專利名稱：失真控制設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及失真(distortion)控制設(shè)備和方法。
背景技術(shù)：
將參考圖9描述基于一般W-CDMA制式的移動終端裝置的發(fā)送側(cè)電 路配置?；鶐盘柊ㄕ徽{(diào)制的同相(in-phase)分量(將被稱為I信 號)和正交分量(將被稱為Q信號)。數(shù)字基帶單元112生成此信號。用 于波形整形的RRC (Raised Root Cosine,根升余弦)滾降濾波器(roll-off filter) 110和lll對I信號和Q信號進行帶限。到目前為止的處理為數(shù)字 信號處理。
D/A轉(zhuǎn)換器108和109然后分別將I信號和Q信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。 公知的正交調(diào)制器106利用這些模擬信號對本地信號執(zhí)行正交調(diào)制。由此 操作所生成的高頻信號被輸入到可變增益放大器(VGA) 105，可變增益 放大器105然后根據(jù)從數(shù)字基帶單元112輸出的增益控制信號或者由D/A 轉(zhuǎn)換器107從增益控制信號轉(zhuǎn)換的模擬信號而將所述高頻信號放大到預(yù)定 電平(level)。
經(jīng)過可變增益放大器105放大的高頻信號包含許多虛假(spurious)分 量。帶通濾波器(BPF) 104將這些虛假分量去除。得到的高頻信號然后 由功率放大器(PA) 102放大并且從天線101發(fā)送。雖然電源103驅(qū)動功 率放大器102，但是圖9將電源103的電壓示出為固定電壓。
圖IO示出當前商用化的W-CDMA (被稱為R99:版本99)移動終端 裝置中用于生成基帶信號的電路的配置。參考符號DPCCH表示控制信
5道，其是±1的二進制信號。乘法器133將此信號乘以擴頻碼Cc (其也是
土l的二進制信號)。乘法器134然后將信號乘以加權(quán)因子pc。另一方面， 參考符號DPDCH表示數(shù)據(jù)信道，其與DPCCH的情況一樣也為土l的二進 制信號。乘法器130將此信號乘以擴頻碼Cd (其也是士l的二進制信 號)。乘法器131然后將得到的信號乘以加權(quán)因子pd。
在R99系統(tǒng)中，基帶信號事實上僅包括這些雙系統(tǒng)信號。擾頻器138 將此信號乘以擾頻碼，并且然后輸出實部和虛部分別作為I信號和Q信 號。參考符號132和135表示組合器；136表示乘以表示虛數(shù)的j的乘法 器；并且137表示將實部和虛部相加的加法器。
圖11A示出基帶信號在通過RRC滾降濾波器110和111之后的星座 圖(在IQ平面上的軌跡(loci))。參考圖IIA，加權(quán)因子P的值之間的 比率為Pc二8/15和pd二15/15。在該星座圖中，白色虛線圓是半徑由信號幅 度的RMS (均方根)值定義的圓，并且黑色實線圓是半徑由峰值定義的 圓。根據(jù)R99，因為構(gòu)成基帶的代碼信道的數(shù)目僅為2，即DPCCH和 DPDCH，所以峰值和RMS值之間的比率(PAR:峰平均比率)很小。當 此值以dB表示時，得到的值至多約為3.3 dB。
圖12示出基于期望在不久的將來被商用化的HSDPA (高速下行鏈路 分組接入)(R5:版本5)制式來生成基帶信號的電路的配置。與圖10中 相同的參考符號在圖12中表示相同的部分。在版本5中，HS (高速)-DPCCH (它是一種新的控制信道)被另外提供作為對高速下行鏈路數(shù)據(jù)信 道的響應(yīng)信道，如圖12所示。HS-DPCCH信號是用于HSDPA的上行鏈路 控制信道，并且是土l的二進制信號。乘法器139將此信號乘以擴頻碼Chs (其也是士l的二進制信號)。乘法器140將得到的信號乘以加權(quán)因子 卩hs。通過增加此HS-DPCCH， PAR增大到約5dB。
根據(jù)期望在將來被采用的HSUPA (高速上行鏈路分組接入)(R6: 版本6)，代碼信道的數(shù)目大大增加，如圖13所示。與圖12中相同的參 考符號在圖13中表示相同的部分。除了DPDCH之外，另外提供了高速數(shù) 據(jù)信道E-DPDCH1—E-DPDCH4，它們分別被以獨特的擴頻碼Ced,l到 Ced,4擴頻(乘法器141、 143、 145和147)，并且分別被以獨特的加權(quán)因子Ped,l至ijped,4加權(quán)(乘法器142、 144、 146和148)。
此外，另外提供了用于控制這些通信的控制信道E-DPCCH。控制信 道E-DPCCH被以獨特的擴頻碼Cec擴頻(乘法器149)，并且被以獨特 的加權(quán)因子l3ec加權(quán)(乘法器150)。圖11B示出加權(quán)因子之間的比率為 (3c = (3hs = J3ec = 8/15、 (3d = 0、卩edl = J3ed2 =15/15并且(3ed3 = Ped4 = 11/15的情況下的星座圖。與R99相比，峰值和RMS值之間的間隙較大， 并且PAR約為7dB。也就是，PAR比R99中的PAR大4.6dB。
因此，與R99相比，當由相同的放大器執(zhí)行放大時，除非發(fā)送功率被 減少，否則因為在幅度峰處出現(xiàn)大的失真，HSUPA不能滿足相鄰信道泄 漏功率標準。指示多少發(fā)送功率應(yīng)當被減少以滿足相鄰信道泄漏功率標準 的dB值被稱為回退(back-off)。因為R99當前處于實際使用中，所以， 指示與R99相比多少發(fā)送功率被減少以獲得與R99中相同的相鄰信道泄漏 功率的dB值被稱為相對于R99的回退。在下文中該值將被簡單地稱為回 退。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題
PAR值是類似于回退的一個指標，但是其不總與回退相一致。這是因 為，回退依賴于峰值的概率分布而改變?；赝酥挡畈欢嗍怯蒔 (加權(quán)因 子)的組合確定的。在R99和HSDP中，(3的組合數(shù)目不是很大。然而， 在HSUPA中，由于代碼信道數(shù)目大大增加，所以存在數(shù)百萬種P的組合。 通過為所有組合計算回退值來生成表格是不可能的。
在參考文獻1 (日本專利特開No. 2005-252388)中公開的技術(shù)是符合 3GPP (第3代合作伙伴計劃)中的HSDPA的技術(shù)。如圖12所示，此技 術(shù)僅僅考慮一到三個信道，并且被設(shè)計為簡單地基于增益因子比率來以多 個步驟縮減最大發(fā)送功率。在本情形中的增益因子為圖12的(3d、 Pc和 Phs。此技術(shù)被設(shè)計為通過根據(jù)這些組合確定多個縮減量來降低發(fā)送功 率，從而改善ACLR (相鄰信道泄漏功率比)。此技術(shù)還是一種使用與上 述增益因子的組合相對應(yīng)地確定了縮減量的表格的制式。在HSUPA的情形中，如上所述，因為代碼信道數(shù)目大大增加，所以 需要數(shù)百萬種組合并且不可能生成表格。這對參考文獻2 (日本專利特開 No. 2005-318266)中公開的技術(shù)是一樣的。當在HSUPA中代碼信道的數(shù) 目大大增加時，此技術(shù)是不適用的。
本發(fā)明已經(jīng)被做出用于解決此問題，并且作為其目的，提供了一種可 以在不使用任何表格的情況下容易地控制發(fā)送功率以改善ACLR的失真控 制設(shè)備和方法。 解決問題的手段
根據(jù)本發(fā)明的一種失真控制設(shè)備包括波形分析裝置和控制裝置，波形 分析裝置用于通過分析基帶信號的波形來計算功率放大器所需的回退值的 估計值，所述功率放大器將從基帶信號生成的高頻信號放大到預(yù)定發(fā)送功 率，控制裝置用于基于由波形分析裝置計算出的估計值來控制輸入到功率 放大器的高頻功率的幅度和功率放大器的電源中的至少一個。
根據(jù)本發(fā)明的一種失真控制方法包括如下步驟通過分析基帶信號的 波形來計算功率放大器所需的回退值的估計值，所述功率放大器將從基帶 信號生成的高頻信號放大到預(yù)定發(fā)送功率；以及基于計算出的估計值來控 制輸入到功率放大器的高頻功率的幅度和功率放大器的電源中的至少一 個。
本發(fā)明的效果
根據(jù)本發(fā)明，因為回退值的估計值是通過分析基帶信號的波形而計算 出的，所以不需要通過預(yù)先為每種代碼信道的組合計算回退值來預(yù)先生成 表格。因此本發(fā)明甚至可應(yīng)用于代碼信道的數(shù)目大大增加的情形，并且可 有效防止因通過復(fù)用這些代碼信道所獲得的信號而引起的相鄰信道泄漏功 率的增加。


圖1是示出本發(fā)明的示例性實施例的配置的框圖； 圖2是示出圖1的波形分析單元的配置示例的框圖； 圖3是用于說明圖1的最大功率縮減器的操作的示圖； 圖4是示出本發(fā)明的另 一示例性實施例的配置的框圖；圖5是示出圖1的數(shù)字基帶單元的主要部分的配置的框圖； 圖6是示出對功率放大器執(zhí)行電源控制的發(fā)送器的配置示例的框圖； 圖7是示出當本發(fā)明被應(yīng)用于圖6所示的發(fā)送器時本發(fā)明的另一示例 性實施例的配置的框圖8是用于說明圖7中所示的示例性實施例的效果的示圖9是示出基于一般W-CDMA制式的移動終端裝置的發(fā)送側(cè)電路的 配置的框圖10是在基于W-CDMA (R99)制式的移動終端裝置中生成基帶信 號的電路的框圖IIA是示出作為在W-CDMA (R99)制式中基帶信號在IQ平面中 的軌跡的星座的圖IIB是示出作為在HSUPA (R6)制式中基帶信號在IQ平面中的軌 跡的星座的圖12是示出基于HSDPA (R5)制式在移動終端裝置中生成基帶信號 的電路的框圖；以及
圖13是示出基于HSUPA (R6)制式在移動終端裝置中生成基帶信號 的電路的框圖。
具體實施例方式
首先將描述本發(fā)明的示例性實施例的原理。本發(fā)明的示例性實施例使 用被稱為立方量度(將被簡稱為CM)的技術(shù)作為類似于上述不使用表格 的方法。下面是基于此CM方法的計算方法。
發(fā)送波形義(O由^Or(0.cos一" + ^(W給出，其中，r(0是幅度，p《) 是相位。在CM中，僅僅使用一個幅度。 首先，ACM (原始立方量度)被定義。
i CM^20.i唯?；縖^L(卯，其中，K。 0)由r—W — )l/環(huán)4 )〗給出。
因此，i CM由以下的[式l]給出i CM = 20-logj歴
i no i3
=20-logl
r脂
麗I, I3
raw
10'logl
，6
")2
log中的分子是幅度概率密度函數(shù)的六階矩(sextic moment)，分母是 平均功率(二階矩)的立方。因此，i CM是在至少確定了幅度概率密度函 數(shù)時確定的變量。利用這樣的設(shè)置，得到CM如下
CM = {i CM (Target) -i CM(i 99)}/r
在本情形中，i CM(Target)是將要為其計算CM的基帶配置的i CM， i CM(i 99)是R99系統(tǒng)的i CM。
i CM(i 99)的值差不多為1.52。 ；c的值由實 驗確定為最優(yōu)值。例如，可依賴于基帶配置來切換K-1.56和K-1.88。以此 種方式計算的CM值指示作為相對于R99的回退值的極好近似，并且因此 在本發(fā)明的示例性實施例中被用于執(zhí)行回退控制并縮減失真。
下面將參考附圖具體描述使用上述CM方法的本發(fā)明的示例性實施 例。圖1示出根據(jù)本發(fā)明的示例性實施例的基于W-CDMA制式的移動終 端裝置的發(fā)送器的配置。該發(fā)送器包括天線1、功率放大器(PA) 2、電 源3、帶通濾波器(BPF) 4、可變增益放大器5、正交調(diào)制器(頻率變換 器)6、 D/A轉(zhuǎn)換器7、 8和9、 RRC滾降濾波器10和11、數(shù)字基帶單元 12、波形分析單元13和最大功率縮減器(最大功率縮減器和增益控制裝 置)14。作為本示例性實施例的特有特征，波形分析單元13和最大功率 縮減器14構(gòu)成失真控制設(shè)備60。
基帶信號包括正交調(diào)制的同相分量(將被稱為I信號)和正交分量 (將被稱為Q信號)。數(shù)字基帶單元12生成此信號。用于波形整形的 RRC滾降濾波器10和ll對I信號和Q信號進行帶限。到目前為止的處理 為數(shù)字信號處理。
D/A轉(zhuǎn)換器8和9然后分別將I信號和Q信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。公知 的正交調(diào)制器6利用這些模擬信號對本地信號執(zhí)行正交調(diào)制。由此操作所 生成的高頻信號被輸入到可變增益放大器5，可變增益放大器5然后根據(jù) 從數(shù)字基帶單元12經(jīng)由失真控制設(shè)備60和D/A轉(zhuǎn)換器7提供到可變增益放大器5的增益控制信號將所述高頻信號放大到預(yù)定電平。
經(jīng)過可變增益放大器5放大的高頻信號包含許多虛假分量。帶通濾波
器4將這些虛假分量去除。得到的高頻信號然后由功率放大器2放大到預(yù) 定發(fā)送功率并從天線1被發(fā)送。在實踐中，在功率放大器2和天線1之間 配置有諸如隔離器、雙工器(duplexer)和天線開關(guān)之類的電路。這些部 件與本示例性實施例沒有直接關(guān)聯(lián)，因此在圖1中沒有示出。雖然電源3 驅(qū)動功率放大器2，但是圖l將電源3的電壓示出為固定電壓。
將進一步描述失真控制設(shè)備60。如上所述，失真控制設(shè)備60包括波 形分析單元13和最大功率縮減器14。波形分析單元13接收從RRC滾降 濾波器10和11輸出的I和Q基帶信號，執(zhí)行波形分析，并且作為波形分 析的結(jié)果來計算相對于R99的所需回退的估計值并將其輸出。在本情形 中，使用CM方法作為計算方法。將參考圖2描述用于此方法的具體實現(xiàn) 方法。
平方電路(平方)20和21分別對從圖2的左側(cè)輸入的I信號和Q信 號求平方。加法器(相加)22將這兩個信號(/2， e2)相加并得到 W(/2+。作為幅度的平方。平均電路(平均)23例如計算對應(yīng)于一個時 隙的W-CDMA數(shù)據(jù)的平均值。立方電路(立方)25對得到的值求立方。 此結(jié)果為￡["]3。此值是幅度概率密度函數(shù)的二階矩的立方。在本情形 中，E[x]表示x的期望值。
立方電路(平均)24預(yù)先對^求立方。平均電路26例如計算對應(yīng)于 一個時隙的W-CDMA數(shù)據(jù)的平均值。此結(jié)果為i F6]。此值是幅度概率密 度函數(shù)的六階矩。除法器(C = A/B) 27將上述廚"]除以i 『2]3。得到的 值C由0 =五[「6]/五["]3給出。
估計值計算單元28得到值C的功率的dB值，從該dB值中減去如在 R99的情形中一樣的值(偏移值)ref，并且將該值除以預(yù)定常數(shù)r ，從而 將得到的值輸出作為回退的估計值(dB)。在實踐中，通過以0.5的增量 增大此值并從得到的值中減去1而得到的值被用作MPR (最大功率縮減 量)值。如果通過減去1而得到負值，則dB值被設(shè)定為0。注意ref對應(yīng) 于RCM (R99) 1.52。最大功率縮減器14接收從波形分析單元13輸出的回退值或MPR值，
并且將結(jié)果輸出作為實際增益控制信號，所述結(jié)果限制了從數(shù)字基帶單元
12輸出的增益控制信號以便防止其超過通過從最大值減去MPR值而得到 的值，如圖3所示。參考圖3，參考符號AU^表示輸入到波形分析單元 13的增益控制信號的最大值(最大增益)；A2max表示從波形分析單元13 輸出的增益控制信號的最大值(經(jīng)過縮減的最大增益)；并且R表示波形 分析單元13縮減的最大寬度(增益縮減最大寬度)。注意，可以使用另 一種簡單地將增益控制信號減去MPR值的方法。
利用此操作，可變增益放大器5的增益被限制為等于或者小于比最大 值小MPR值的值。利用此功能，功率放大器2的輸出被限制為比最大輸 出小MPR值的值。這可以防止因復(fù)用許多代碼信道而獲得的信號所引起 的相鄰信道泄漏功率的增加，這種增加是因功率放大器對發(fā)送功率的失真 引起的。
接著將描述本發(fā)明的示例性實施例。圖4示出根據(jù)本發(fā)明的另一示例 性實施例的基于W-CDMA制式的移動終端裝置的發(fā)送器的配置。與圖1 相同的參考符號在圖4中表示相同的部分。如圖5所示本示例性實施例的 發(fā)送器在數(shù)字基帶單元12a的內(nèi)部包括基帶信號生成單元(電平控制裝 置)18，而非最大功率縮減器14，基帶信號生成單元18具有控制I信號 和Q信號的幅度的功能。在本示例性實施例中，波形分析單元13和基帶 信號生成單元18構(gòu)成失真控制設(shè)備。
基帶信號生成單元18接收從波形分析單元13輸出的MPR值。基帶信 號生成單元18在將I信號和Q信號從計劃電平(它們將在該計劃電平被 輸出)衰減以下的電平后將它們輸出。
衰減量二MAX(計劃輸出電平一 (最大電平—MPR) ， 0}dB 其中，MAX{A， B》是輸出A和B中的較大一個的函數(shù)。另外，衰減量可 以被簡單地設(shè)定為衰減量二MPR。
利用此操作，可以得到與圖1所示的示例性實施例相同的效果。本示 例性實施例的優(yōu)點在于可以處理因可變增益放大器5和功率放大器2所引 起的發(fā)送功率的失真。注意，圖1中的最大功率縮減器14和圖5中的基帶
12信號生成單元18的共通之處在于控制被執(zhí)行以衰減輸入到功率放大器2 的高頻功率。
在上述兩個示例性實施例中，通過分析基帶的波形來計算回退值或
MPR并且將發(fā)送功率縮減與發(fā)送功率相對應(yīng)的值，來防止因失真引起的相
鄰信道泄漏功率。這將總是會縮減發(fā)送功率。在本情形中，其中基站提供 服務(wù)的小區(qū)的半徑減小了。
例如，如果發(fā)送功率減小1 dB，則基于自由空間傳播的假定，小區(qū)的 半徑變?yōu)?.89倍。在面積方面，小區(qū)變?yōu)?.79倍，S卩，減小了約20%。 因此，最大發(fā)送功率減小1 dB意味著小區(qū)的面積減小20%。換句話說， 需要多安裝20%的基站。運營商需要額外的花費，這會反映在末端用戶的 通話費用上。因此，如果可能的話，希望在不減小發(fā)送功率的情況下執(zhí)行 失真控制。
圖6示出對功率放大器執(zhí)行電源控制的發(fā)送器的配置的示例。與圖1 中相同的參考符號在圖6中表示相同的部分。假定將要使用的電源是可變 電壓電源3a。數(shù)字基帶單元12b輸出與發(fā)送功率(dB)相對應(yīng)的控制信 號。電源控制單元15將控制信號轉(zhuǎn)換成與電源的控制特性相對應(yīng)的信 號。D/A轉(zhuǎn)換器16將控制信號從數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為模擬信號。通過使用按照 該方式得到的控制信號來控制可變電壓電源3a的電壓。此控制的最初目的 是向功率放大器2施加可以生成沒有任何失真的發(fā)送功率的最小所需電源 電壓，以便降低功率放大器2的功耗。使用此技術(shù)使得可以在低功率輸出 時大大降低電流。
圖7示出具有基于圖6的發(fā)送器的失真控制功能的發(fā)送器的配置。與 圖1和圖6相同的參考符號在圖7中表示相同的部分。在本示例性實施例 中，波形分析單元13、加法器17和電源控制單元15構(gòu)成失真控制設(shè)備 61。加法器17將與從數(shù)字基帶單元12輸出的發(fā)送功率(dB)相對應(yīng)的控 制信號和從波形分析單元13輸出的回退值或MPR相加。電源控制單元15 然后通過使用獲得的相加信號來控制可變電壓電源3a。
圖8是示出本示例性實施例的效果的示圖。參考圖8，橫坐標表示從 數(shù)字基帶單元12b輸出的發(fā)送功率(dB);縱坐標表示受控制的電源電壓。實線指示正常時間的狀態(tài)。當從波形分析單元13輸出的回退值或
MPR被增加時，按照虛線指示的方式執(zhí)行控制。按照這種方式，可將功率 放大器2的電源電壓增加由箭頭所指示的必要回退。這可以增加流到功率 放大器2中的電流并且減小發(fā)送功率的失真，從而減少相鄰信道泄漏功
本示例性實施例的問題在于電流增加了 。與上述兩個示例性實施例不 同，因為沒有出現(xiàn)功率降低，所以本示例性實施例沒有小區(qū)的面積減少的 缺點。另外，因為能夠提高/降低電壓的DC/DC變換器可從商業(yè)上得到以 作為可變電壓電源3a，所以可以使用此設(shè)備。
雖然上述三個示例性實施例可以單獨被執(zhí)行，但是它們可以被結(jié)合來 執(zhí)行。也就是，圖1所示的示例性實施例可以與圖7所示的示例性實施例 相結(jié)合，或者圖4所示的示例性實施例可以與圖7所示的示例性實施例相 結(jié)合。例如，如果MPR值被強制以增量1 dB或0.5 dB離散地且嚴格地設(shè) 定，則可以使用離散值通過圖1或圖4的方法來減少發(fā)送功率，并通過圖 7所示的方法來補償不足的分數(shù)部分(fractional portion)。
上述示例性實施例還可以包括從構(gòu)成基帶信號的多個代碼信道的加權(quán) 相對值(3的組合來計算回退值的估計值的功能。
權(quán)利要求
1. 一種失真控制設(shè)備，其特征在于包括波形分析裝置，其用于通過分析基帶信號的波形來計算功率放大器所需的回退值的估計值，所述功率放大器把從所述基帶信號生成的高頻信號放大到預(yù)定發(fā)送功率；以及控制裝置，其用于基于由所述波形分析裝置計算出的估計值來控制輸入到所述功率放大器的高頻功率的幅度和所述功率放大器的電源的中的至少一個。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述控制裝置包 括增益控制裝置，所述增益控制裝置用于基于由所述波形分析裝置計算出 的估計值來生成用于控制對高頻信號進行放大的可變增益放大器的增益的 控制信號，并且將所述信號輸出到所述功率放大器。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述控制裝置包 括電平控制裝置，所述電平控制裝置用于基于由所述波形分析裝置計算出 的估計值來衰減基帶信號的幅度。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述控制裝置包 括電源控制裝置，所述電源控制裝置用于基于由所述波形分析裝置計算出 的估計值來控制所述功率放大器的電源電壓。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述波形分析裝 置通過使用CM (立方量度)方法來計算估計值。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述波形分析裝 置從基帶信號的幅度數(shù)據(jù)獲得與幅度概率密度函數(shù)相關(guān)聯(lián)的變量，并且從 所述變量計算回退值的估計值并將其輸出。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述波形分析裝 置獲得通過將概率密度函數(shù)的六階矩除以所述概率密度函數(shù)的二階矩的立 方而獲得并且以功率的dB值表示的值作為變量，并且將通過從所述變量 的值中減去預(yù)定的偏移值所獲得的值除以預(yù)定常數(shù)而獲得的值輸出作為估 計值。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于所述回退值的估 計值是從構(gòu)成基帶信號的多個代碼信道的加權(quán)相對值的組合計算出的。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的失真控制設(shè)備，其特征在于被用在發(fā)送器 中，所述發(fā)送器通過使用所述功率放大器將從基帶信號生成的高頻信號放 大到預(yù)定發(fā)送功率并且發(fā)送該信號。
10. —種發(fā)送器，其特征在于包括高頻變換器，其通過變換基帶信號來生成高頻信號； 可變增益放大器，其對從所述高頻變換器輸出的高頻信號進行放大；功率放大器，其將從所述可變增益放大器輸出的高頻信號放大到預(yù)定發(fā)送功率；天線，其發(fā)送從所述功率放大器輸出的高頻信號；以及 失真控制設(shè)備，其控制所述功率放大器的發(fā)送功率的失真； 所述失真控制設(shè)備包括波形分析裝置，其用于通過分析基帶信號的波形來計算所述功率放大 器所需的回退值的估計值；和控制裝置，其用于基于由所述波形分析裝置計算出的估計值來控制輸 入到所述功率放大器的高頻功率的幅度和所述功率放大器的電源的中的至 少一個。
11. 一種失真控制方法，其特征在于包括如下步驟通過分析基帶信號的波形來計算功率放大器所需的回退值的估計值，所述功率放大器把從所述基帶信號生成的高頻信號放大到預(yù)定發(fā)送功率；以及基于計算出的估計值來控制輸入到所述功率放大器的高頻功率的幅度 和所述功率放大器的電源的中的至少一個。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述控制步驟 包括基于計算出的估計值來生成用于控制對高頻信號進行放大的可變增益 放大器的增益的控制信號并將所述信號輸出到所述功率放大器的步驟。
13. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述控制步驟 包括基于計算出的估計值來衰減基帶信號的幅度的步驟。
14. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述控制步驟包括基于計算出的估計值來控制所述功率放大器的電源電壓的步驟。
15. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述計算步驟 包括通過使用CM(立方度量)方法來計算估計值的步驟。
16. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述計算步驟 包括以下步驟從基帶信號的幅度數(shù)據(jù)獲得與幅度概率密度函數(shù)相關(guān)聯(lián)的變量，以及 從所獲得的變量計算回退值的估計值并將其輸出。
17. 根據(jù)權(quán)利要求16所述的失真控制方法，其特征在于所述獲得步驟包括獲得通過將概率密度函數(shù)的六階矩除以所述概率密度函數(shù)的二階矩的立方而獲得并且以功率的dB值表示的值作為變量的步 驟，并且所述輸出步驟包括將通過從所述變量的值減去預(yù)定的偏移值所獲得.的 值除以預(yù)定常數(shù)而獲得的值輸出作為估計值的步驟。
18. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的失真控制方法，其特征在于還包括從構(gòu)成 基帶信號的多個代碼信道的加權(quán)相對值的組合來計算回退值的估計值的步 驟。
全文摘要
本發(fā)明包括波形分析裝置(13)和控制裝置(14)，波形分析裝置(13)用于通過分析基帶信號(I，Q)的波形來計算功率放大器(2)所需的回退值的估計值，所述功率放大器(2)把從所述基帶信號(I，Q)生成的高頻信號放大到預(yù)定發(fā)送功率，控制裝置(14)用于基于估計值來控制輸入到功率放大器(2)的高頻功率的幅度和功率放大器(2)的電源的中的至少一個。本發(fā)明通過以這種方式分析基帶的波形來計算回退值的估計值，因此無需通過為代碼信道的每種組合計算回退值來預(yù)先生成表格。因此，本發(fā)明甚至可以應(yīng)用于在代碼信道數(shù)目大大增加的情況，并可有效防止因復(fù)用這些代碼信道所獲得的信號而引起的相鄰信道泄漏功率的增加。
文檔編號H04B1/707GK101449469SQ200780017898
公開日2009年6月3日 申請日期2007年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月17日
發(fā)明者市原正貴 申請人:日本電氣株式會社