專利名稱：雙頻匹配電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及雙頻匹配電路，其被插入裝載在便攜式終端上的天線
與高頻電路之間，且在所期望的2個(gè)頻帶，在上述天線與上述高頻電 路之間進(jìn)行阻抗匹配。
背景技術(shù)：
現(xiàn)在，便攜式電話服務(wù)正在急劇地普及，為了響應(yīng)對(duì)于更高的移 動(dòng)性的實(shí)現(xiàn)和更靈活的通信服務(wù)的強(qiáng)烈的要求，在一個(gè)便攜式終端中 實(shí)現(xiàn)便攜式終端的小型化和在不同的利用頻帶運(yùn)用的多個(gè)通信系統(tǒng)的 使用(多頻帶化)這2點(diǎn)成為開發(fā)便攜式終端時(shí)的一個(gè)技術(shù)目標(biāo)。該 目標(biāo)也保持傳承到作為電波的輸出輸入接口必不可少的器件即天線， 希望開發(fā)小型且能夠在多個(gè)頻帶下動(dòng)作的所謂的多頻帶天線。
在實(shí)際的便攜式終端的開發(fā)中，因?yàn)閮H通過天線的優(yōu)化難以在期 望的多個(gè)頻帶下實(shí)現(xiàn)良好的天線特性，所以多通過在天線與高頻電路 之間插入適當(dāng)?shù)钠ヅ潆娐范鴮?shí)現(xiàn)最終的頻率調(diào)整與高頻電路的良好的 阻抗匹配?，F(xiàn)在，各種便攜式電話服務(wù)的利用頻帶存在于80(K900MHz 帶和1.5 2GHz帶這2個(gè)頻帶，為了實(shí)現(xiàn)便攜式終端的多頻帶化，天線 必須在這2個(gè)頻帶下進(jìn)行動(dòng)作。但是，因?yàn)閮深l帶較大地分離，所以 利用通常的單頻匹配電路難以實(shí)現(xiàn)在兩個(gè)頻帶的自由的匹配調(diào)整，因 此為了實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)，優(yōu)選應(yīng)用能夠在各個(gè)頻帶獨(dú)立地匹配的雙頻匹 配電路。
在上述背景下，作為應(yīng)用至今的現(xiàn)有的雙頻匹配電路，存在使用 梯形電路的方式，其中，該梯形電路使用多個(gè)單頻匹配電路和多個(gè)共 振電路構(gòu)成(例如，參照專利文獻(xiàn)1和專利文獻(xiàn)2)。圖11是表示上述 專利文獻(xiàn)1中記載的現(xiàn)有的雙頻匹配電路的電路結(jié)構(gòu)的電路框圖。
在圖11中，輸出端子102的阻抗(或1端子S參數(shù))的頻率特性 已知，負(fù)載101在上述的狀況下相當(dāng)于天線。而且，負(fù)載101經(jīng)由第 一匹配電路103、第二匹配電路104、和第三匹配電路105構(gòu)成的現(xiàn)有的雙頻匹配電路108與電源107連接。其中，如圖中的框圖所示，各 匹配電路103、 104、 105是由電感器和電容器構(gòu)成的并聯(lián)共振電路或 串聯(lián)共振電路。
圖11中記載的現(xiàn)有的雙頻匹配電路108在期望的2個(gè)頻帶中，以 使得輸出端子102處的負(fù)載101的阻抗與輸入端子106處的電源107 的阻抗值變得相等的方式，作為阻抗變換器進(jìn)行動(dòng)作。因此，在該2 個(gè)頻帶下，從電源107供給的電力不受到反射衰減地高效率地被供給 到負(fù)載101。
但是，在將各匹配電路103、 104、 105看作一個(gè)電路框的情況下， 圖11記載的現(xiàn)有的雙頻匹配電路108，如圖13 (表示在現(xiàn)有的雙頻匹 配電路中使用的梯形電路的電路結(jié)構(gòu)的電路框圖)所示，形成使圖12 (表示在非專利文獻(xiàn)1中記載的2種基礎(chǔ)的單頻匹配電路的電路結(jié)構(gòu) 的電路框圖)所示的基本的2種單頻匹配電路121a、 121b (例如，參 照非專利文獻(xiàn)1)梯狀結(jié)合的電路結(jié)構(gòu)(梯形電路131)。其中，梯形 電路131是在各種濾波器中常用的電路結(jié)構(gòu)。
因?yàn)楝F(xiàn)有的雙頻匹配電路108的作用與在期望的2個(gè)頻帶將高頻 信號(hào)從輸入端子106無(wú)反射衰減地傳輸至負(fù)載101的情況等價(jià)，因此， 通過應(yīng)用圖13所示的梯形電路131，雙頻匹配電路的設(shè)計(jì)與期望的雙 頻帶為通過帶的帶通濾波器的設(shè)計(jì)同義。因此，在進(jìn)行現(xiàn)有的雙頻匹 配電路108的設(shè)計(jì)時(shí)，能夠適當(dāng)?shù)貞?yīng)用現(xiàn)有的濾波器設(shè)計(jì)法，上述現(xiàn) 有的結(jié)構(gòu)具有不依賴于負(fù)載101的阻抗的頻率特性、且能夠比較自由 地在期望的雙頻帶獲得與輸入端子106匹配的優(yōu)點(diǎn)。
專利文獻(xiàn)1:日本特開2004-242269號(hào)公報(bào)(第18頁(yè)，圖1) 專利文獻(xiàn)2:日本特開2006-325153號(hào)公報(bào)(第14頁(yè)，圖l) 非專禾lj文獻(xiàn)l: Robert E. Collin著，-An IEEE press classic reissue — Foundations for microwave engineering (second edition, IEEE press series on electromagnetic wave theory), A John Wiley & Sons, Inc., publication, ISBN 0-7803-6031-1 (323頁(yè)，F(xiàn)igure 5. 17)

發(fā)明內(nèi)容
4但是，在上述現(xiàn)有的結(jié)構(gòu)中具有以下2個(gè)問題。
第一個(gè)問題是難以降低在雙頻匹配電路中產(chǎn)生的損失這點(diǎn)。為了 提高便攜式電話服務(wù)的品質(zhì)，必須要提高便攜式終端的收發(fā)信號(hào)的品 質(zhì)。因?yàn)橹饕ㄟ^降低在天線與高頻電路之間產(chǎn)生的電力損失實(shí)現(xiàn)收 發(fā)信號(hào)品質(zhì)的提高，所以優(yōu)選盡可能地降低插入其中的雙頻匹配電路 的損失。上述現(xiàn)有的結(jié)構(gòu)因?yàn)樽鳛闃?gòu)成要素需要非常多的元件(電感 器、電容器)且必須使用多個(gè)共振電路，所以具有涉及降低損失的問 題。
第二個(gè)問題是難以實(shí)現(xiàn)相對(duì)于負(fù)載101的阻抗變動(dòng)的匹配特性的 穩(wěn)定性這點(diǎn)。通常，便攜式終端在使用時(shí)手、頭部接近天線，因此天 線的阻抗的頻率特性根據(jù)使用狀況而變動(dòng)。因此，為了確保穩(wěn)定的收 發(fā)信號(hào)品質(zhì)，必須確保相對(duì)于天線的阻抗變動(dòng)的匹配特性的穩(wěn)定性。 但是，在上述現(xiàn)有的結(jié)構(gòu)中，因?yàn)槎嗍褂秒娞匦?2端子S參數(shù))的頻 率變動(dòng)急劇的共振電路，所以對(duì)于負(fù)載101的阻抗變動(dòng)，其匹配特性 容易受到影響。進(jìn)一步，因?yàn)樵谔菪坞娐?31中，各單頻匹配電路(參 照?qǐng)D12) 121a、 121b中均進(jìn)行阻抗變換，所以梯形電路自身對(duì)于負(fù)載 101的阻抗變動(dòng)也敏感。從以上的觀點(diǎn)出發(fā)，上述現(xiàn)有的結(jié)構(gòu)具有關(guān)于 穩(wěn)定性的問題。
本發(fā)明是為了解決上述現(xiàn)有的問題而提出的，其目的在于提供一 種低損失且相對(duì)于負(fù)載的阻抗變動(dòng)較穩(wěn)定的雙頻匹配電路。
本發(fā)明的雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻電路接收 具有0.85GHz的頻率的第一高頻信號(hào)和具有2.05GHz的頻率的第二高 頻信號(hào)的第一和第二輸入端子；與天線連接的第一和第二輸出端子； 和連接在上述輸入端子與上述輸出端子之間的電路元件組，該電路元 件組具有第一、第二、第三和第四元件，上述第一元件和上述第四元 件在上述第一輸入端子與上述第二輸入端子之間串聯(lián)連接，并且上述 第二元件和上述第三元件在上述第一輸入端子與上述第二輸入端子之 間串聯(lián)連接，上述第一輸出端子與上述第一元件和上述第四元件之間 的連接點(diǎn)連接，上述第二輸出端子與上述第二元件和上述第三元件之 間的連接點(diǎn)連接，上述第一元件是具有2.521nH的電感的電感器，上 述第二元件是具有76.157nH的電感的電感器，上述第三元件是具有1.907nH的電感的電感器，上述第四元件是具有1.429pF的電容的電容器。
在優(yōu)選實(shí)施方式中，上述天線的阻抗在0.85GHz的頻率下是 54.4-8.3iQ (i是虛數(shù)單位)，在2.05GHz的頻率下是50.4+8.2iQ (i是
虛數(shù)單位)。
在優(yōu)選實(shí)施方式中，上述天線是安裝在便攜式終端上的反F天線。 發(fā)明的效果
因此，利用本發(fā)明的雙頻匹配電路，能夠大幅改善上述的2個(gè)技 術(shù)上的問題(低損失化和匹配特性的高穩(wěn)定化)。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的雙頻匹配電路的電路結(jié)構(gòu)的電 路框圖。
圖2是用于說明本發(fā)明的實(shí)施方式1的雙頻匹配電路的元件常數(shù) 的決定法的符號(hào)等的規(guī)則圖。
圖3 (a)是表示將構(gòu)成本發(fā)明的實(shí)施方式1的雙頻匹配電路的、 作為電感器的一個(gè)構(gòu)成元件展開成由多個(gè)電感器構(gòu)成的電路的方法的 電路圖。圖3 (b)是表示將構(gòu)成本發(fā)明的實(shí)施方式1的雙頻匹配電路 的、作為電容器的一個(gè)構(gòu)成元件展開成由多個(gè)電容器構(gòu)成的電路的方 法的電路圖。
圖4 (a)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的裝載有天線的 便攜式終端的解析模型的尺寸的立體圖(表示解析模型的整體尺寸的 立體圖)。圖4 (b)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的裝載有天 線的便攜式終端的解析模型的尺寸的立體圖(表示天線部的詳細(xì)尺寸 的立體圖)。
圖5 (a)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的、圖4所示的 解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴性的 特性圖(反射駐波比的頻率特性圖)，圖5 (b)是表示本發(fā)明的實(shí)施方 式l的實(shí)施例中的、圖4所示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子 3處的高頻特性的頻率依賴性的特性圖(1端子S參數(shù)的史密斯圓圖 (Smith Chart))。圖6是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的、相對(duì)于圖4所示 的解析模型設(shè)計(jì)的本發(fā)明的雙頻匹配電路的元件常數(shù)表的圖。
圖7是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的、插入圖4的解析 模型的模型化的手的尺寸與其插入位置的立體圖。
圖8是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的、在圖6中設(shè)計(jì)的 本發(fā)明的雙頻匹配電路的手接近時(shí)的匹配頻帶的變化率的特性表的 圖。
圖9 (a)是使用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路的框圖(以圖12 (a) 所示的非專利文獻(xiàn)1記載的單頻匹配電路為基礎(chǔ)獲得的雙頻匹配電路 的框圖)，圖9 (b)是使用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路的框圖(以圖 12 (b)所示的非專利文獻(xiàn)1記載的單頻匹配電路為基礎(chǔ)獲得的雙頻匹 配電路的框圖)。
圖10 (a)表示使用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路的元件結(jié)構(gòu)、元 件常數(shù)、和手接近時(shí)的匹配頻帶的頻帶變化率無(wú)解。圖10 (b)是表示 特性表的圖，該特性表表示使用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路的元件 結(jié)構(gòu)、元件常數(shù)、和手接近時(shí)的匹配頻帶的頻帶變化率(針對(duì)圖9 (b) 所示的電路框圖計(jì)算所得的特性表)。
圖11是表示現(xiàn)有的雙頻匹配電路的電路結(jié)構(gòu)的電路框圖。
圖12 (a)和(b)是表示非專利文獻(xiàn)1記載的2種基礎(chǔ)的單頻匹
配電路的電路結(jié)構(gòu)的電路框圖。
圖13是表示在現(xiàn)有的雙頻匹配電路中使用的梯形電路的電路結(jié)構(gòu) 的電路框圖。
圖14是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的天線部的詳細(xì)尺 寸的立體圖(天線共振頻率0.85GHz， 1.55GHz)。
圖15是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的天線部的詳細(xì)尺 寸的立體圖(天線共振頻率0.85GHz， 1.7GHz)。
圖16是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的天線部的詳細(xì)尺 寸的立體圖(天線共振頻率0.85GHz， 2.05GHz)。
圖17 (a)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、圖14所 示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴 性的特性圖(反射駐波比的頻率特性圖)，圖17 (b)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、圖14所示的解析模型的具有阻抗50Q的 輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴性的特性圖(l端子S參數(shù)史密斯 圓圖)。
圖18 (a)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、圖15所 示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴 性的特性圖(反射駐波比的頻率特性圖)，圖18 (b)是表示本發(fā)明的 實(shí)施方式l的實(shí)施例2中的、圖15所示的解析模型的具有阻抗50Q的 輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴性的特性圖(l端子S參數(shù)史密斯 圓圖)。
圖19 (a)是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、圖16所 示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴 性的特性圖(反射駐波比的頻率特性圖)，圖19 (b)是表示本發(fā)明的 實(shí)施方式l的實(shí)施例2中的、圖16所示的解析模型的具有阻抗50Q的 輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴性的特性圖(l端子S參數(shù)史密斯 圓圖)。
圖20表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、相對(duì)于圖14所 示的解析模型設(shè)計(jì)的本發(fā)明的雙頻匹配電路的元件結(jié)構(gòu)、常數(shù)表的圖。
圖21表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、相對(duì)于圖15所 示的解析模型設(shè)計(jì)的本發(fā)明的雙頻匹配電路的元件結(jié)構(gòu)、常數(shù)表的圖。
圖22表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例2中的、相對(duì)于圖16所 示的解析模型設(shè)計(jì)的本發(fā)明的雙頻匹配電路的元件結(jié)構(gòu)、常數(shù)表的圖。
符號(hào)的說明
1 本發(fā)明的雙頻匹配電路
2輸入端子
3輸出端子
4a、 4b、 4c、 4d 元件
5負(fù)載
6天線
7便攜式終端框體 8模型化的手 101 負(fù)載
8102輸出端子 103第一匹配電路 104第二匹配電路 105第三匹配電路 106輸入端子 107 電源
108現(xiàn)有的雙頻匹配電路 121a、 121b 單頻匹配電路 131梯形電路 f頻率
oil (f) 元件4a的阻抗的實(shí)部 ct2 (f) 元件4b的阻抗的實(shí)部 a3 (f) 元件4c的阻抗的實(shí)部 a4 (f) 元件4d的阻抗的實(shí)部 Zr (f) 負(fù)載5的阻抗的實(shí)部 Zi (f) 負(fù)載5的阻抗的虛部 ZO與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗 Ljaj (f) (j=l、 2、 3、 4)是電感器時(shí)的電感值 Cjaj (f) (j-l、 2、 3、 4)是電容器時(shí)的電容值 A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f) (公式2)的從上起由3 6式定 義的函數(shù)
fl、 f2 2個(gè)匹配頻率
a、 ]S、a、b構(gòu)成雙頻匹配電路的集中常數(shù)元件的阻抗值的實(shí) 部，其中，該雙頻匹配電路是使用圖9所示的現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的。
具體實(shí)施例方式
以下，參照附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行說明。 (實(shí)施方式)
圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式的雙頻匹配電路的電路結(jié)構(gòu)的電路 框圖。如圖1所示，本實(shí)施方式的雙頻匹配電路1具備由第一輸入
端子2a和第二輸入端子2b構(gòu)成的輸入端子2，和由第一輸出端子3a和第二輸出端子3b構(gòu)成的輸出端子3。在輸入端子2連接有高頻電路 (未圖示)，在輸出端子3連接有負(fù)載5。
本實(shí)施方式的雙頻匹配電路1由4個(gè)元件4a、 4b、 4c、 4d構(gòu)成。 元件4a、 4b、 4c、 4d分別是集中常數(shù)元件，分別是電感器或電容器中 的任一個(gè)。而且，元件4a、 4b、 4c、 4d是電感器還是電容器的選擇， 以及各自的元件常數(shù)的具體的值，通過在希望實(shí)現(xiàn)匹配的雙頻帶預(yù)先 求得的負(fù)載5的阻抗值和與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗值決定 (在后文中說明它們的決定方法)。
輸入端子2、元件4a、 4b、 4c、 4d、和負(fù)載5的連接方式與應(yīng)用 于計(jì)算器、數(shù)字表等的數(shù)字顯示的"7段顯示器"為相同的結(jié)構(gòu)。艮P， 在7段顯示器的橫方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段相 當(dāng)于輸入端子2，如果將負(fù)載5分配給剩下的一個(gè)在橫方向上延伸的 段，則剩余的縱方向的4段相當(dāng)于元件4a、 4b、 4c、 4d。
此處，因?yàn)楸景l(fā)明的雙頻匹配電路1其電路結(jié)構(gòu)具有幾何對(duì)稱性， 所以即使改變以下所述的元件4a、 4b、 4c、 4d的排列，也顯示與原來(lái) 的電路相同的特性。首先，第一排列變換是同時(shí)進(jìn)行元件4a和元件4b 的交換以及元件4d和元件4c的交換。第一排列變換相當(dāng)于在圖1中 將朝向本發(fā)明的雙頻匹配電路1位于左側(cè)的輸入端子2重新配置于朝 向本發(fā)明的雙頻匹配電路1的右側(cè)。此外，第二排列變換是同時(shí)進(jìn)行 元件4a和元件4d的交換以及元件4b和元件4c的交換。第二排列變 換相當(dāng)于在圖1中未圖示的外部電路的輸出端子的2個(gè)連接方法。例 如，在圖1中未圖示的外部電路的輸出端子為不平衡線路的情況下， 相當(dāng)于將與在圖1中未圖示的外部電路的輸出端子的接地面(ground 面)連接的端子位于圖1的輸入端子2的上側(cè)或下側(cè)。通過后述的設(shè) 計(jì)方法的(公式2)也能夠確認(rèn)第一和第二排列變換提供電氣上同等的 電路。因此，雖然存在獲得多個(gè)根據(jù)后述的設(shè)計(jì)方法得到的本發(fā)明的 雙頻匹配電路1的電路結(jié)構(gòu)的情況，但是通過上述的第一和第二排列 變換相互被建立關(guān)系的電路結(jié)構(gòu)并不獨(dú)立，能夠歸納為一個(gè)電路結(jié)構(gòu)。
接著，對(duì)元件4a、 4b、 4c、 4d的具體的元件常數(shù)值的決定方法進(jìn) 行說明。因?yàn)樵?a、 4b、 4c、 4d是電感器或電容器中的任一個(gè)，所 以各元件的阻抗是純虛數(shù)。于是，為了以下的說明，如圖2所示，對(duì)各元件的阻抗標(biāo)注符號(hào)。
圖2是用于說明本實(shí)施方式的雙頻匹配電路的元件常數(shù)的決定方
法的符號(hào)等的規(guī)則圖。在圖2中，小寫字"i"表示虛數(shù)單位。gp， i= (-1)八(1/2)。與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗值Z0是實(shí)數(shù)值， 通常為50Q。此外，負(fù)載5的阻抗一般是具有頻率依賴性的復(fù)數(shù)量， 其由實(shí)部Zr (f)和虛部Zi (f) (f是頻率)這2個(gè)實(shí)數(shù)量表示。
如上所述，各元件的阻抗由各個(gè)實(shí)數(shù)量aj (f) (j=l、 2、 3、 4) 表示。而且，aj (f) (j=l、 2、 3、 4)根據(jù)各元件是電感器還是電容 器的任一種情況，按照以下的(公式l)所示那樣被設(shè)定。
"、f -w二。(電容器的情況)。，q Q w l (h/)i^ (電感器的情況)
此處，(公式l)中的Lj、 Cj相當(dāng)于第j個(gè)元件的元件常數(shù)，艮口， 分別相當(dāng)于電感值、電容值。在當(dāng)前的時(shí)刻，它們的具體的值未被決 定，是未知常數(shù)。因此，具體的Lj、 Cj的值，通過使在希望實(shí)現(xiàn)阻抗 匹配的雙頻fl、 G下獲得的以下4個(gè)方程式(公式2)聯(lián)立并對(duì)其進(jìn) 行求解而求取。
ii<formula>formula see original document page 12</formula>的解法如下所述。首先，對(duì)于元件4a、 4b、 4c、 4d的 各個(gè)適當(dāng)?shù)胤峙潆娙萜骰螂姼衅鳌＿@樣，根據(jù)(公式1)， aj (f) (j=l、 2、 3、 4)成為包括未定的4個(gè)元件常數(shù)(Lj或Cj)的與頻率f相關(guān)的 函數(shù)。接著，將頻率特性已知的負(fù)載5的阻抗(Zr (f)和Zi (f))和 與輸入端子2連接的高頻電路的阻抗值(Z0)、以及由(公式l)中具 體的函數(shù)形式所決定的aj (f) (j=l、 2、 3、 4)代入(公式2)中的從 上起的第3~第6的式的右邊，由此，構(gòu)成A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f)。然后，將與頻率f相關(guān)的具體的函數(shù)形式己明確的A (f)、 B (f)、 C (f)、 D (f)代入從(公式2)的上部起第1行和第2行的2個(gè)條件 式，提供所期望的雙頻fk (k=l、 2),由此，獲得相對(duì)于未定的4個(gè)元 件常數(shù)(Lj或Cj)的4個(gè)相互獨(dú)立的方程式。于是，通過使這4個(gè)方 程式聯(lián)立并對(duì)其求解，能夠求取未定的4個(gè)元件常數(shù)。而且，因?yàn)槲?定常數(shù)的個(gè)數(shù)與獨(dú)立方程式的個(gè)數(shù)一致，所以可知(公式2)必定有解。 但是，因?yàn)樵?shù)必需是正的實(shí)數(shù)，所以只要Lj或Cj獲得正的實(shí)數(shù) 解的情況下，作為圖2所示的電路，能夠?qū)嶋H地構(gòu)成本實(shí)施方式的雙 頻匹配電路。
相對(duì)于元件4a、 4b、 4c、 4d的各個(gè)，分配電容器或電感器的方法 總共有2M-16種，因此，通過相對(duì)于它們的所有的組合以與上述相同 的順序?qū)?公式2)求解，能夠抽出作為實(shí)際電路能夠構(gòu)成的所有的電 路結(jié)構(gòu)。此外，將通過基于電路的幾何學(xué)的對(duì)稱性的上述第一、第二 排列變換而被相互建立關(guān)系的電路結(jié)構(gòu)歸納為一個(gè)電路，由此，之后需要正確地選擇獨(dú)立的電路的過程。于是，在獲得的所有的獨(dú)立的電 路結(jié)構(gòu)中，根據(jù)情況選擇最滿足適合于天線承擔(dān)的規(guī)格的電路結(jié)構(gòu)， 由此，完成本實(shí)施方式的雙頻匹配電路的設(shè)計(jì)。
其中，作為上述的適合于天線承擔(dān)的規(guī)格，有實(shí)現(xiàn)良好的匹配 的頻帶寬度是否足夠?qū)?，雙頻匹配電路是否由具有更小的元件常數(shù)的 元件構(gòu)成，是否不包括具有大的元件常數(shù)的電感器，匹配特性相對(duì)于 天線的阻抗變動(dòng)是否不易受到影響等。如上所述，作為便攜式終端用 的天線的匹配電路，在設(shè)計(jì)本發(fā)明的雙頻匹配電路的情況下，最后的 規(guī)格特別重要。
采用該結(jié)構(gòu)，以分別作為電容器或電感器中的任一種的4個(gè)集中 元件構(gòu)成雙頻匹配電路，由此，能夠?qū)⒃€(gè)數(shù)削減至4個(gè)，并且以 由共振電路構(gòu)成的梯形電路以外的電路結(jié)構(gòu)使這些元件耦合，由此， 能夠提供一種高穩(wěn)定的雙頻匹配電路，其損失低，且對(duì)于負(fù)載5的阻 抗變動(dòng)，阻抗匹配不易受到影響。
而且，在上述的本實(shí)施方式的說明中，對(duì)元件4a、 4b、 4c、 4d的 各個(gè)由一個(gè)電感器或一個(gè)電容器構(gòu)成的情況進(jìn)行了說明。但是，在為 電感器的情況下，如圖3 (a)(表示將構(gòu)成本實(shí)施方式的雙頻匹配電路 的、作為電感器的一個(gè)構(gòu)成元件展開為以多個(gè)電感器構(gòu)成的電路的方 法的電路圖)所示，也可以以串聯(lián)連接的2個(gè)以上的電感器置換。另 外，同樣地在電容器的情況下，如圖3 (b)(表示將構(gòu)成本實(shí)施方式l 的雙頻匹配電路的、作為電容器的一個(gè)構(gòu)成元件展開為以多個(gè)電容器 構(gòu)成的電路的方法的電路圖)所示，也可以以并聯(lián)連接的2個(gè)以上的 電容器置換。但是，在兩種情況下，作為電路整體而被合成的電感器 值和作為電路整體而被合成的電容器值的各個(gè)必需與在上述的設(shè)計(jì)方 法中作為單一的元件求得的元件常數(shù)一致。 (實(shí)施例1)
以下，對(duì)本發(fā)明的雙頻匹配電路的具體的實(shí)施例進(jìn)行說明。本實(shí) 施例的基本的結(jié)構(gòu)與圖1所示的實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)相同。
圖4是表示本實(shí)施例中的裝載有天線的便攜式終端的解析模型的 尺寸的立體圖。圖4 (a)是表示解析模型的整體尺寸的立體圖。圖4 (b)是表示天線部的詳細(xì)尺寸的立體圖。在圖4中，解析模型均以厚
13度為100/zm、導(dǎo)電率為4.9Xl()A7Sie/m的金屬板構(gòu)成。
如圖4 (a)所示，天線6是翻折上述金屬板而構(gòu)成的反F天線， 與將便攜式終端箱體7模型化所得的40mmx85mmx5mm的金屬箱的上 部前端連接。其中，用于向天線6輸入高頻信號(hào)的輸出端子3 (與圖1 的元件4b、 4c連接的第一輸出端子3a)相當(dāng)于在圖4 (a)中以O(shè)包圍 的位置。另一方面，與圖1的第二輸入端子2b短路的第二輸出端子3b 相當(dāng)于圖4 (a)的箱體(被接地)。
此外，令該解析模型位于自由空間(無(wú)限寬廣的真空)，通過使用 電磁場(chǎng)模擬器正3D version 11.23進(jìn)行高頻解析，抽取包含輸出端子3 處的便攜式終端箱體7的影響的天線6的阻抗的頻率特性。本實(shí)施例 中的天線的阻抗在頻率0.85GHz下是103.5-90.liQ (i是虛數(shù)單位)， 在1.86GHz下是44.9-15.9iQ (i是虛數(shù)單位)。
以下，按照關(guān)于上述實(shí)施方式已說明的設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)與圖4的 便攜式終端的輸出端子3連接的本實(shí)施例的雙頻匹配電路。此外，作 為比較例，設(shè)計(jì)基于上述現(xiàn)有結(jié)構(gòu)的雙頻匹配電路。這樣，通過比較 對(duì)于包含便攜式終端箱體7的影響的天線6的阻抗的變動(dòng)的它們的穩(wěn) 定性，確認(rèn)本發(fā)明的雙頻匹配電路的優(yōu)越性。
首先，在圖5中表示基于電磁場(chǎng)模擬的圖4所示的便攜式終端的 輸出端子3處的1端子S參數(shù)的計(jì)算結(jié)果。圖5是表示本實(shí)施例中的 圖4所示的解析模型的具有阻抗50Q的輸出端子3處的高頻特性的頻 率依賴性的特性圖。圖5 (a)是反射駐波比的頻率特性圖，圖5 (b) 是1端子S參數(shù)的史密斯圓圖(SmithChart)。
在本實(shí)施例中，令希望實(shí)現(xiàn)阻抗匹配的2個(gè)頻率為fl=0.85GHz， G二1.86GHz，令希望獲得匹配的高頻電路的阻抗值為50Q(即，Z0-50)。 根據(jù)圖5 (a)，在頻率fl和頻率f2附近天線顯現(xiàn)共振，尤其在頻率fl 處未實(shí)現(xiàn)充分的匹配(反射駐波比《)。此外，該情況在圖5 (b)中也 得到確認(rèn)。如圖5 (b)中A標(biāo)記所示，因?yàn)樵陬l率fl下相對(duì)于50Q未 能實(shí)現(xiàn)匹配，因此，設(shè)計(jì)本發(fā)明的雙頻匹配電路，通過將其與輸出端 子3連接而在2個(gè)頻率下實(shí)現(xiàn)完全的匹配(相當(dāng)于反射駐波比=1 )。
在圖6中表示使用上述的設(shè)計(jì)方法求得的元件常數(shù)。圖6是本實(shí) 施例中的、相對(duì)于圖4所示的解析模型設(shè)計(jì)的本發(fā)明的雙頻匹配電路的元件常數(shù)表。在圖6中，在元件結(jié)構(gòu)的欄中記為"C"和"L"的文 字表示該元件分別是"電容器"和"電感器"。此外，在該表的元件常 數(shù)的欄內(nèi)，表示根據(jù)圖5所記載的電磁場(chǎng)模擬的結(jié)果求得的該元件的 具體的元件常數(shù)值。
這樣，本實(shí)施例的雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻 電路接收具有0.85GHz的頻率的第一高頻信號(hào)和具有1.86GHz的頻率 的第二高頻信號(hào)的第一和第二輸入端子2a、 2b;與天線(負(fù)載5)連 接的第一和第二輸出端子3a、 3b;和連接在輸入端子2與輸出端子3 之間的電路元件組。
該電路元件組具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第 四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一輸入端子2a和第二輸入 端子2b之間串聯(lián)連接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一輸入 端子2a和第二輸入端子2b之間串聯(lián)連接。第一輸出端子3a與第一元 件4a和第四元件4d之間的連接點(diǎn)連接，第二輸出端子3b與第二元件 4b和第三元件4c之間的連接點(diǎn)連接。
進(jìn)一步，上述電路元件組由以下2組中的任一組構(gòu)成。
第一元件具有1.023pF的電容的電容器； 第二元件具有5.772nH的電感的電感器； 第三元件具有0.卯4pF的電容的電容器； 第四元件具有14.927nH的電感的電感器。
在使用便攜式終端時(shí)手和頭部必定接近天線。而且，因?yàn)樗鼈兊?接近的情況也根據(jù)狀況和使用者而不同，所以相對(duì)于因手和頭部的接 近而發(fā)生的天線的阻抗變動(dòng)，匹配特性穩(wěn)定對(duì)于提供良好的通信品質(zhì) 非常重要。于是，使被模型化的手8接近圖4所示的解析模型，調(diào)查 其特性劣化。
第一組:
第一元件: 第二元件: 第三元件: 第四元件-
具有12.084nH的電感的電感器; 具有5.452nH的電感的電感器； 具有14.508nH的電感的電感器; 具有1.934pF的電容的電容器，
第二組:圖7是表示本實(shí)施方式1的實(shí)施例中的、插入圖4的解析模型的 模型化的手的尺寸與其插入位置的立體圖。在圖7中，令被模型化的 手8為介電常數(shù)50、感應(yīng)損失0.45的均勻的電介質(zhì)塊。在圖8中表示 在以上的狀況下，通過與先前相同的電磁場(chǎng)模擬獲得的相對(duì)頻帶的劣 化的程度。
圖8是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的實(shí)施例中的、在圖6中設(shè)計(jì)的 本發(fā)明的雙頻匹配電路的手接近時(shí)的匹配頻帶的變化率的特性表。在 圖8中，"頻帶變化率"的計(jì)算是通過以下的計(jì)算式求得的值。
{(有手的情況下的頻帶)-(無(wú)手的情況下的頻帶)}/ (無(wú)手的情 況下的頻帶)xioo
此處所說的頻帶，由反射駐波比為2以下的頻帶規(guī)定。根據(jù)圖8 可知，相對(duì)于手的接近，變動(dòng)最少的電路結(jié)構(gòu)是Case2。
但是，在上述現(xiàn)有技術(shù)的范疇內(nèi)能夠形成由與本發(fā)明的雙頻匹配 電路的構(gòu)成元件數(shù)為相同數(shù)目的4個(gè)元件構(gòu)成的雙頻匹配電路。其具 有將圖12所示的單頻匹配電路連接為圖13所示的梯形電路狀的電路 結(jié)構(gòu)，如圖9所示，作為獨(dú)立的電路能夠考慮2種。
圖9是使用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路的框圖。圖9 (a)是以 圖12 (a)所示的非專利文獻(xiàn)1記載的單頻匹配電路為基礎(chǔ)獲得的雙頻 匹配電路的框圖，圖9 (b)是以圖12 (b)所示的非專利文獻(xiàn)1記載 的單頻匹配電路為基礎(chǔ)獲得的雙頻匹配電路。經(jīng)與獲得圖8的結(jié)果的 情況相同的計(jì)算手續(xù)，對(duì)于這些基于現(xiàn)有技術(shù)的雙頻匹配電路，也能 夠計(jì)算手接近時(shí)的匹配頻帶的頻帶變化率。圖10 (a)、 (b)中表示其 結(jié)果。
圖IO是表示使用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路的元件結(jié)構(gòu)、元件 常數(shù)、和手接近時(shí)的匹配頻帶的頻帶變化率的特性表。圖10 (a)是表 示對(duì)于圖9 (a)所示的雙頻匹配電路計(jì)算所得的結(jié)果，無(wú)解。圖10 (b) 是對(duì)于圖9 (b)所示的雙頻匹配電路計(jì)算所得的特性表。而且，如圖 10 (a)所示，在本實(shí)施例中利用圖9 (a)所示的雙頻匹配電路不能夠 實(shí)現(xiàn)匹配。因此，作為利用現(xiàn)有技術(shù)構(gòu)成的雙頻匹配電路，能夠?qū)崿F(xiàn) 的電路結(jié)構(gòu)限于圖9 (b)。
比較圖8和圖10可知，本發(fā)明的雙頻匹配電路的Case 2的元件結(jié)構(gòu)在2個(gè)頻率下均顯現(xiàn)最高的穩(wěn)定性(特別是在頻率fl下)，作為便攜 式終端用途，在作為重要的必要條件的匹配特性的穩(wěn)定性的確保這點(diǎn) 上，與現(xiàn)有技術(shù)相比，顯現(xiàn)高的優(yōu)越性。 (實(shí)施例2)
以下，對(duì)本發(fā)明的雙頻匹配電路的另一具體實(shí)施例進(jìn)行說明。
大致區(qū)分現(xiàn)在應(yīng)用的或預(yù)計(jì)應(yīng)用的頻帶，存在3個(gè)頻帶在低頻
帶的0.45GHz帶；在中間頻帶的0.8GHz帶、0.85GHz帶、0.9GHz帶； 在高頻帶的1.5GHz帶、1.7GHz帶、1.8GHz帶、1.9GHz帶、2.0GHz
帶。特別希望被共同使用的頻帶是中間頻帶和高頻帶。于是，在本實(shí) 施例中，作為代表的頻帶，在中間頻帶中選擇0.85GHz,在高頻帶中 選擇1.55GHz、 1.7GHz、 2.05 GHz這3個(gè)頻率，首先設(shè)計(jì)天線。
其中，選擇這些頻率的理由是，因?yàn)榭紤]到上述的其它頻帶均接 近包含1.86GHz的4個(gè)選擇頻率中的任一個(gè)，關(guān)于天線的阻抗的頻率 特性，與選擇頻率的設(shè)計(jì)值相比，不會(huì)產(chǎn)生大的變更。
本實(shí)施例的天線的阻抗在頻率0.85GHz下是54.4-8.3iQ，在頻率 1.55GHz下是0.48+46.3iQ ，在頻率1.7GHz下是1.80+57.7iQ ，在頻率 2.05GHz下是50.4+8.15iQ。
本實(shí)施例的基本結(jié)構(gòu)與圖1所示的實(shí)施方式的結(jié)構(gòu)相同。本實(shí)施 例的結(jié)構(gòu)與實(shí)施例l的結(jié)構(gòu)的不同之處在于，根據(jù)所選擇的高頻帶的
頻率，天線的結(jié)構(gòu)和尺寸不同。此外，如后文所述，構(gòu)成雙頻匹配電 路的第一元件、第二元件、第三元件、第四元件的阻抗也不同。
圖14、圖15、圖16分別表示與本實(shí)施例的雙頻匹配電路連接的 天線。圖14、圖15、圖16是表示本實(shí)施例中的天線部的詳細(xì)尺寸的 立體圖。圖14設(shè)計(jì)為天線在0.85GHz和1.55GHz共振，圖15設(shè)計(jì)為 天線在0.85GHz和1.7GHz共振，圖16設(shè)計(jì)為天線在0.85GHz和 2.05GHz共振。其中，裝載圖14、圖15、圖16所示的天線的箱體的 結(jié)構(gòu)和尺寸與圖4 (a)所示的情況相同。此外，在本實(shí)施例中，也與 實(shí)施例1相同，天線和箱體全部由厚度100/im、導(dǎo)電率4.9X10"Sie/m 的金屬板構(gòu)成。天線設(shè)計(jì)也與上述實(shí)施例相同，使用電磁場(chǎng)模擬器正3D version 11.23進(jìn)行。
圖17、圖18、圖19分別表示本實(shí)施例中的與圖14、圖15、圖16
17所示的天線連接的輸出端子3處的高頻特性的頻率依賴性。圖17 (a)、 圖18 (a)、圖19 (a)是表示反射駐波比的頻率特性的圖，圖17 (b)、 圖18 (b)、圖19 (b)是1端子S參數(shù)史密斯圓圖。
從圖17、圖18、圖19明顯可知，為了在所選擇的2個(gè)頻率(設(shè) 計(jì)頻率)下實(shí)現(xiàn)天線與電路的良好的阻抗匹配，在任一個(gè)天線中均需 插入雙頻匹配電路。
圖20、圖21、圖22分別表示與圖14、圖15、圖16所示的天線 連接的本實(shí)施例的雙頻匹配電路的元件結(jié)構(gòu)和各元件常數(shù)。圖20、圖 21、圖22分別是相對(duì)于圖14、圖15、圖16所示的解析模型設(shè)計(jì)的雙 頻匹配電路的元件常數(shù)的表，表示根據(jù)圖14、圖15、圖16所示的電 磁場(chǎng)模擬的結(jié)果求得的具體的元件常數(shù)值。其中，在各圖的元件結(jié)構(gòu) 的欄中記載的"C"和"L"的文字表示該元件分別是"電容器"和"電 感器"。此外，在該表的元件常數(shù)的欄中，表示有根據(jù)圖5所記載的電 磁場(chǎng)模擬的結(jié)果求得的該元件的具體的元件常數(shù)值。
由圖20、圖21、圖22規(guī)定的雙頻匹配電路如下所示。
圖20的結(jié)構(gòu)
該雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻電路接收具有 0.85GHz的頻率的第一高頻信號(hào)和具有1.55GHz的頻率的第二高頻信 號(hào)的第一和第二輸入端子2a、 2b;與天線(負(fù)載5)連接的第一和第 二輸出端子3a、 3b;以及連接在輸入端子2與輸出端子3之間的電路 元件組。
該電路元件組具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第 四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一輸入端子2a與第二輸入 端子2b之間串聯(lián)連接，并且，第二元件4b和第三元件化在第一輸入 端子2a與第二輸入端子2b之間串聯(lián)連接。第一輸出端子3a與第一元 件4a和第四元件4d之間的連接點(diǎn)連接，第二輸出端子3b與第二元件 4b和第三元件4c之間的連接點(diǎn)連接。
此外，第一元件4a是具有4.030nH的電感的電感器，第二元件4b 是具有11.208nH的電感的電感器，第三元件4c是具有2.497nH的電感 的電感器，第四元件4d是具有2.233pF的電容的電容器。
圖21的結(jié)構(gòu)
18該雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻電路接收具有
0.85GHz的頻率的第一高頻信號(hào)和具有1.7GHz的頻率的第二高頻信號(hào) 的第一和第二輸入端子2a、 2b;與天線(負(fù)載5)連接的第一和第二 輸出端子3a、 3b;以及連接在輸入端子2與輸出端子3之間的電路元 件組。
該電路元件組具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第 四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一輸入端子2a與第二輸入 端子2b之間串聯(lián)連接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一輸入 端子2a與第二輸入端子2b之間串聯(lián)連接。第一輸出端子3a與第一元 件4a和第四元件4d之間的連接點(diǎn)連接，第二輸出端子3b與第二元件 4b和第三元件4c之間的連接點(diǎn)連接。
此外，第一元件4a是具有2.132nH的電感的電感器，第二元件4b 是具有8.266nH的電感的電感器，第三元件4c是具有0.596nH的電感 的電感器，第四元件4d是具有2.097pF的電容的電容器。
圖22的結(jié)構(gòu)
該雙頻匹配電路包括從具有50Q的阻抗的高頻電路接收具有 0.85GHz的頻率的第一高頻信號(hào)和具有2.05GHz的頻率的第二高頻信 號(hào)的第一和第二輸入端子2a、 2b;與天線(負(fù)載5)連接的第一和第 二輸出端子3a、 3b;以及連接在輸入端子2與輸出端子3之間的電路 元件組。
該電路元件組具有第一元件4a、第二元件4b、第三元件4c、和第 四元件4d，第一元件4a和第四元件4d在第一輸入端子2a與第二輸入 端子2b之間串聯(lián)連接，并且，第二元件4b和第三元件4c在第一輸入 端子2a與第二輸入端子2b之間串聯(lián)連接。第一輸出端子3a與第一元 件4a和第四元件4d之間的連接點(diǎn)連接，第二輸出端子3b與第二元件 4b和第三元件4c之間的連接點(diǎn)連接。
此外，第一元件4a是具有2.521nH的電感的電感器，第二元件4b 是具有76.157nH的電感的電感器，第三元件4c是具有1.907nH的電 感的電感器，第四元件4d是具有1.429pF的電容的電容器。
在進(jìn)行電路設(shè)計(jì)時(shí)，圖20、圖21、圖22以外的多個(gè)元件結(jié)構(gòu)必 然作為解被獲得，但如針對(duì)實(shí)施例1所說明的那樣，為了令使用便攜式終端時(shí)的收發(fā)信號(hào)特性的劣化最小，應(yīng)該選擇相對(duì)頻帶大的結(jié)構(gòu)。 而且，從圖8和圖10可知，便攜式終端接近人體所引起的頻帶變化越 是高頻帶越顯著，因此，判斷為優(yōu)選在高頻帶選擇相對(duì)頻帶被擴(kuò)大的 電路結(jié)構(gòu)。
從以上的觀點(diǎn)可知，圖20、圖21、圖22的電路結(jié)構(gòu)是從被導(dǎo)出 的諸多的解中選取的。
而且，當(dāng)由于在本發(fā)明中使用的天線的結(jié)構(gòu)或尺寸的變化，各頻 率下的天線的阻抗變化時(shí)，圖20 22所示的元件常數(shù)的值也可能變化。 但是，當(dāng)賦予天線動(dòng)作的2個(gè)頻率時(shí)，在本發(fā)明中能夠使用的天線的 結(jié)構(gòu)和尺寸實(shí)質(zhì)上確定。因此，在本發(fā)明中能夠被實(shí)際地使用的天線 的結(jié)構(gòu)和尺寸與根據(jù)頻率選擇的圖14~圖16中的任一個(gè)所示的天線的 結(jié)構(gòu)和尺寸相比不會(huì)大幅變化。其結(jié)果是，2個(gè)頻率下的天線的阻抗也 獲得接近上述的值的值。
即使使用在結(jié)構(gòu)或尺寸上與圖14 圖16所示的天線不同的天線的 情況下，如果上述的2個(gè)頻率下的天線阻抗不產(chǎn)生大的差異，則通過 計(jì)算求取的元件常數(shù)也不會(huì)與圖20 22所示的值發(fā)生大幅變化。例如， 由于天線的尺寸變化，即使2個(gè)頻率下的天線阻抗一定程度上發(fā)生變 化，通過采用具有圖20~22所示的元件常數(shù)的雙頻匹配電路，也能夠 充分地獲得本發(fā)明的效果。
相反，在天線阻抗與上述的實(shí)施例中的值相等的情況下，即使元 件常數(shù)的各個(gè)數(shù)值與圖20~22所示的值不嚴(yán)格地一致，也能夠獲得本 發(fā)明的效果。即使元件常數(shù)的各個(gè)數(shù)值從圖6所示的值變化例如50% 左右，也能夠充分地獲得本發(fā)明的效果。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明的雙頻匹配電路因?yàn)橐?個(gè)這樣少量的構(gòu)成元件數(shù)形成， 所以實(shí)現(xiàn)低損失性，并且相對(duì)于負(fù)載的阻抗變動(dòng)具有高的穩(wěn)定性。因 此，作為放大器、混合器用的雙頻匹配電路等是有用的。此外，也能 夠應(yīng)用于以下的調(diào)諧電路，即，在以物理和化學(xué)的方式在基板上沉積 薄膜的薄膜沉積裝置的等離子體產(chǎn)生源中使用的調(diào)諧電路，和在微波 爐等的電波加熱中使用的磁控管用的調(diào)諧電路等。
權(quán)利要求
1.一種雙頻匹配電路，其包括從具有50Ω的阻抗的高頻電路接收具有0.85GHz的頻率的第一高頻信號(hào)和具有2.05GHz的頻率的第二高頻信號(hào)的第一和第二輸入端子；與天線連接的第一和第二輸出端子；和連接在所述輸入端子與所述輸出端子之間的電路元件組，該雙頻匹配電路的特征在于所述電路元件組具有第一、第二、第三和第四元件，所述第一元件和所述第四元件在所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間串聯(lián)連接，并且所述第二元件和所述第三元件在所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間串聯(lián)連接，所述第一輸出端子與所述第一元件和所述第四元件之間的連接點(diǎn)連接，所述第二輸出端子與所述第二元件和所述第三元件之間的連接點(diǎn)連接，所述第一元件是具有2.521nH的電感的電感器，所述第二元件是具有76.157nH的電感的電感器，所述第三元件是具有1.907nH的電感的電感器，所述第四元件是具有1.429pF的電容的電容器。
2. 如權(quán)利要求1所述的雙頻匹配電路，其特征在于 所述天線的阻抗在0.85GHz的頻率下是54.4-8.3iQ (i是虛數(shù)單位)， 在2.05GHz的頻率下是50.4+8.2iQ (i是虛數(shù)單位)。
3. 如權(quán)利要求2所述的雙頻匹配電路，其特征在于 所述天線是安裝在便攜式終端上的反F天線。
全文摘要
本發(fā)明提供雙頻匹配電路。令輸入端子(2)、元件(4a、4b、4c、4d)、和負(fù)載(5)的連接方式為適用于計(jì)算器、數(shù)字表等的數(shù)字顯示的“7段顯示器”狀。即，將7段顯示器的在橫方向上延伸的3段中的位于最上部和最下部的段分配給輸入端子(2)，將負(fù)載(5)分配給剩下的一個(gè)在橫方向上延伸的段，剩余的縱方向的4段相當(dāng)于元件(4a、4b、4c、4d)。元件(4a、4b、4c、4d)分別是具有2.521nH的電感的電感器、具有76.157nH的電感的電感器、具有1.907nH的電感的電感器、具有1.429pF的電容的電容器。采用該電路結(jié)構(gòu)，元件總數(shù)減少為4，由此，能夠?qū)崿F(xiàn)低損失性，此外，通過從構(gòu)成電路中排除共振電路并縮小梯形電路的規(guī)模，相對(duì)于負(fù)載(5)的阻抗變動(dòng)能夠進(jìn)行高穩(wěn)定的阻抗匹配。
文檔編號(hào)H04B1/04GK101569099SQ20088000128
公開日2009年10月28日 申請(qǐng)日期2008年8月28日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月29日
發(fā)明者寒川潮 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社