(shí)際編碼延遲τ之間的差。I副載波P門和編碼P門相關(guān)wIII[k]可被精確地表達(dá)為 其中χ(..)是三維相關(guān)函數(shù)。這個(gè)函數(shù)不容易顯示。當(dāng)試驗(yàn)編碼延遲
等于實(shí)際編碼延遲τ時(shí)，即， 并且試驗(yàn)副載波延遲
等于副載波編碼延遲τ1*的多個(gè)值中的任一個(gè)，即，實(shí)際編碼延遲τ加上副載波符號(hào)周期TS1的正或負(fù)整數(shù)n倍，即 同時(shí)試驗(yàn)副載波延遲
等于副載波編碼延遲τ2*的多個(gè)值中的任一個(gè)，即，實(shí)際編碼延遲τ加上兩倍副載波符號(hào)周期TS2的正或負(fù)整數(shù)n倍，即 三維相關(guān)函數(shù)χ(..)具有多個(gè)“波峰”。如果n1是奇數(shù)并且n1甚至是偶數(shù)，則鑒別器動(dòng)作滿足要求整數(shù)n2必須是奇數(shù)。結(jié)果，當(dāng)
估算可以偏移TS1的任意整數(shù)倍時(shí)，
估算將偏移2TS2的整數(shù)倍。
為了說明性目的，I副載波P門和編碼P門相關(guān)wIII[k]可以通過下列表達(dá)式來近似 其中trc1()是周期2TS1的連續(xù)三角余弦，trc2()是周期2TS2的連續(xù)三角余弦。圖9描繪了一般形狀；同時(shí)Λ(..)是具有與接收信號(hào)相同的編碼率的PSK調(diào)制信號(hào)的相關(guān)函數(shù)。這在圖10中示出。
其它相關(guān)wIE1I[k]、wIL1I[k]、wIE2I[k]、wIL2I[k]、wIIE[k]、wIIL[k]和wQII[k]類似地通過以下方程式足夠好地近似 可以理解，當(dāng)I信道副載波1E1門編碼P門相關(guān)wIE1I[k]具有與I信道副載波1L1門編碼P門相關(guān)wIL1I[k]相同的值時(shí)，即，wIE1I[k]＝wIL1I[k]，這是因?yàn)楦陛d波1參考信號(hào)的E1和L1門具有相同的值。
類似地，當(dāng)I信道副載波2E2門編碼P門相關(guān)wIE2I[k]具有與I信道副載波2L2門編碼P門相關(guān)wIL2I[k]相同的值時(shí)，即，wIE2I[k]＝wIL2I[k]，這是因?yàn)楦陛d波2參考信號(hào)的E2和L2門具有相同的值。
類似地，當(dāng)I信道和副載波P門編碼E門相關(guān)wIIE[k]具有與I信道和副載波P門編碼L門相關(guān)wIIL[k]相同的值時(shí)，即，wIIE[k]＝wIIL[k]，這是因?yàn)榫幋a的E門和L門具有相同的值。
類似地，當(dāng)已經(jīng)實(shí)現(xiàn)相位鎖定時(shí)，Q信道相關(guān)wQII[k]為零，即wQII[k]＝0，因?yàn)橄辔还浪?
與實(shí)際相位φ加上或減去整數(shù)個(gè)載波半周期相同，并且表達(dá)式()中的正弦函數(shù)為零。
相關(guān)wIE1I[k]和相關(guān)wIL1I[k]之間的任何差與副載波試驗(yàn)延遲
與副載波延遲τ1*的最近多值之間的差成比例。結(jié)果，處理級(jí)10執(zhí)行相減步驟351，將相關(guān)wIE1I[k]與相關(guān)wIL1I[k]相減，以便給出副載波1差相關(guān)wIQ1I[k]。這可以數(shù)學(xué)地表達(dá)為 其中Trs1()是周期2TS1的梯形正弦鑒別器函數(shù)，其取決于試驗(yàn)副載波延遲
與多值副載波延遲τ1*之間的差。圖11示出了這個(gè)一般函數(shù)。
相關(guān)wIE2I[k]和相關(guān)wIL2I[k]之間的任何差與副載波試驗(yàn)延遲
與副載波延遲τ2*的最近多值之間的差成比例。
CELP 根據(jù)一個(gè)實(shí)施例，可以采用相干早遲處理(CELP)的原理。結(jié)果，處理級(jí)10執(zhí)行相減步驟352，其將相關(guān)wIE2I[k]與相關(guān)wIL2I[k]相減以便給出副載波2差相關(guān)wIQ2I[k]。這可以表達(dá)為 其中Trs2()是周期2TS2的梯形正弦鑒別器函數(shù)，其取決于試驗(yàn)副載波延遲
與多值副載波延遲τ2*之間的差，再次如圖11示出。
類似地，I副載波P門和I編碼E門相關(guān)wIIE[k]和相關(guān)wIIL[k]之間的任意差，與試驗(yàn)編碼延遲
和實(shí)際編碼延遲τ之間的差成比例。結(jié)果，處理級(jí)10執(zhí)行相減步驟36，其將相關(guān)wIIE[k]與相關(guān)wIIL[k]相減，以便給出編碼差相關(guān)wIIQ[k]。這然后可被表達(dá)為 其中VΛ()是鑒別器函數(shù)，并且如圖12所示。
最后，在任意數(shù)目的載波半周期內(nèi)，Q副載波P門和Q副載波P門相關(guān)wQII[k]的任意非零值與試驗(yàn)相位
和實(shí)際相位φ之間的差近似地成比例。
應(yīng)當(dāng)注意，在這一方面，E門與L門相減，以便在編碼和副載波延遲估算方面確保校正多個(gè)環(huán)路校正。在等價(jià)的描述中，L門與E門相減，以便如在在編碼和副載波相位估算方面所表達(dá)的校正多個(gè)環(huán)路校正。這是因?yàn)閭鹘y(tǒng)上以等價(jià)方式描述的“相位”和“延遲”(作為周期波形的偏移)通常被認(rèn)知為具有相反的符號(hào)。
最后，Q副載波P門和Q副載波P門相關(guān)wQII[k]的任意非零值與試驗(yàn)相位
和實(shí)際相位φ之間的差近似地成比例。
NELP 可以采用根據(jù)非相干早遲處理(NELP)的替換實(shí)施例，并且下面在“誤差鑒別器的替換實(shí)施例中”對(duì)其進(jìn)行描述。
理想地根據(jù)等式的整體結(jié)構(gòu)并且使用四重環(huán)路動(dòng)作，在缺少噪聲的情況下，載波相位其中n是奇整數(shù)或者偶整數(shù)，同時(shí)三個(gè)時(shí)間估算
和
分別理想并獨(dú)立地收斂到如(22)、(23)和(24)中給出的值。在存在噪聲的情況下，
估算是實(shí)際延遲τ的任意非模糊性估算量，但是可被顯示為最差精度。
更精確，因?yàn)樗昧烁陛d波調(diào)制，但是被偏差了子碼片寬度TS1的任意整數(shù)倍n1。推導(dǎo)校正的估算的最簡單過程組合所述兩個(gè) 基于下面較快的副載波分量，這個(gè)被校正的估算然后可被用來校正甚至更好的估算 最后，并且認(rèn)識(shí)到MBOC建議將相當(dāng)少的功率投放到較高的副載波分量，可以形成以下最佳線性組合 其中從最小平方估算的標(biāo)準(zhǔn)理論中可以確定系數(shù)w1和w2。替代雙取整過程，優(yōu)選實(shí)施例在環(huán)路操作內(nèi)使能自動(dòng)整數(shù)校正，使得和并且不存在不同變量名稱的增加。
編碼處理描述(CELP實(shí)現(xiàn)方式) 將以偽編碼來描述并且概括所有處理動(dòng)作。計(jì)算機(jī)編碼的該塊的執(zhí)行被同步到每個(gè)相關(guān)，并且此處根據(jù)計(jì)數(shù)k被更新。
相關(guān)wIII[k]、wIQ1I[k]、wIQ2I[k]、wIIQ[k]和wQII[k]被輸入到該處理塊。從所述相關(guān)中生成定時(shí)誤差eτ1*[k]、eτ2*[k]和eτ[k]以及相位誤差eφ[k]，以便朝著真實(shí)相位φ以及真實(shí)延遲τ1*、τ2*和τ分別操縱試驗(yàn)相位
試驗(yàn)延遲
和
而且，響應(yīng)的DLL門寬度TDC[k]和SLL1門寬度TD1[k]被輸出——其響應(yīng)于條件而變化。也計(jì)算SLL估算的最佳線性組合
計(jì)算機(jī)偽編碼的塊可被概括如下
詳細(xì)描述 處理階段1是限制器，用于估算I副載波P門和編碼P門相關(guān)wIII[k]的符號(hào)(其可以是正的或負(fù)的)。“sgn”函數(shù)根據(jù)相關(guān)的極性而傳遞+1或者-1。
每個(gè)Ts，此處通過計(jì)數(shù)k的單位遞增標(biāo)記為事件，然后處理級(jí)10通過將各個(gè)Q副載波P級(jí)和Q編碼P級(jí)相關(guān)wQII[k]、副載波差相關(guān)wIQ1I[k]和wIQ2I[k]、以及編碼差相關(guān)wIIQ[k]與sgn()信號(hào)
相乘，分別在2，31 32和4處計(jì)算三個(gè)反饋誤差信號(hào)
由于在真正的算法中這個(gè)計(jì)數(shù)不必被記錄，因此故意省略計(jì)算標(biāo)記“[k]”。
然后處理級(jí)對(duì)誤差信號(hào)進(jìn)行濾波，以便分別遞增或遞減試驗(yàn)相位
副載波試驗(yàn)延遲
以及編碼試驗(yàn)延遲
如在5、61、62和7中。
在三個(gè)定時(shí)估算中，通過倍數(shù)TS2＝1/12μs，
(SLL2使用它來跟蹤在f2＝6MHz的副載波分量)是最精確的，但是潛在地不明確，而通過倍數(shù)TS1＝1/2μs，
(SLL1使用它來跟蹤在f2＝1MHz的副載波分量)是不太精確的，但是潛在地不明確，以及
(DLL使用它來跟蹤編碼分量)是最不精確的，但是相當(dāng)明確。
但是由于MBOC組件中的較低功率，SLL1和SLL2估算之間的精度之差不是很大。結(jié)果，在值被校正之后，值得形成兩個(gè)估算的最佳線性混合，如行8中所示，以便獲得所有中最好的估算。
由于在真正的算法中這個(gè)計(jì)數(shù)不必被記錄，因此在次故意省略計(jì)數(shù)標(biāo)記“[k]”。
在這個(gè)實(shí)施例中，載波相位校正通過二階環(huán)路來實(shí)現(xiàn)，其中相位誤差e增加集成的相位誤差f，其經(jīng)由兩個(gè)增益常數(shù)k1和k2來指導(dǎo)和集成誤差更新當(dāng)前相位估算。SLL時(shí)間估算分別經(jīng)由增益常數(shù)
和
來實(shí)現(xiàn)一階環(huán)路，并且DLL時(shí)間估算經(jīng)由增益常數(shù)kτ來實(shí)現(xiàn)一階環(huán)路。
隨著增加的計(jì)數(shù)并且在噪聲的實(shí)際存在中，這些誤差平均起來變?yōu)榱?，即，eφ[k]→0，eτ[k]→0和eτ1*[k]→0，eτ2*[k]→0。
剩余的處理塊關(guān)注對(duì)于潛在的模糊估算必需的校正。
在行91中，SLL1估算
與DLL估算
之間的濾波的差
被在先前的迭代中估計(jì)(先前的k值)。
如果所述差
現(xiàn)在被發(fā)現(xiàn)已經(jīng)超過一半的子碼片寬度TS1，則SLL1估算被認(rèn)為已經(jīng)跳變。因此，所述估計(jì)被引導(dǎo)，即如在101中適當(dāng)?shù)剡f增或遞減，并且所述差
在111重置為零。而且，DLL門寬度從它的當(dāng)前較窄寬度(TDC)擴(kuò)展到如121中的滿碼片寬度TC。該策略的目的是加速獲取，因?yàn)楹芸赡蹹LL處于獲取鎖定的處理中。
否則，可以是兩個(gè)估算之間的濾波的差不超過子碼片寬度的一半。在該情況下，一階差分濾波器使用如131中的新近可用的更新
和
來更新
增益項(xiàng)KF控制這個(gè)差分濾波器的響應(yīng)時(shí)間。而且，編碼門寬度TDC指數(shù)地減小，并且在適當(dāng)?shù)臅r(shí)候，經(jīng)過足夠數(shù)量的迭代，這個(gè)寬度將漸進(jìn)地達(dá)到最小值——此處變得等于如141中的子碼片寬度TS1。這個(gè)到達(dá)時(shí)間通過控制器增益KD來確定。
將DLL門向下控制到整個(gè)最小值的要點(diǎn)是為了最小化DLL環(huán)路中的噪聲，如果噪聲過大，則在91中將引發(fā)錯(cuò)誤的判定。以這種方式，對(duì)于給定的環(huán)路寬度BL，接收機(jī)的操作范圍被向下擴(kuò)展到最低可能載波噪聲密度比C/N0。在這個(gè)實(shí)施例中，DLL門寬度TDC[k]因此變成在范圍TS1≤TDC≤TC之上的動(dòng)態(tài)變量。
針對(duì)濾波的差
采取類似的動(dòng)作。如果濾波的差已經(jīng)超過一半子碼片寬度TS2/2(請(qǐng)參考行92)，則對(duì)SLL2估算的測試認(rèn)為是已經(jīng)跳變。被調(diào)節(jié)的估算的調(diào)整(Alignment)保持如圖5中的多路復(fù)用的副載波的正確形狀。原因是在Costas環(huán)路中，動(dòng)作僅響應(yīng)于如由狀態(tài)
和
所確定的估算的符號(hào)
它不響應(yīng)于值
因?yàn)樵诤驼{(diào)制
的兩個(gè)分量中，s1()分量是主要的。結(jié)果，當(dāng)誤差eτ1*的時(shí)間鑒別器特性在TS1上是周期性的時(shí)候，誤差eτ2*的時(shí)間鑒別器特性在2TS2上是周期性的。在檢測到跳變的情況下，SLL1門寬度擴(kuò)大，預(yù)示著獲取狀態(tài)。如果未檢測到跳變，則這個(gè)門寬度被允許放松回到穩(wěn)定的狀態(tài)值。
如果現(xiàn)在如在92處發(fā)現(xiàn)差
已經(jīng)超過一半子碼片寬度TS2/2，則認(rèn)為SLL2估算已經(jīng)跳變。因此，在102和112中，這被引導(dǎo)，即，適當(dāng)?shù)剡f增或遞減，并且差
被重置為零。而且，在122中，SLL1門寬度從無論什么是其當(dāng)前較窄寬度(TD1)擴(kuò)展到滿子碼片寬度TS1。該控制的目的是加速獲取，因?yàn)楹芸赡苁荢LL1處于獲取鎖定的處理中。
否則，可以是兩個(gè)估算之間的濾波的差不超過滿子碼片寬度。在該情況下，一階差分濾波器使用如132中的新近可用的更新
和
來更新
增益項(xiàng)KF控制這個(gè)差分濾波器的響應(yīng)時(shí)間。而且，編碼率寬度TD1指數(shù)地減小，并且在適當(dāng)?shù)臅r(shí)候，經(jīng)過足夠數(shù)量的迭代，這個(gè)寬度將漸進(jìn)地達(dá)到最小值——此處變得等于子碼片寬度TS2。這個(gè)到達(dá)時(shí)間通過控制器增益KD來確定。
將SLL1門向下控制到某個(gè)最小值的要點(diǎn)是為了最小化SLL1環(huán)路中的噪聲，如果噪聲過大，則在92中將引發(fā)錯(cuò)誤的判定。以這種方式，對(duì)于給定的環(huán)路寬度BL，接收機(jī)能夠以最低可能載波噪聲密度比C/N0操作。
在這些校正階段，認(rèn)定估算
和
必須關(guān)聯(lián)，因?yàn)樗鼈冎g的差在取整之后應(yīng)當(dāng)分別是子碼片寬度TS1的整數(shù)倍和子碼片寬度TS2的整數(shù)倍，并且假設(shè)所有三個(gè)環(huán)路被鎖定(收斂)并且輸入C/N0足夠高。每相關(guān)間隔，更新三個(gè)估算的該最優(yōu)組合，三個(gè)估算最終產(chǎn)生最佳線性組合
參考圖7-12上述的系統(tǒng)消除了在MBOC接收機(jī)中跳變或者錯(cuò)誤節(jié)點(diǎn)跟蹤的可能性，同時(shí)充分地利用了MBOC調(diào)制的潛力。
注意重要的合格條件是如果環(huán)路失去鎖定，則系統(tǒng)將失效。但是這對(duì)于所有基于環(huán)路的系統(tǒng)來說都是真實(shí)的。系統(tǒng)也將失效，如果濾波的估算差隨機(jī)地落在以下范圍之外 對(duì)于太低的輸入載波噪聲密度比(CNDR)和/或太高的環(huán)路帶寬BL，由于各種估算中的額外噪聲，這在原理上是可能發(fā)生的，即使環(huán)路處于鎖定。然而，理論發(fā)現(xiàn)這對(duì)CNDR和BL的允許范圍的限制實(shí)現(xiàn)上不太麻煩?？刂艱LL鑒別器動(dòng)作的DLL門寬度TDC的值是自動(dòng)的折衷。為了最大化獲取的速度，它切換到最高值，為碼片寬度TC。這在初始獲取中給出了DLL的最快響應(yīng)。然而，在檢測到的穩(wěn)定狀態(tài)中，將TDC向下放松到子碼片寬度TS1將最小化DLL估算中的噪聲，并且擴(kuò)展基本性能包絡(luò)。類似地，控制SLL1鑒別器動(dòng)作的SLL1門寬度TD1的值是自動(dòng)的折衷。為了最大化獲取的速度，它切換到最高值，為碼片寬度TS1。這在初始獲取中給出了SLL1的最快響應(yīng)。然而，在檢測到的穩(wěn)定狀態(tài)中，將TD1向下放松到更小的子碼片寬度TS2將最小化SLL1估算中的噪聲，并且擴(kuò)展基本性能包絡(luò) 然而，所述失效條件不是失效保護(hù)的，因?yàn)榻邮諜C(jī)可以在這個(gè)條件已發(fā)生時(shí)一直對(duì)本身進(jìn)行測量。
考慮相位失真 已經(jīng)聲明在其它問題方面，根據(jù)VEVL設(shè)計(jì)的現(xiàn)有接收機(jī)易受到相位失真的影響(參考圖6c)。此處相同的效果證明自身沒有整數(shù)偏移到兩個(gè)SLL估算?，F(xiàn)在(2)字面上為真，并且替代(3)人們必須寫下 其中非整數(shù)誤差ε1和ε2是由于組延遲失真而引起的。能夠以許多方式來完成偽編碼中所需的相應(yīng)修改。最簡單的方式是將36-8修改為 并且相應(yīng)地修改(36-131)和(36-132)，使得 其中，在初步校準(zhǔn)中最簡單地提供校正
和
實(shí)踐的實(shí)現(xiàn)方式 為了以四重環(huán)路技術(shù)來實(shí)現(xiàn)三重估算，GNSS BOC接收機(jī)的相關(guān)器結(jié)構(gòu)相對(duì)于GNSS PSK接收機(jī)要求相對(duì)少的變動(dòng)。該處理在硬件和軟件接收機(jī)中是等效的。
圖16示出了根據(jù)本發(fā)明再一實(shí)施例的GNSS軟件接收機(jī)的頂層操作和任務(wù)的示例。初始化包括安裝軟件和啟動(dòng)相關(guān)器信道運(yùn)行。在初始化之后，軟件使能軟件中斷。典型地，使用兩種類型的中斷；針對(duì)采取最高優(yōu)先級(jí)的跟蹤任務(wù)的快速率(≈1ms)中斷和針對(duì)賦予較低優(yōu)先級(jí)的測量任務(wù)的低速率(≈100ms)中斷。跟蹤任務(wù)讀取累加器值，估算導(dǎo)航數(shù)據(jù)狀態(tài)，并且利用載波、副載波1、副載波2和編碼相位的新的估算來更新所有四個(gè)環(huán)路。測量任務(wù)提供形成導(dǎo)航解決方案所需的詳細(xì)測量，例如讀取載波、兩個(gè)副載波和編碼DCO值、以及相關(guān)器中的必需的計(jì)數(shù)器。在這些基本任務(wù)下，可以將優(yōu)先級(jí)賦予各種導(dǎo)航任務(wù)。
表T1示出了根據(jù)被設(shè)計(jì)來以11.38MHz的中頻IF、具有50MHz取樣率、100ms測量間隔(TIC周期)和2比特量化操作的接收機(jī)結(jié)構(gòu)的、每個(gè)相關(guān)器信道的硬件要求。使用大多數(shù)現(xiàn)代ASIC和FPGA設(shè)計(jì)可容易地實(shí)現(xiàn)(12個(gè)頻道或更多)如表1中詳述的四重環(huán)路接收機(jī)的硬件要求。區(qū)分了兩級(jí)復(fù)雜度(體現(xiàn)DLL的外部環(huán)路必需的最少組件)如詳細(xì)描述和附圖8以及公式(36)的詳細(xì)偽編碼列表中所給出的。另一級(jí)別的復(fù)雜度要求附加的組件，如用于下一章節(jié)中描述的目的最右欄中所示。
表1每信道的三重環(huán)路結(jié)構(gòu)的硬件要求 擴(kuò)展和改進(jìn) 在標(biāo)準(zhǔn)文獻(xiàn)中描述了許多改進(jìn)和替換物，以便使能標(biāo)準(zhǔn)PSK-CDMA的雙環(huán)路實(shí)現(xiàn)方式。毫無例外地，在適當(dāng)?shù)男薷闹螅@些可被應(yīng)用于MBOC的四重環(huán)路接收機(jī)。
附加的相關(guān) 圖8中未示出的是可從計(jì)算進(jìn)一步處理下變換信號(hào)中獲得的潛在改進(jìn)和替換物。對(duì)于n＝1和n＝2，通過自然擴(kuò)展存在 其中，復(fù)合試驗(yàn)調(diào)制再次如上 據(jù)此，每T秒，這些可被集成為相應(yīng)的相關(guān)，分別集成到wIEnE[k]、wILnE[k]、wIEnL[k]、wILnL[k]、wQEnI[k]、wQLnI[k]、wQIE[k]、wQIL[k]。而且，可以提取相關(guān)差 wIQnQ＝(wILnL-wIEnL)-(wILnE-wIEnE) (47) wQQnI＝wQLnI-wQEnI (48) wQIQ＝wQIL-wQIE (49) 這些相關(guān)可被用來以許多不同方式提高和推廣本發(fā)明的操作。
來自載波輔助(carrier aiding)的改進(jìn) 本發(fā)明承認(rèn)載波輔助的標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)——將與多普勒頻率成比例的校正導(dǎo)入延遲估算的技術(shù)。公式(36-6)可被相應(yīng)地修改為如下 項(xiàng)fφ與在PLL公式(36-5)中的相同，并且被解釋為定標(biāo)(scaled)多普勒偏移估算(根據(jù)相對(duì)運(yùn)動(dòng)的符號(hào)可能為正也可能為負(fù))。預(yù)先計(jì)算常數(shù)kφ、kφ2*和kφ1*，以便提供被適當(dāng)?shù)胤謩e縮放到編碼速率和副載波速率的多普勒偏移的必需開環(huán)校正。
誤差鑒別器的替換實(shí)施例 根據(jù)(36-2)、(36-3)和(36-4)對(duì)誤差序列進(jìn)行計(jì)算僅利用了許多可能鑒別器之一。此處，在適當(dāng)修正之后，可以采用在雙環(huán)路單估算傳統(tǒng)PSK接收機(jī)中可用的標(biāo)準(zhǔn)替換物，并且具體地為非相干早遲處理器(NELP)。
PLL鑒別器 從(36-1)和(36-2)中，等價(jià)公式如下 eφ←wQII[k]×sgn(wIII) (53) 省略sgn()運(yùn)算會(huì)給出 eφ←wQII[k]×wIII (54) 將其表達(dá)為比率會(huì)給出 為了當(dāng)SLL仍未鎖定時(shí)改善跟蹤，可以采用 eφ←wQII×sgn(wIII)+wQQI×sgn(wIQI) (56) 從中去除sgn()會(huì)給出 eφ←wQII×wIII+wQQI×wIQI (57) SLLn鑒別器 從(36-1)和(36-3)中，等價(jià)公式如下 省略sgn()運(yùn)算會(huì)給出 將其表達(dá)為比率會(huì)給出 DLL鑒別器 從(36-1)和(36-4)中，等價(jià)公式如下 eτ←wIIQ×sgn(wIII) (61) 去除sgn()運(yùn)算會(huì)給出 eτ←wIIQ×wIII (62) 非相干DLL實(shí)施例 已經(jīng)聲明了“非相干DLL”接收機(jī)比“相干DLL”接收機(jī)更有效。代表性論文是“Theory and Performance of narrow correlation spacing in a GPSreceiver”，A.J.Van Dierendonck et al ION National Technical Meeting San DiegoCA Jan 1992。這個(gè)概念需要鎖頻環(huán)(FLL)來代替外部環(huán)路中的PLL。這種系統(tǒng)被容易地合并到用于MBOC-GNSS的三重估算概念，然而該三重估算概念需要從(39)到(46)中識(shí)別的一些附加相關(guān)。
FLL的實(shí)現(xiàn)方式僅要求相位與相位估算之間的差 變得固定在某一任意常數(shù)，而不是零。然而，這個(gè)目標(biāo)隨著在兩個(gè)環(huán)路中時(shí)間估算的控制再次為和但是SLL1副載波相位和SLL2(以便分別產(chǎn)生估算
和
)以及DLL(以便產(chǎn)生估算
)的有效跟蹤必須生成誤差信號(hào)，該誤差信號(hào)對(duì)于
與φ之間的任意常數(shù)偏差無關(guān)緊要。
然后，必須從相關(guān)和/或相關(guān)差中實(shí)現(xiàn)鑒頻器，并且必須確保SLL1、SLL2和DLL鑒別器對(duì)于載波相位誤差無關(guān)緊要。
FLL鑒別器 首先，我們可以從當(dāng)前和先前相關(guān)以及相關(guān)差來計(jì)算頻率誤差 其中，標(biāo)記wIII-和wQII-代表先前相關(guān)(領(lǐng)先T)中的相關(guān)。也可以形成 它允許2-象限計(jì)算 替換地，4象限計(jì)算 eω＝arctan2(<eωQI>，<eωII>) (67) 另一替換是如在(64)中省略sgn函數(shù)，因此 并且也可以形成 它再次允許2-象限計(jì)算或4象限計(jì)算。
SLL鑒別器(NELP) 該鑒別器必須工作于任意相位差Δφ。鑒別器(36-3)在這種情況下不工作，因此我們必須擴(kuò)展為 可以省略sgn()從而得到 DLL鑒別器(NELP) 該鑒別器必須工作于任意相位差Δφ。鑒別器(36-4)在這種情況下不工作，因此我們必須擴(kuò)展為 eτ←wIIQ sgn(wIII)+wQIQ sgn(wQII) (72) 可以省略使用sgn()從而得到 eτ←wIIQwIII+wQIQwQII (73) 計(jì)算直接來自早和遲相關(guān)的功率差會(huì)給出 可以使用其它相關(guān)進(jìn)行增強(qiáng)以獲得 計(jì)算直接來自早和遲相關(guān)的幅度差會(huì)給出 并且計(jì)算規(guī)格化差會(huì)給出 環(huán)路操作 “不相干DLL”的適當(dāng)修改以偽編碼可以表達(dá)為 它們通過載波輔助可被擴(kuò)展。
計(jì)算機(jī)生成的仿真 圖13、14和15示出了根據(jù)圖8的實(shí)施例并且如早先所述、根據(jù)CELP原理的四重環(huán)路雙估算器運(yùn)行時(shí)的仿真。在兩個(gè)附圖13和14中，除了分別不包括和包括附加的噪聲，所選擇的參數(shù)精確地相同。此處的目的不僅是論證四重環(huán)路的防跳變失效保護(hù)(anti-slip fail safe)特性，而且還示出了典型的獲取處理。假設(shè)已經(jīng)進(jìn)行了初始搜索(正像在標(biāo)準(zhǔn)PSK-CDMA中)，它引入了在實(shí)際輸入延遲±TC內(nèi)的編碼延遲估算，因此在DLL鑒別器的范圍之內(nèi)。
對(duì)于可能操作的最嚴(yán)格測試，慎重地選擇仿真值。C/N0＝250Hz等價(jià)于24dBHz，并且是在已引用的作者為Fine和Wilson的論文中選擇的非常低的值。該載波噪聲密度比相對(duì)于GNSS信號(hào)的普通測試條件要低得多。MBOC調(diào)制是實(shí)際上所建議的調(diào)制，其中高速率分量BOC(6，1)是低速率分量BOC(1，1)的2/11。該復(fù)合調(diào)制限于為整個(gè)功率的50％的導(dǎo)頻信道。相關(guān)間隔T＝20ms給出了10dB的信號(hào)對(duì)I信道噪聲比。規(guī)格化碼片寬度TC＝1。規(guī)格化子碼片寬度TS1＝1/2。規(guī)格化子碼片寬度TS2＝1/12。被選擇為最高的環(huán)路帶寬BL＝2Hz允許這個(gè)低值C/N0。此處的測試示出了所述算法將同時(shí)地獲取所有三種估算，并且瞬時(shí)地從DLL估算校正SLL1估算，從估算SLL1校正估算SLL2，甚至在當(dāng)環(huán)路被鎖定時(shí)的動(dòng)態(tài)處理期間。跟蹤性能取決于實(shí)際編碼延遲與初始搜索之后的環(huán)路估算的初始設(shè)置之間的差。所述示例具有合成的實(shí)際延遲τ＝τ0＝9.5/12，這是不好的啟動(dòng)條件，具有在這個(gè)示例中最初初始化(和)的DLL和SLL環(huán)路，因?yàn)槌跏妓阉鹘Y(jié)果被假設(shè)為質(zhì)量較差的結(jié)果。按經(jīng)驗(yàn)地選擇濾波器增益KF＝0.5和KD＝0.02作為這些測試的結(jié)果。
頂圖中的上升點(diǎn)曲線是DLL估算。通過DLL的獲取會(huì)立即做出響應(yīng)，但是其它環(huán)路幾乎不移動(dòng)，直到計(jì)數(shù)21(420msec)；然后，SLL1被引導(dǎo)進(jìn)行動(dòng)作并且立即在SLL2之后。SLL1的長虛曲線顯示它僅需要兩個(gè)步驟來獲得最終估算；同時(shí)SLL2的連續(xù)區(qū)域顯示所期望的更少的增量。
本發(fā)明的整個(gè)要點(diǎn)和意圖被論證如下即，環(huán)路是主動(dòng)(并且信噪足夠高)時(shí)，對(duì)于高精度SLL2估算，不可能跳變多于低精度SLL1估算的調(diào)整(alignment)以外的±TS2/2，該低精度SLL1估算又對(duì)于最低精度DLL估算不能跳變多于±TS1/2。在大約50個(gè)計(jì)數(shù)或者1s處在一個(gè)步驟上完成獲取。所述仿真也監(jiān)控第三載波跟蹤環(huán)路(這里是二階PLL)的跟蹤。對(duì)于這個(gè)示例，任意地采用φ＝30度的輸入實(shí)際載波相位。圖13中的下圖上的連續(xù)跟蹤是相位估算，并且示出了欠阻尼(under-damped)二階環(huán)路的過沖特性。下圖上的點(diǎn)曲線和虛曲線示出了當(dāng)存在在到期時(shí)間分別對(duì)快速獲取并且隨后達(dá)到低級(jí)TS1和TS2的感知需求時(shí)打開的門寬度TDC和TD1的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。
在來自圖14的示例中示出了具有實(shí)際存在的相加電噪聲的類似結(jié)果。獲取時(shí)間相應(yīng)地是隨機(jī)變量。它可以變得更長；或者它可以更短。獲取處理的準(zhǔn)隨機(jī)特性是明顯的。但是存在明確的獲取。
圖15示出了穩(wěn)定測量中的相對(duì)噪聲級(jí)。較大波動(dòng)的點(diǎn)曲線是DLL估算。間斷的曲線是SLL1估算。連續(xù)的曲線是如所述計(jì)算的聯(lián)合最佳線性估算。在該最佳估算中明顯地看到了小得多的定時(shí)誤差。
相對(duì)于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明某些實(shí)施例的優(yōu)點(diǎn)可以包括以下內(nèi)容所述方法能夠?qū)崿F(xiàn)MBOC折扣(Discounting)環(huán)路穩(wěn)定(settling)時(shí)間的潛在精度(對(duì)于所有系統(tǒng)是共有的)，該正確的估算實(shí)際上是瞬時(shí)的。假設(shè)滿足了輸入載波對(duì)噪聲密度比率和環(huán)路帶寬的不加辨別的需求，因?yàn)樵诘谝晃恢弥胁淮嬖诙喾逯档囊痪S相關(guān)函數(shù)，則本發(fā)明避免鎖定在錯(cuò)誤的峰值(錯(cuò)誤的節(jié)點(diǎn))。更具體地，在DLL估算
必須收斂于實(shí)際的延遲的同時(shí)，兩個(gè)SLL估算
和
可以收斂于距該實(shí)際延遲的任意偏差，并且必須實(shí)現(xiàn)根據(jù)等式35的瞬時(shí)算術(shù)校正，而不會(huì)損失最佳性。等效地，等式36的更復(fù)雜的例行程序允許算術(shù)校正，而不需要重置相應(yīng)的相關(guān)。因此，在環(huán)路收斂之后最高質(zhì)量估算此后是立即且連續(xù)可用的該方面來說，接收機(jī)是失效保護(hù)的。這是本發(fā)明的獨(dú)特的特征。這對(duì)于傳輸鏈中可能存在的非線性幅度/頻率轉(zhuǎn)換來說也是不敏感的。
所描述的本發(fā)明的實(shí)施例僅僅是可以如何實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的示例。對(duì)于具有合適技能和知識(shí)的技術(shù)人員來說，將會(huì)發(fā)生針對(duì)所描述的實(shí)施例的修正、改變和變化，在不背離權(quán)利要求及其等價(jià)物的范疇的情況下，可以進(jìn)行這些修正、改變和變化。
權(quán)利要求
1.一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)包含具有兩個(gè)不同速率的第一分量和第二分量，所述兩個(gè)不同速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件
僅基于編碼調(diào)制，生成第一延遲估算；
僅基于副載波調(diào)制的第一分量，生成第二延遲估算；和
僅基于副載波調(diào)制的第二分量，生成第三延遲估算；和
從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的接收機(jī)，其中，所述第二分量的速率高于所述第一分量的速率，并且所述處理部件在確定其它延遲估算時(shí)被布置來通過在副載波低頻處的整數(shù)個(gè)半周期來重新計(jì)算所述第二估算，以便將其引向所述第一估算，并且通過在副載波高頻處的整數(shù)個(gè)半周期來重新計(jì)算所述第三估算，以便將其引向所述第二估算。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的接收機(jī)，其中，所述處理部件在確定其它延遲估算時(shí)被布置來計(jì)算第一延遲差作為被取整為整數(shù)個(gè)第一副載波半周期的第一估算與第二估算之間的差，并且計(jì)算第二延遲差作為被取整為整數(shù)個(gè)第二副載波半周期的第二估算與第三估算之間的差。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的接收機(jī)，其中，所述處理部件在確定其它延遲估算時(shí)被布置來將所述第一延遲差加到所述第二延遲估算以及將所述第二延遲差加到所述第三估算。
5.根據(jù)任一在前權(quán)利要求的接收機(jī)，其中，所述處理部件被布置來迭代地更新第一估算和第二估算，并且重復(fù)地計(jì)算第一延遲差且將其加到第二估算，以及迭代地更新第二估算和第三估算，并且重復(fù)地計(jì)算第二延遲差且將其加到第三估算。
6.根據(jù)權(quán)利要求1到4中任一項(xiàng)的接收機(jī)，其中，所述處理部件被布置來迭代地更新第一估算和第二估算直到它們朝向各自最終值收斂，迭代地更新第二估算和第三估算直到它們朝向各自最終值收斂，并且從所述最終值計(jì)算其它延遲估算。
7.根據(jù)任一在前權(quán)利要求的接收機(jī)，其中，所述處理部件包括
參考編碼信號(hào)發(fā)生器，被布置來使用第一延遲估算來生成至少一個(gè)參考編碼信號(hào)；
參考低頻副載波信號(hào)發(fā)生器，被布置來使用第二延遲估算來生成至少一個(gè)低頻參考副載波信號(hào)；和
參考高頻副載波信號(hào)發(fā)生器，被布置來使用第三延遲估算來生成至少一個(gè)高頻參考副載波信號(hào)；和
相關(guān)裝置，被布置來基于所述參考信號(hào)以及接收信號(hào)的至少一個(gè)分量來生成相關(guān)。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的接收機(jī)，其中，所述處理部件被布置來使用所述相關(guān)而生成對(duì)于延遲估算的誤差估算，并且根據(jù)所述誤差估算更新所述延遲估算。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8的接收機(jī)，其中，至少一個(gè)低頻參考副載波信號(hào)包括相距一門寬度時(shí)間差的早參考低頻副載波信號(hào)和遲參考低頻副載波信號(hào)；并且至少一個(gè)高頻參考副載波信號(hào)包括相距一門寬度時(shí)間差的早參考高頻副載波信號(hào)和遲參考高頻副載波信號(hào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求7到9中任一項(xiàng)的接收機(jī)，其中，至少一個(gè)參考編碼信號(hào)包括相距一門寬度時(shí)間差的早參考編碼信號(hào)和遲參考編碼信號(hào)。
11.根據(jù)權(quán)利要求9或10的接收機(jī)，其中，所述門寬度時(shí)間差是可變的。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的接收機(jī)，其中，所述處理部件被布置來隨著試驗(yàn)副載波延遲被更新而改變所述門寬度時(shí)間差。
13.根據(jù)從屬于權(quán)利要求3時(shí)的權(quán)利要求12的接收機(jī)，其中，所述處理部件被布置來在更新與相關(guān)聯(lián)的整數(shù)的估算值的變化對(duì)應(yīng)的所述試驗(yàn)副載波延遲之一時(shí)檢測跳變條件，并且響應(yīng)于所述跳變條件而增加所述門寬度時(shí)間差。
14.根據(jù)權(quán)利要求7到13中任一項(xiàng)的接收機(jī)，其中，所述校正部件被布置來生成隨著所述試驗(yàn)延遲接近實(shí)際延遲而以不同方式變化的多個(gè)相關(guān)，并且組合它們以便確定誤差估算。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的接收機(jī)，其中，所述處理部件被布置來以隨著所述延遲接近實(shí)際延遲而改變的方式來組合所述相關(guān)以確定誤差估算。
16.根據(jù)任一在前權(quán)利要求的接收機(jī)，其中，所述控制部件被布置來校正所述第二延遲估算和第三延遲估算中的至少一個(gè)以便校正相位失真。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的接收機(jī)，其中，所述校正是子碼片寬度的非整數(shù)倍。
18.根據(jù)任一在前權(quán)利要求的接收機(jī)，其中，所述控制部件被布置來從第三延遲估算和其它延遲估算中確定組合的延遲估算。
19.一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)包含具有兩個(gè)不同速率的第一分量和第二分量，所述兩個(gè)不同速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件
基于編碼調(diào)制，生成第一延遲估算；
基于副載波調(diào)制的第一分量，生成第二延遲估算；和
基于副載波調(diào)制的第二分量，生成第三延遲估算；和
從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
20.一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)包含具有兩個(gè)不同速率的第一分量和第二分量，所述兩個(gè)不同速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件
基于編碼調(diào)制、副載波調(diào)制的第一分量和副載波調(diào)制的第二分量，分別獨(dú)立地生成第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算；和
從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
全文摘要
一種用于接收導(dǎo)航信號(hào)的接收機(jī)，所述導(dǎo)航信號(hào)包括被給定編碼率的編碼調(diào)制函數(shù)調(diào)制并且被復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)進(jìn)一步調(diào)制的載波，所述復(fù)合副載波調(diào)制函數(shù)包含具有兩個(gè)不同速率的第一分量和第二分量，所述兩個(gè)不同速率都不同于編碼率，所述接收機(jī)包括被布置來執(zhí)行下列步驟的處理部件僅基于編碼調(diào)制，生成第一延遲估算；僅基于副載波調(diào)制的第一分量，生成第二延遲估算；和僅基于副載波調(diào)制的第二分量，生成第三延遲估算；和從第一延遲估算、第二延遲估算和第三延遲估算中確定其它延遲估算。
文檔編號(hào)H04B1/707GK101632233SQ200880003096
公開日2010年1月20日 申請(qǐng)日期2008年1月23日 優(yōu)先權(quán)日2007年1月24日
發(fā)明者馬修·S·霍德加特 申請(qǐng)人:薩里大學(xué)