專利名稱：Ofdm無線通信方法及無線通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線通信方法及無線通信裝置，特別是關(guān)于采用 正交頻分復(fù)用 (OFDMA : Orthogonal Frequency Division Multiplexing),通過正交頻分多址接入(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access )實現(xiàn)蜂窩通信的技術(shù)。
背景技術(shù)：
在無線通信中，由于可以使用的頻率資源是有限的，所以在有限 的頻域帶寬內(nèi)如何實現(xiàn)高的頻率使用效率和高的通信速度成為實現(xiàn) 系統(tǒng)上的重大關(guān)鍵。在這樣的背景下，進行著采用可以進行用戶調(diào)度 頻帶的OFDM無線通信技術(shù)的研究開發(fā)。OFDM是在頻域內(nèi)產(chǎn)生傳 輸數(shù)據(jù)，通過IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)變換成時域的信 號，作為無線信號進行發(fā)送。在接收端，通過FFT (Fast Fourier Transform),從時域變換成頻域的信號，取出原來的信息。在進行通 信時，除了進行數(shù)據(jù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信道之外，還需要為建立上行線路連 接的接入信道、傳輸下行線路及上行線路控制信息的無線控制信道、 及通知信道分配或系統(tǒng)信息的廣播信道等控制信道。標(biāo)準(zhǔn)化團體正EE802.20，提出了以O(shè)FDM為基礎(chǔ)的無線方式， 在非專利文獻(xiàn)1中，定義了傳輸下行線路控制信息的下行無線控制信 道。此外，作為LTE (Long Term Evolution),標(biāo)準(zhǔn)化團體3GPP提出 了以O(shè)FDM為基礎(chǔ)的無線方式，在非專利文獻(xiàn)2中，定義了上述下 行無線控制信道。另外，作為LBC (Loosely Backward Compatible), 標(biāo)準(zhǔn)化團體3GPP2提出了以O(shè)FDM為基礎(chǔ)的無線方式，在非專利文獻(xiàn)3中，定義了傳輸下行線路控制信息的下行無線控制信道。碼分多址接入方式(CDMA: Code Division Multiple Access)及 其以前的無線信道方式中的無線控制信道，通過時分、頻分、碼分中 的一種，固定地分離數(shù)據(jù)信道和控制信道。例如在CDMA通信方式 中，通過擴展編碼同時發(fā)送多個信道，在接收端，通過特定編碼的反 擴展運算，可以取出需要的信息，但是分配給控制信道的擴展編碼預(yù) 先確定。另一方面，在現(xiàn)在發(fā)展中的第3代移動通信中，正在朝將所有信 息放在IP上進行通信的方向變化。根據(jù)這種趨勢，使用OFDM的下 一代通信一般是寬頻帶的，需要交換各種形式的信息。所謂各種形式 的信息，例如是最大努力型(Best Effort)的數(shù)據(jù)通信，VoIP的聲音 通信，圖像等的流動信息。為了實現(xiàn)更寬頻帶，提出了在下一代通信中不是設(shè)置無線控制信 道專用的線路，而是無線控制信道也和普通的數(shù)據(jù)信道一樣，使用由 OFDM構(gòu)成的信道的一部分的方法。無線控制信道也和普通的數(shù)據(jù)信 道一樣使用由OFDM構(gòu)成的信道的一部分。根據(jù)連接的無線移動站 的數(shù)量、及各移動站所需要的無線信道數(shù)量、傳輸線路的狀況等，通 過適當(dāng)控制對無線控制信道的資源分配，可以削減因安全系數(shù)設(shè)計而 產(chǎn)生的無線控制信道的額外開銷。在非專利文獻(xiàn)1中，記載了將下行控制信道的F-SSCH等無線控 制信道使用幾個由OFDM構(gòu)成的信道進行傳輸?shù)姆椒?。該無線控制 信道，在超幀的前頭說明了分配量及配置。在超幀的前頭，在采甩說明了無線控制信道的分配量及配置的方 式的基站上連接的移動站，按以下的步驟接收無線控制信道。步驟101:取得了在超幀前頭的前導(dǎo)信號中記載的與控制信道分 配相關(guān)的信息，此處超幀是由幾個PHY幀構(gòu)成的單位，在前面發(fā)送 前導(dǎo)信號。步驟102:從接收信號中取出該PHY幀，根據(jù)所確定的解調(diào)方 法，進行無線控制信道的解調(diào)處理。在非專利文獻(xiàn)3中，記載了與非專利文獻(xiàn)1相似的方式，但是對 于下行的無線控制信道實施功率控制，不僅是時間X頻率，而且通過 在發(fā)送的功率中優(yōu)化資源，減少對其他單元干擾的方法。上述說明中的PHY幀，是由多個OFDM符號構(gòu)成的無線區(qū)域中 時間方向的最小分割單位。信道編碼等的處理，以該PHY幀為單位 進行。圖1是表示非專利文獻(xiàn)3的幀構(gòu)成的圖。圖1是TDD時的超幀構(gòu)成，在超幀的前面配置前導(dǎo)信號。圖2表示前導(dǎo)信號的構(gòu)成。前導(dǎo)信號的構(gòu)成如圖2中所示，由終端取得幀同步的導(dǎo)頻部 (TDM1、 TDM2、 TDM3)和廣播信息(pBCHO、 pBCHl)構(gòu)成。"PHY 幀"與標(biāo)準(zhǔn)化的稱呼不同，有時也稱為子幀。 (非專利文獻(xiàn)1)正EE C802.20-06/04 (非專利文獻(xiàn)2) 3GPP TR25.814 V7,0.0 (2006-06) (非專利文獻(xiàn)3) 3GPP2 C30-20060626-054R2 1、智能天線支持時的課題作為有效利用有限頻帶的技術(shù)，著眼于空間信號處理。智能天線， 定義為在接收時或發(fā)送時，實現(xiàn)波束成形或MIMO (Multi Input Multi Output)的空間調(diào)制技術(shù)的總稱。天線陣由使多個天線單元在空間上 分離設(shè)置的天線單元群構(gòu)成，用于實現(xiàn)智能天線。下面，首先對波束 成形的課題進行整理。波束成形， 一般是基站端安裝的功能，從多個天線發(fā)送附加了復(fù) 合權(quán)重的信號，通過空間合成，電波只向特定的方向發(fā)射，控制定向 的技術(shù)，在基站端設(shè)置的理由是因為基站消耗功率的基準(zhǔn)不嚴(yán)、及容 易取得天線間隔的緣故。下面以基站上的波束形狀為例說明該課題。課題l:圖3表示為說明波束成形的電路概念圖。波束成形如圖3中所示，是對于由多個天線301接收的信號，采 用由各天線測量的傳輸通路推測結(jié)果，作成陣列權(quán)重(302)，將該陣 列權(quán)重加到接收信號上進行加權(quán)相加(303)，得到特定方位信號的陣 列增益的技術(shù)。或者是拷貝多個發(fā)送信號(304)，采用上行線路的信 息作成下行線路的陣列權(quán)重(305)，對拷貝的信號加上權(quán)重(307)， 從各天線發(fā)送，只在特定的方位得到信號的陣列增益的技術(shù)。上行線路(移動站一基站)根據(jù)基站各天線接收的信號，可以推 測各天線接收信號的傳輸通路。利用推測的傳輸通路結(jié)果，可以很容 易進行陣列權(quán)重的推測。另外在TDD方式(Time Division Duplex) 時，由于上行線路(移動站一基站)和下行線路(基站一移動站)通 過的時間分割，利用完全相同的傳輸通路，所以利用在上行線路推測 的傳輸通路，可以推測下行線路的陣列權(quán)重。特別是在信道連續(xù)分配 的線路交換型的通信中，從可以定期接收的上行線路，可推測下行線 路的傳輸通路。但是，現(xiàn)在比起這樣的線路交換服務(wù)來說，互聯(lián)網(wǎng)所代表的包型 通信正在成為主流，在包型通信中，在上行線路上并不一定存在與下 行線路成對的信息，不能進行下行線路的天線陣控制。另外，OFDMA的技術(shù)特征在于，由于有頻率擴展，可對資源自 由分配，可提高頻率的利用效率。從而，為了控制天線陣，當(dāng)上行線 路和下行線路成對捆在一起時，頻率資源分配的自由度受到制約，與 自由進行信道分配相比，存在頻率利用效率惡化的問題。圖4表示非專利文獻(xiàn)3的上行控制信道的構(gòu)成。在本例中，上行的控制信道在頻率軸上跳動(Hopping)。這樣， 通過使用跳動的控制信道，可以知道各頻率的傳輸通路。但是即使本 方法，依賴于跳動的周期使傳輸通路推測的周期變長，TDD上的上行和下行傳輸通路特性大體相同的假定就會破壞。傳輸通路具有頻率特性。特別是在具有天線間隔分開的天線構(gòu)成 的系統(tǒng)中，頻率特性變化有加大的傾向，依賴于跳動周期的現(xiàn)有方法 很難進行傳輸通路推測。另外，在非專利文獻(xiàn)3中公開了上行通過CDMA發(fā)送以寬頻帶 進行發(fā)送，得到頻率分集效果的控制信道發(fā)送。由CDMA發(fā)送的信 號需要通過濾波器使之不對其他OFDM信號產(chǎn)生干擾。圖5表示進行濾波器限制的結(jié)果的信號。如圖5中所示，進行濾波器限制的結(jié)果，與OFDM信號相比， 由于濾波器濾除的頻帶(501)增益降低，所以不能得到足夠的傳輸 通路信息。在OFDM (502)信號中，當(dāng)各信道的傳輸通信息為 & 數(shù)l時，300KHz頻帶的平均傳輸通路推測結(jié)果，可用下式進行推測，+ 數(shù)2 另一方面，在CDMA信號(503)中，存在增益不足的部分(501)， 平均傳輸通路推測結(jié)果用下式表示" 數(shù)3變?yōu)榧訖?quán)重的傳輸通路推測結(jié)果，不能進行充分反映增益不足部分 (501)信息的推測。另夕卜，當(dāng)進行塊跳動時，最好求出反映每300KHZ 的傳輸通路推測結(jié)果的陣列權(quán)重，但是在CDMA中，是求1.275MHz 構(gòu)成的子頻帶全體的平均傳輸通路推測結(jié)果，存在對構(gòu)成子信道的每 300KHz的各信道不能推測傳輸通路的問題。 2、移動站電池的課題近些年來，隨著無線區(qū)間上數(shù)據(jù)通信高速化，使用的頻帶寬度有增加的傾向。因此在移動站的課題中，特別要對著眼于消耗功率的課 題進行整理。 課題2-1:在現(xiàn)有的方式單一載體中，例如以PHS為例，其頻帶寬度為 300KHZ的窄頻帶，由于調(diào)制方式Ji /4QPSK和瞬時功率與平均功率差 (PAPR)小，所以可抑制補償，可以采用小型放大器。這樣，可以 降低上行數(shù)據(jù)發(fā)送中移動站(Mobile Station; MS)的消耗功率。但是 像OFDM那樣寬頻帶、且PAPR接近高斯分布的方式中，對放大器 要求大的補償。因此與現(xiàn)有的方法相比，發(fā)送時的消耗功率增大，存 在電池使用時間短的問題。下面使用圖6對寬頻帶的影響進行說明。在圖6中，橫軸表示頻率，縱軸表示頻帶的功率密度。終端能發(fā) 送的功率從消耗功率的關(guān)系看是有限度的。在圖6中，發(fā)送功率等于 頻率和功率密度之積，即由601及602所包圍的面積。在窄頻帶通信 中，如601所示，由于發(fā)送的頻帶窄，所以可以提高頻率的功率密度 進行發(fā)送。但是，當(dāng)寬頻帶時，由于發(fā)送功率(=602中包圍的面積) 一定，所以必須降低頻率的功率密度。由于功率密度越低對熱噪聲的 抵抗力越弱，所以為了實現(xiàn)寬頻帶通信，必須提高面積的發(fā)送功率。 這是一個課題。課題2-2:為了降低移動站的消耗功率，在等待接收的狀態(tài)，將進行接收監(jiān) 視的間隔設(shè)定了長的時間。例如以PHS為例，間隔為1.2秒。但是當(dāng) 間隔長時，在有向終端的指名呼叫的呼叫控制信息的間隔也變長，存 在連接時的時間變長的課題。3、單元搜索的課題移動站，在加入電源時及切換時等，需要調(diào)查(單元搜索)周圍 存在怎樣的基站、電波接收強度最高的基站是哪一個。下面對單元搜索的課題進行匯總。 課題3-l:移動站的搜索一般來說是接收基站發(fā)送的導(dǎo)頻信號及共同控制 信道，從接收電平調(diào)査接收狀態(tài)最好的基站的操作。進行單元搜索的 時機可以是電源接通時、基站等待接收保持電平降低時、通信過程中 切換時等。通信過程中切換時，為使通信間歇時間短，存在縮短基站 單元搜索時間的課題。課題3-2:TDMA-TDD方式的PHS至少需要100msec的搜索時間。 圖7表示現(xiàn)有的控制信道發(fā)送定時分散。如圖7中所示，通過在5msec的TDMA幀上設(shè)置20個間隔時間， 基站在5X20msec的100msec內(nèi)以1次發(fā)送定時發(fā)送控制信息。在 TDMA幀中由于最大有4槽，所以可以分離20X4=80臺基站，但是移動站的單位搜索期間需要觀測全部槽，當(dāng)頻繁進 行單元搜索時，存在移動站消耗功率的問題。 4、有關(guān)控制信道的課題 在此說明有關(guān)控制信道的課題。 課題4-1:在OFDM通信中，接收機進行FFT處理的窗口選取方法是很重要 的。在0FDM中，為了降低符號間的干擾，在進行FFT處理時，插入 了保護間隔(GI: Guard Interval)(或周期前綴(CP: Cyc 1 ic Pref ix)),使符號相互不干擾。圖8表示接收信號(801)和接收機端的FFT窗口 (802-805)間的關(guān)系。在第n個及(n+l)個ofdm符號上附加了 gi。當(dāng)fft窗口納入 包含GI的OFDM符號內(nèi)時，在窗口內(nèi)符號的信息不變化?；蛘吒陛d波的信號由于在特定頻率成分上是相位和振幅信息相乘的信號，所以通過FFT的正交性，對其他副載波不會影響，不會產(chǎn)生干擾。從而，在 CASE1及CASE2上不產(chǎn)生對其他副載波的信號干擾。但是，像CASE3 及CASE4那樣，在FFT窗口的途中第(N-11)及第(N+l)個OFDM符 號時，特定副載波信號的振幅或相位急聚變化，將產(chǎn)生其他的副波成 分，在相鄰的副載波上產(chǎn)生干擾。圖9表示對相鄰副載波的干擾電平的計算結(jié)果。 圖9表示了當(dāng)FFT點數(shù)為256時，在窗口中以進入了什么取樣干 擾為參數(shù)的對相鄰副載波的干擾電平的計算結(jié)果。S =64/256表示僅 窗口尺寸的1/4覆蓋了別的OFDM符號時的干擾量。這樣，當(dāng)由于超 過GI的窗口設(shè)定，F(xiàn)FT正交性破壞時，相鄰副載波上產(chǎn)生大的干擾。 這種現(xiàn)象會在下述的情況產(chǎn)生。(1) 在移動站很難確保足夠的周期的休眠狀態(tài)發(fā)送接入信道時。(2) 移動站在休眠狀態(tài)，只間歇地觀測基站信息時。 對于休眠狀態(tài)進行簡單說明。移動站的狀態(tài)有無效狀態(tài)、有效狀態(tài)、及休眠狀態(tài)3種。圖IO是表示移動站的物理信道的變化圖。無效狀態(tài)1003是在等待接收狀態(tài)下釋放無線連接的狀態(tài)。有效 狀態(tài)是在通信中的狀態(tài)下進行數(shù)據(jù)發(fā)送接收的狀態(tài)，分配個別控制信 道和數(shù)據(jù)信道(1001)。休眠狀態(tài)1002，是即使在通信中也沒有數(shù)據(jù) 發(fā)送接收的狀態(tài)，雖然分配了個別控制信道，但是數(shù)據(jù)信道由其他用 戶使用或釋放(1002)。在包通信中，為了有效使用通信線路的資源， 一般只在有效狀態(tài)分配數(shù)據(jù)信道，而在休眠狀態(tài)一般重復(fù)進行釋放數(shù) 據(jù)信道并將通信權(quán)交給其他用戶這樣的操作。這時，根據(jù)基站端及移動站端的FFT窗口的選取方法不同，存 在產(chǎn)生大的干擾的課題。關(guān)于(2),在非專利文獻(xiàn)3中，公開了加長 超幀前頭的GI長度，且只是前頭的PHY幀變長的幀格式。多個基站通過獲取幀同步，防止符號間的干擾。 課題4-2:由于個別控制信道是額外開銷，所以信息量需要限制在最小限度，以提高效率。另一方面，也發(fā)送表示線路狀態(tài)的CQI (Channel Quality Indicator),或信道分配信息等重要信息，所以希望穩(wěn)定地發(fā) 送。為此希望用容易得到分集效果的方法發(fā)送信號。在非專利文獻(xiàn)3 中，下行向多個移動站返回個別控制信息，使用多個塊(Tile)發(fā)送 取得頻率分集效果。但是，當(dāng)利用天線陣發(fā)送個別控制信道時，不能 向多個用戶返回控制信道。存在返回的信息不能形成特定波束進行發(fā) 送的i果題。5、有關(guān)移動站的幀同步的課題在此說明有關(guān)移動站幀同步的課題。課題5:當(dāng)在多個基站多路發(fā)送共同控制信道時，前提是在周圍基站間進行幀同步。另一方面，如圖11中所示，從移動站(iiio)看，由于 傳輸延遲，例如在基站1(1101)和基站3(1103)上產(chǎn)生T3-T1(1122、 1120)的傳輸延遲。因此，如圖12所示，某一個基站的信號對移動 站的接收窗口 (1210)通過不連續(xù)點，由此產(chǎn)生符號間的干擾。在有 可能產(chǎn)生傳輸延遲的某個例如宏單元配置中，也存在提高接收時的同 步建立成功率的課題。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明是為了解決上述課題而提出的，其目的在于提供一種無線 通信方法及無線通信系統(tǒng)，即使實施塊跳動也可容易實施在實現(xiàn)智能 天線中所需要的傳輸通路推測，緩和單元間干擾的影響，另外，實現(xiàn) 高速的單元搜索，支援實現(xiàn)高速的切換，并降低接入信道的干擾，降 低休眠狀態(tài)的無線觀測頻度，實現(xiàn)削減移動站的消耗功率。上述課題通過無線通信方式解決在兩個以上的通信機甲和乙采用的以O(shè)FDMA為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式中，甲在對預(yù)先確定的 系統(tǒng)頻帶進行分割構(gòu)成的子頻帶全區(qū)域發(fā)送導(dǎo)頻信號；具有多個天線 的乙，根據(jù)接收到的導(dǎo)頻信號，推測構(gòu)成子頻帶的連續(xù)頻率塊的子信 道傳輸通路，乙利用推測結(jié)果決定向甲發(fā)送信號時使用的陣列權(quán)重。 另外，上述課題通過無線通信方式解決:在上述無線通信方式中，上述通信機乙向甲發(fā)送信號時，在將一個包分多次進行發(fā)送時，每次 發(fā)送時，變更發(fā)送的子信道，并且該變更模式對每個無線基站不相同。另外，上述課題通過無線基站裝置解決該無線基站裝置具有采用以O(shè)FDMA為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式的多個天線，由多個天線 接收終端裝置在子頻帶整個區(qū)域發(fā)送的導(dǎo)頻信號；根據(jù)接收的導(dǎo)頻信 號，推測構(gòu)成子頻帶的連續(xù)頻率塊的每個子信道的傳輸通路；利用推 測結(jié)果決定向上述終端裝置發(fā)送信號時使用的陣列權(quán)重。另外，上述課題通過無線終端裝置解決該無線終端裝置采用以 OFDMA為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式，在對預(yù)先確定的系統(tǒng)頻帶進行分割構(gòu)成的子頻帶整個區(qū)域，將導(dǎo)頻信號和個別控制信息加以終端 裝置固有的編碼，作成OFCDMA信號，并發(fā)送上述OFCDMA信號。另外，上述課題通過無線基站裝置解決向終端裝置發(fā)送信號時， 在將一個包分多次發(fā)送時，每次發(fā)送時，變更發(fā)送的子信道，并且該 變更模式對每個基站不相同。根據(jù)本發(fā)明，即使進行塊跳動也可容易實施在實現(xiàn)智能天線中所 需要的傳輸通路推測，可以緩和單元間干擾的影響。另外，實現(xiàn)高速 的單元搜索，支援實現(xiàn)高速的切換，并降低接入信道的干擾，降低休 眠狀態(tài)的無線觀測頻度，實現(xiàn)削減移動站的消耗功率。


圖1是表示現(xiàn)有的PHY幀構(gòu)成的圖。圖2表示現(xiàn)有的共同控制信道的構(gòu)成圖。圖3是為說明波束成形的電路概念圖。圖4是表示上行控制信道的構(gòu)成圖。圖5是表示OFDM和CDMA的波譜的圖。圖6是表示CDMA和OFDM的頻率和功率關(guān)系的圖。圖7是表示現(xiàn)有的控制信道發(fā)送定時分散的圖。圖8是說明對基站的幀定時的移動^^接收窗口位置接收結(jié)果的圖。圖9表示對相鄰副載波的干擾電平的計算結(jié)果的圖。 圖IO是說明物理信道遷移的圖。 圖ll是說明傳輸延遲的圖。圖12是說明本發(fā)明實施例中具有不同GI長度的幀的圖。圖13是表示按頻率軸和時間軸2維考慮的OFDM信號分割例的圖。圖14是表示本發(fā)明的實施例中關(guān)于共同控制信道發(fā)送的全體構(gòu) 成圖。圖15是說明本發(fā)明實施例中控制信道發(fā)送幀的圖。 圖16是表示移動站和基站同步狀態(tài)的圖。 圖17是表示本發(fā)明的實施例中呼叫連接時序的圖。 圖18是說明本發(fā)明的實施例中下行共同控制信道構(gòu)成的圖。 圖19是表示本發(fā)明的實施例中共同控制信道的符號及數(shù)據(jù)模式 的圖。圖20是表示基站的配置及發(fā)送頻率的圖。 圖21是表示OFDM符號的配置例的圖。圖22是表示本發(fā)明的實施例中共同控制信道的導(dǎo)頻信號的配置 模式的圖。圖23是說明本發(fā)明的實施例中基站的共同控制信道分離方法的圖。圖24是說明移動站從多個周圍基站接收頻率的圖。 圖25是說明移動站從多個周圍基站接收頻率的圖。 圖26是說明移動站從多個周圍基站接收頻率的圖。 圖27是表示本發(fā)明實施例中的基站對周圍基站的導(dǎo)頻配置進行檢索的處理流程圖。圖28是表示本發(fā)明的實施例中通過匹配濾波器分離出的信號和電平的圖。圖29是表示普通相關(guān)器構(gòu)成的圖。圖30是表示本發(fā)明的實施例中控制信道發(fā)送內(nèi)容的圖。圖31是表示本發(fā)明的實施例中進行移動站單元搜索時的處理流程圖。圖32是表示移動站進行切換時的處理流程圖。 圖33是說明本發(fā)明的實施例中下行個別控制信道構(gòu)成的圖及上 行個別控制信道構(gòu)成的圖。圖34是說明本發(fā)明的實施例中下行個別控制信道的使用方法的圖。圖35是表示下行波束成形的圖。圖36是說明本發(fā)明實施例的通信信道構(gòu)成中使用HARQ的圖。 圖37是說明由于頻率選擇性衰減的影響產(chǎn)生包錯誤的圖。 圖38是表示本發(fā)明的實施例中接收系統(tǒng)構(gòu)成的圖。 圖39是表示本發(fā)明的實施例中發(fā)送系統(tǒng)構(gòu)成的圖。
具體實施方式
下面舉幾個實施例說明本發(fā)明的實施方式。 假設(shè)蜂窩無線從CDMA轉(zhuǎn)到OFDM。 OFDM是利用高速傅里葉 變換(FFT)，將頻帶分割為子頻帶單位，在各子頻帶中個別發(fā)送信息的方式。圖13表示OFDMA信號分割的例子。圖13是按頻率軸和時間軸2維考慮的OFDMA信號分割的例子， 縱軸是頻率。在圖13的例子中具有20MHz的系統(tǒng)頻帶。子頻帶再分 割成幾個副載波單位。而橫軸為時間，分割成子幀的最小單位。在這 樣分割的圖13中加有序號的四邊形稱為塊。 (實施例1)[系統(tǒng)說明]圖14表示系統(tǒng)的構(gòu)成例。系統(tǒng)包括IP網(wǎng)絡(luò)(1400)上連接的基站(Base Station: BS) 1401-1403和移動站(1404-1406)。基站和移動站間以TDMA—TDD 通信方式進行發(fā)送接收。調(diào)制方式采用OFDM。發(fā)送接收的信號分類為控制信道(CCH)和數(shù)據(jù)信道(DCH)。 下行控制信道是將表示基站狀態(tài)的通知信息及接收信息發(fā)送給移動 站的信道。上行控制信道用于請求呼叫起動。數(shù)據(jù)信道用于發(fā)送接收 用戶數(shù)據(jù)。[基幀構(gòu)成]在圖15中表示本發(fā)明實施例1的基幀構(gòu)成?；鶐?510由預(yù)先確定數(shù)量的TDMA幀1501構(gòu)成。在TDMA幀 1501中有2種模式。第1個模式是圖中1502所示的模式，在基幀的 前頭的TDMA幀(圖15中是FRAME1)中采用。另1個模式是由 1503表示的模式，在基幀的前頭以外的TDMA幀中采用。槽1 4是 下行信道發(fā)送定時，槽5 8是上行信道發(fā)送定時。在基幀前頭的模式 1502中，第1槽分配給下行共同控制信道。而第5槽分配給上行控 制信道。該基幀的構(gòu)成，在多個基站上共有，基幀取得同步。即，即 使不同的基站，也在同一時刻開始基幀，下行的共同控制信道(第1 模式1502的第1槽)的定時在多個基站上是同時的。在下行共同控制信道中，包括表示幀前頭的前導(dǎo)信號模式部和共 同控制信道部。共同控制信道部，通知報告基站信息的廣播信息、進 行移動站呼叫的指名呼叫信息、及對接入信道進行應(yīng)答的應(yīng)答信息。在上行控制信道中，對基站發(fā)送移動站請求接入的接入信道(ACH: Access Channel)。移動站在發(fā)出接入信道階段，對于基站不 能說是定時控制達(dá)到很充分的狀態(tài)。從而，接入信道以與其他信道可 以同時發(fā)送的構(gòu)成，將產(chǎn)生課題4-l中所示的對相鄰副載波的干擾。 為了防止該干擾，在本發(fā)明的實施例1中，構(gòu)成了發(fā)送接入信道的專 用信道(定時)。這就是上行控制信道。在圖15中，第1模式(15402) 的第5槽是上行控制信道。這樣，即使未充分同步的移動站對基站端 發(fā)送了接入信道，其影響也不會波及其他信道。從而課題4-l得到解 決。接入信道的發(fā)送并不限于呼叫時，例如在切換處理時，連接新的 基站時也同樣。對于新的連接對象的基站，移動站可以通過發(fā)送接入 信道建立連接。這時，移動站對連接源的基站取得了定時調(diào)整，但是 對相鄰的基站，由于傳輸距離與連接源的基站不同，所以未取得定時 調(diào)整。在該狀態(tài)，即使將通常的GI長度的信息發(fā)送給新連接對象的 基站，新連接對象的基站也不知道接受定時，未能取得調(diào)整。從而需 要賦予吸收環(huán)形解扣延遲分散的足夠長的GI長度。如果加長GI長度， 則基站在GI長度范圍的適當(dāng)定時上設(shè)定FFT的窗口 ，進行FFT處理， 可以在不產(chǎn)生符號間干擾的情況下進行上行接入信道的接收。GI長 度長的接入信道，當(dāng)與GI長度短的其他信道同時接收時，產(chǎn)生符號 間干擾的情況如已說明那樣，但是在本發(fā)明中，由于接入信道與其他 GI長度短的OFDM符號不在同時間共存，所以通過基站端及移動站 端的FFT窗口取法不同，不會發(fā)生產(chǎn)生大干擾的課題4-l。從而可解 決課題4-l。在基站，同時進行接入信道的檢測和定時測量。圖16是表示移動站和基站同步狀態(tài)的圖。18如圖16中所示，如果在基站檢測出移動站發(fā)送的接入信道 (1610)，則從模擬隨機信號的相位分出接收定時T。根據(jù)所分出的 接收定時，計算在FFT窗口中放入接收信號的定時調(diào)整量。例如當(dāng) 接收定時為T、 FFT窗口的基準(zhǔn)值為X (1600)時，使移動站發(fā)送定 時延遲(X-T)，從移動站的接收信號(1611)可以收在FFT的窗口 (1610)內(nèi)。該定時調(diào)整量作為接入信道的應(yīng)答以從基站發(fā)送的應(yīng)答 信道(GCH)信號進行發(fā)送，再與移動站的ID和會話號、信道分配 信息一起發(fā)送延遲時間調(diào)整信息。接收應(yīng)答信息的移動站，使用指定 的信道，發(fā)送個別控制信道(DCCH)。這時，個別控制信道根據(jù)由 格壯特信號指定的定時修正值的定時進行發(fā)送。以上適用于圖17所 示的呼叫連接時序1702-1704的處理。接入信道不需要按OFDM格式，作為另一實施例，例如也可以 是CDMA信號。移動站根據(jù)預(yù)先確定的規(guī)則，作成模擬隨機信號， 作為CDMA信號進行發(fā)送?；驹谏闲锌刂菩诺赖亩〞r(前頭TDMA 幀的第5槽)上，由根據(jù)上述預(yù)先確定的規(guī)則的模擬信號構(gòu)成相關(guān)器， 并同時進行接入信道的檢測和定時測量。如果檢測出接入信道，則根 據(jù)模擬隨機信號的相位分出接收定時。根據(jù)所分出的接收定時，計算 在FFT窗口中放入接收信號的定時調(diào)整量。例如當(dāng)接收定時為T、FFT窗口的基準(zhǔn)值為X時，使發(fā)送定時只延遲(X-T)，來自移動站的接 收信號可以進入FFT的窗口。作為接入信道的應(yīng)答，在從基站發(fā)送 的應(yīng)答信號中，與移動站的ID和會話信號、信道分配信息一起發(fā)送 延遲時間調(diào)整的信息。接收應(yīng)答信息的移動站，使用指定的信道，發(fā) 送個別控制信道。這時，個別控制信道在根據(jù)應(yīng)答信號指定的定時修 正值的定時發(fā)送。從而，從原理上不會發(fā)生由接入信道發(fā)送產(chǎn)生的對 其他信道的干擾。從而根據(jù)基站端或移動站端的FFT窗口的選取方 法，可解決產(chǎn)生大的干擾的課題4-l。 [基幀前頭槽的構(gòu)成]下面使用圖18，對共同控制信道構(gòu)成進行說明。 首先對現(xiàn)有例進行說明。圖1表示非專利文獻(xiàn)3的超幀的構(gòu)成。在超幀的前頭的前導(dǎo)信號 中發(fā)送共同控制信道。圖2是超幀的前頭的前導(dǎo)信號的幀格式。前導(dǎo)信號由取得幀同步 并識別基站的導(dǎo)頻(TDM1、 TDM2、 TDM3)、有系統(tǒng)OFDM基本格 式信息的F-pBCHO、及有指名呼叫及廣播信息的F-pBCHl構(gòu)成。在 前導(dǎo)信號后面的信道是有通常數(shù)據(jù)信道的PHY幀。在圖1中表示了 TDD構(gòu)成的情況，基站(BS)和終端(MS)按時間分割利用同一頻 率。下面通過圖18說明本發(fā)明的實施例。在圖18的例子中，與現(xiàn)有 例一樣共同控制信道由下行線路的前頭槽發(fā)送。在圖18的上圖中， 表示了一個基站發(fā)送的信號。附圖縱軸表示頻率，橫軸表示時間。前 面槽識別基站，并分割成為取得幀同步的前導(dǎo)信號構(gòu)成的同步信道(SCH: Syncronization channel) (1810)和共同控制信道(1802)。 其余部分(1812)表示沒有信號的保護間隔。發(fā)送頻帶是由1.275MHz 構(gòu)成的子頻帶單位，但是SCH發(fā)送給包括多個子頻帶構(gòu)成的系統(tǒng)頻 帶的整個頻帶(1801)。另一方面，共同控制信道只對預(yù)先確定的或自身確定的子頻帶進行發(fā)送(1802)。共同控制信道發(fā)送的子頻帶， 與數(shù)據(jù)信道發(fā)送的子頻帶一致。本發(fā)明的特征在于，在前頭槽的構(gòu)成 單元中，在整個頻帶發(fā)送前導(dǎo)信號部，而只在特定的頻率發(fā)送其余的 控制信道部。圖19表示本發(fā)明的前頭槽構(gòu)成的詳細(xì)符號配置例。 在本實施例中，基站在同步信道部分中由FDM&TDM&CDM構(gòu) 成。即通過頻率、時間和編碼進行分割多路。附圖左側(cè)表示時間上早 的時間。圖19表示1個子頻帶X1槽的構(gòu)成。子頻帶的頻帶寬度由 37.5KHzX34副載波構(gòu)成，為1.275MHz。 1槽為0. 625msec。在子頻帶中包括DC載波(2408)和保護副載波(2409)。由于10FDM符號長 度是GI長的1/8，所以為30usec。如圖19中所示，同步信道分成前段的20FDM符號及后段80FDM 符號。前段2符號(1901)是為進行幀同步的基準(zhǔn)信號，插入了無調(diào) 制信號，使用該信號，終端進行幀同步和頻率修正。該幀同步用的信 號，由周圍的基站全部輸出無調(diào)制信號，在空間合成進行接收。終端 使用該接收信號提取定時。接著的80FDM符號是FDM&TDM構(gòu)成。從而 存在從該基站什么也不發(fā)送的空符號(E即ty) 1902。符號的有/無與 頻率有關(guān)，這也是本發(fā)明的特征。在每個基站中，不同的PN符合系 列或PN編碼系列的相位不同，由CDM進行多路。圖20中表示基站的配置及發(fā)送頻率。理想的頻率的配置，如圖20中所示，相鄰的基站為不同的頻率 配置(f0、 fl、 f2、 f3)。使用同一頻率的基站，用同一陰影分開表 示，在本例中，再利用率為4，最近的同一頻率的基站，為基站間距 離的2倍。圖21表示OFDM符號的配置例。上述的編碼系列，例如由16級的2個PN編碼系列作成，以第l 系列的結(jié)果為I軸，第2系列的結(jié)果為Q軸，作成QPSK的符號，初 始相位例如為與基站ID相關(guān)的序號，與頻率軸一起，例如按圖21中 由數(shù)字表示的順序配置，可以作出相互間相關(guān)低的系列。用PN編碼 系列對接收信號進行與相關(guān)已知信號的相關(guān)運算，可以區(qū)別從多個基 站來的信號。在上述實施例中，同步信道為FDM&TDM構(gòu)成，該有符號和空符號 的模式，連接在各基站發(fā)送的數(shù)據(jù)信道的頻率上。這是本發(fā)明的關(guān)鍵。 圖22表示本發(fā)明的實施例中共同控制信道的導(dǎo)頻信號的配置模式。有符號和空符號的模式，有圖22中2201、 2202、 2203、 2204所示的幾個模式，分別處于正交關(guān)系。即，2201和2202有符號的模式 不完全一致。例如，當(dāng)有基站甲和乙時，甲用頻率f0發(fā)送數(shù)據(jù)信道， 乙用頻率f 1發(fā)送數(shù)據(jù)信道。頻率f0與模式2201合作。頻率f 1與模 式2202合作。這時甲在所有的頻率(f0、 fl、 f2、 f3)上以模式2201 發(fā)送同步信道。而乙在所有的頻率(f0、 fl、 f2、 f3)上以模式2202 發(fā)送同步信道。下面用圖23說明基站共同控制信道的分離方法。 在圖23中，在上述說明中使用的PN編碼，例如如圖中所示，假 定為N=15的PN編碼時，則編碼長度為32767。 PN編碼的相位存在 32767個，但是當(dāng)連續(xù)的31個相位設(shè)置不分配的規(guī)則時，各基站中 的編碼長度分配可以選擇1024種的模式。結(jié)果，移動站可以分離1024 臺基站，所以在移動站可以取得共同控制信道的區(qū)域，可以想象基站 的各共同控制信道是唯一的。圖24、 25、 26是說明移動站從多個周圍基站接收頻率的情況圖。 在圖24中，移動站2400，用頻率f0可以觀測基站2410 2418。 而在圖25中，移動站2500，用頻率f 1可以觀測基站2510 2515。 而在圖26中，移動站2600，用頻率f2可以觀測基站2610 2615。這樣，即使再利用率比l大時，也可以在每個頻率(觀測的是l 個頻率以對應(yīng)于頻率的發(fā)送模式的圖22的2201 2204的遮蔽(Mask)識別各頻率)發(fā)送的同步信道進行分離接收。從而，從周圍的多個基 站(包括頻率f0、 fl、 f2)接收多路的同步信道，移動站也可以取 出特定基站的信息。上述說明的同步信道在整個頻帶進行發(fā)送。因此，會擔(dān)心產(chǎn)生課 題2-1的消耗功率增大、課題2-2的連接時間增大，但是發(fā)送的符號 是包括空符號的信息雖然是寬頻帶，但是每個符號的發(fā)送功率可以取 得很大，從而可以解決課題2-l、 2-2?？墒牵谏鲜稣f明中，說明了前段2個符號(圖19的1901)是進行幀同步的基準(zhǔn)信號，對系統(tǒng)頻帶全體進行發(fā)送的情況。但是在其 他實施例中，本發(fā)明的特征也不變化。例如，不是無調(diào)制信號，而是插入特定的QPSK或者特定調(diào)制方式的模式，該基站將數(shù)據(jù)信道只發(fā) 送給發(fā)送子頻帶的方法也是本發(fā)明的范疇。原來本2符號是為基幀同 步而利用的符號。另外，基站間如果以建立基幀同步為前提，如能在 最近的基站上建立基幀同步，則對其他基站也可大體建立該同步。在 這一意義上，在終端觀測的子頻帶上，只在最近的基站建立同步即可。 該符號如利用圖12在后面所述，連接2個符號變?yōu)?個符號。因此， 如果基站間同步了，則具有長的GI長度的同步符號可以抑制符號間 干擾來進行接收。圖27表示基站決定配置模式的處理流程?；井?dāng)變?yōu)闆Q定導(dǎo)頻配置模式的時間時，則狀態(tài)轉(zhuǎn)移到導(dǎo)頻搜索 方式(2701)。在該方式上暫時停止控制信道發(fā)送(2702)。將基站的 發(fā)送定時切換到接收定時的基站搜索方式(2703)。存儲接收的導(dǎo)頻 模式和接收電平(2704)。在接收的導(dǎo)頻模式中將最低電平的導(dǎo)頻模 式作為自身發(fā)送的模式(2705)，返回運用狀態(tài)(2706)。在本發(fā)明的構(gòu)成中，移動站只要觀測1.275MHz構(gòu)成的子頻帶即 可。其原因是，各基站將同步信道發(fā)送給所有的頻率(f0、 fl、 f2、 f3)，并且由于基站間取得了基幀同步，所以周圍的基站也在同一時 刻發(fā)送同步信道。從而即使在移動站接收的頻率(例如f3)，周圍的 全部基站也發(fā)送同步信道。移動站如果搜索了頻率f0的基站，則只 要確認(rèn)模式2201的發(fā)送模式即可。如果搜索了頻率fl的基站，貝U只 要確認(rèn)模式2202的發(fā)送模式即可。根據(jù)圖20，輸出相同頻率的基站 有多個，但再利用率下降，只要能夠分離特別高數(shù)量的基站即可。因 此，例如在以模式2201發(fā)送信號時，對于模式2201的各符號，可加 上PN編碼系列的編碼。在接收機端通過取相當(dāng)?shù)腜N編碼系列的匹 配，可以分離各基站的信號。從而可以分割同一頻率的信息。圖28表示匹配濾波器的例子。核對作業(yè)，例如可以通過圖28中所示的匹配濾波器進行。通過 接收RF2801，由圖中未畫出的天線接收的信號，經(jīng)過放大、降頻變 頻，變換成基帶信號。變換的基帶信號通過匹配濾波器進行峰值檢測。 通過利用不同模式的匹配濾波器，判斷哪個模式(基站)的接收功率 強。通過一系列操作，可以對最接近的基站進行調(diào)査(單元搜索)。 在圖28中，通過由4個匹配濾波器(2802-2805)輸出的信號 (2806~2809)的比較，判斷2806模式的基站是最接近的基站的模式。通過以上的單元搜索操作，可以以基幀為單位結(jié)束單元搜索操作。能 進行該單元搜索的基幀的前頭，例如可以對5msec的TDMA幀6次中的l次的比例構(gòu)成。這樣，由于30msec可以進行l(wèi)次單元搜索，所以可解決課題3-1及課題3-2。在上述實施例中，說明了由多個匹配濾波器構(gòu)成的例子，但是對 1個匹配濾波器以時分復(fù)用時，或使用圖29中所示的相關(guān)器時，本 專利的效果不變，也是本發(fā)明的范疇。下面說明圖29的相關(guān)器構(gòu)成。以接收RF變換成基帶信號的信號，在多個延遲元件(2901 2904) 上，進行各取樣時間的延遲。然后在乘法器(291(^2913)上乘以分 支系數(shù)a，在加法器2920上相加。通過一系列乘法加法運算，可得 到模式a的相關(guān)結(jié)果。在OFDM中，當(dāng)移動站從非同步狀態(tài)接收時，對于圖12中的1201 的定時，會發(fā)生移動站窗口 1210跨過OFDM符號的情況。這時由于 發(fā)生不連續(xù)點，所以產(chǎn)生圖9中所示的^^擾，對相鄰波段及載波產(chǎn)生 壞影響。特別是在下行同步符號接收中，由于同時觀測遠(yuǎn)方多個基站， 所以本課題是本質(zhì)的、是深刻的。避免這些情況的方法如圖29中所示。OFDM符號由取得同步的 GI部和傳輸數(shù)據(jù)的Data部構(gòu)成。圖19的同步符號l卯l如圖12的1202中所示，進行符號連接，并且構(gòu)成加長GI (Guard interval)長 度的Long GI。假定移動站的接收窗口 (1210)在圖12中所示的位 置時，ShortGI由于包含符號邊界的不連續(xù)點，所以產(chǎn)生上述干擾。 由于從接近的基站來的信號定時錯位產(chǎn)生的干擾的影響，使其他基站 的接收失敗的可能性變高。但是，如圖12的1202中所示，例如如果 使GI長度構(gòu)成為IOFDM符號以上的Long GI時，則連續(xù)的期間加 長，上述的擔(dān)心會大為改善。接收成功后，移動站在其后的OFDM 符號(圖19的1906、 Short GI)的接收中，可以使幀同步精度進一 步提高，可解決課題5-l。另一方面，也可有助于基站的消耗功率。通過只是共同控制信道 內(nèi)的控制信息在某一個子頻帶發(fā)送，可以降低基站發(fā)送功率的增大。 這時，移動站選擇接收功率高的基站種類，并通過該基站種類向正在 發(fā)送的子頻帶轉(zhuǎn)移，在該子頻帶上得到基站的共同控制信道的控制信 息。圖14中表示共同控制信道發(fā)送定時。各基站按下行控制信道發(fā) 送定時(1410-1412)發(fā)送共同控制信道。這時，基站1401在從頻率 f0到fn的頻帶發(fā)送同步信號和導(dǎo)頻信號，控制信息只在f0上發(fā)送。 圖30表示本發(fā)明的實施例中的控制信道發(fā)送內(nèi)容。 如圖30中所示，基站1當(dāng)全頻率為fl到f4時，在fl f4所有頻 率上發(fā)送導(dǎo)頻模式A，而只在頻率fl上發(fā)送控制信息?；?也在 fl f4所有頻率上發(fā)送導(dǎo)頻模式B，而只在頻率G上發(fā)送控制信息。 同樣，基站3、基站4的導(dǎo)頻也在所有頻率上發(fā)送，控制信息在各包 括的頻率上發(fā)送。圖31表示本發(fā)明的實施例中的移動站單元搜索的處理流程。 移動站如圖31中所示，由電源接通等的觸發(fā)，開始單元搜索 (3102)，取得多個基站ID，測量各功率(3103)，搜索接收功率最 高的導(dǎo)頻模式(3104)，接收選擇的導(dǎo)頻模式所包括的子頻帶控制信 息(3105)，有規(guī)則等的信息、且檢查是否等待也沒問題的報告內(nèi)容，并變?yōu)榈却绞?3107)。下面說明導(dǎo)頻模式的搜索方法(3104)。如圖28中所示，移動站 接收由RF多路化的導(dǎo)頻信號，通過匹配濾波器(2802-2805)分離 成各導(dǎo)頻信號。測量所分離的導(dǎo)頻信號的接收功率電平。在圖28中 由匹配濾波器2802分離的導(dǎo)頻信號的電平(2806)成為最高功率， 匹配濾波器選擇該信號。這樣由于從移動站的初始狀態(tài)到基站選擇的 時間可以縮短，所以可以降低切換或消耗功率，可以解決必須縮搜索 時間的課題3-1及頻繁搜索而產(chǎn)生功率消耗的課題3-2。在上述實施 例中說明了移動站同步時的方法，但是由于使用了同步信號和導(dǎo)頻信 號為1.275MHz的寬頻帶的子頻帶全部，所以與現(xiàn)有方式的窄頻帶單 一載波相比，可以提高同步精度。如上所述，當(dāng)可以縮短移動站的單元搜索時間，也可以縮短通信 中的切換時間。圖32表示切換時的移動站處理流程。移動站的RF只是1系統(tǒng)的例子。移動站在通信中接收電平和錯 誤率常時存在，當(dāng)接收電平降低且錯誤率上升時(3202)，起動切換。而起動切換后，搜索周圍基站(3203)，結(jié)果選擇接收電平最高的基 站(3204)，起動呼叫連接時序(3205)與切換對象的基站重新開始 通信。在這一系列處理中，需要花時間的處理是周圍基站搜索(3203) 和呼叫連接時序(3205)。通過本發(fā)明可以縮短周圍基站的搜索時間 (3203)，結(jié)果可縮短切換時間，可解決縮短搜索時間的課題3-l。 [通信槽的構(gòu)成]通信槽如圖15的1503所示，在全部槽定時上可以通信。但是基 幀定時上的槽1及槽5，如1502所示，由于分配給了控制信道發(fā)送 定時，所以除了這些之外的槽可以進行通信。圖33表示上行/下行通信信道的OFDM符號格式構(gòu)成。 下行通信信道由導(dǎo)頻信號3303、個別控制信道3301、數(shù)據(jù)信道263302及隔離載波3304構(gòu)成。個別控制信道3301具有功率控制信息 或通信信道質(zhì)量、通信應(yīng)答用的ACK、信道分配等的信息，每個通 信中的移動站有進行個別控制的信道。數(shù)據(jù)信道是對用戶數(shù)據(jù)進行發(fā) 送接收的信道。數(shù)據(jù)信道以對1.275MHz的子頻帶再進行4分割的 300KHz的子信道單位，即使1個用戶使用全部信道，多個用戶也可 以在每個子信道上使用。從而，可以實現(xiàn)從低速到高速的最大努力通 信。1個塊(34副載波X190FDM符號)可以在頻率方向分4份，在 時間方向也分4份。圖34表示本發(fā)明的實施例中的下行個別控制信道的使用方法。 個別控制信道和數(shù)據(jù)信道可以自由分配，例如如圖34中所示可 采用只將1個單元(3401)作為用戶1的個別控制信道，塊的其他部 分全部作為用戶1的數(shù)據(jù)信道(3402)及對其接收的導(dǎo)頻信道(3403) (圖34上圖)，或?qū)㈩l率方向的4個子信道分別分配"用戶l"、"個 別控制信道用"、"用戶3"、"用戶4"，在面向用戶N (N=l、 3、 4) 的子信道的前頭部分，配置面向用戶N的個別控制信道(3411)，其 后配置數(shù)據(jù)信道(3412)(圖34下圖)等。可以實現(xiàn)在各個個別控制 信道用的子信道上配置面向其他多個用戶的個別控制信道的構(gòu)成。即 使通過天線陣使各信號進行符合各終端站的波束成形，也可以配置各 信號可以接收的導(dǎo)頻信號(3413)。圖34的下圖中，可以在4個用戶 以上的終端站共用一個塊，可以得到用戶分集效果。對于上行數(shù)據(jù)信道，也與下行數(shù)據(jù)信道一樣，由導(dǎo)頻信號3313 及3315、個別控制信道3311、數(shù)據(jù)信道3312及隔離載波3314構(gòu)成。 數(shù)據(jù)信道是對用戶數(shù)據(jù)進行通信的信道，與下行一樣，以300KHz為 單位的子信道構(gòu)成，既可以1個用戶使用全部子信道，也可以每個用 戶使用子信道。這樣，就能實現(xiàn)對上行進行從低速到高速的最大努力 通信。個別控制信道3311與前段的Pilot3315配合形成編碼，由基站 發(fā)出的指示使移動站固有的代碼變成例如M系列等編碼的OFCDMA。由于編碼編碼對每個移動站是唯一的，所以即使多個用 戶量的控制信息進行了多路，以后也可以分離。因此，該個別控制信 道通過功率控制，在接收端的基站控制終端的發(fā)送功率使之達(dá)到一定 的接收質(zhì)量。由個別控制信道發(fā)送的信息，是通信應(yīng)答用的ACK、 下行信道質(zhì)量信息等，是與移動站對個別控制信息進行通信的信道。 另外，此處不是用CDMA，而是用OFDMA發(fā)送導(dǎo)頻。基站根據(jù)各 300KHz的導(dǎo)頻信息，進行各300KHz的傳輸通路推測，可以對頻率 特性不同的1.275MHz的頻帶以300KHz的分辨率進行傳輸通路推 測。使用該傳輸通路推測結(jié)果，在下行線路上，可以進行天線陣的控 制，從而可以解決課題l-l。 [塊跳動的實現(xiàn)]在包方式中，作為包錯誤發(fā)生時的救助，HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)是很重要的。在本實施例中，HARQ對同一子信道 的同一槽成對進行。上行下行如果是第1槽，則像第5槽那樣對應(yīng)第 N槽的下行和第(N+4)槽的上行。在下行的HARQ上，基站由第 K-TDMA幀的第N槽發(fā)送信號。移動站根據(jù)接收結(jié)果，在同一 TDMA 幀的第(N+4)槽發(fā)送ACK或NACK。發(fā)送該ACK時，該信道開放， 在發(fā)送NACK時，在第(K+l) -TDMA幀的第N槽，進行同一信息 源的第2次信號發(fā)送。在進行第N次信號發(fā)送時，傳輸通路的狀況最好進行大的變化。圖35表示下行波束成形。當(dāng)將無方向性的天線離開數(shù)個波長設(shè)置的天線陣時，方向模式變 為可多次看到圖35中所示的分級波瓣的模式。當(dāng)考慮多個基站間干 擾時，與基站甲連接的移動站A和與基站乙連接的移動站B，在第l 次HARQ發(fā)送中沖突時，如果繼續(xù)使用同一頻率，則干擾模式不變 化。艮卩，基站甲、基站乙都以第K-TDMA幀的第N槽分別對移動站 A、 B發(fā)送信號，在第(K+l) -TDMA幀的第N槽，進行同一信息源的第2次信號發(fā)送。由此，如圖36所示，將1個塊構(gòu)成的子頻帶(3601)按頻率分 割成4個子信道，使用各個子信道對個別移動站發(fā)送信號。子信道加 有邏輯序號(#1~#4)。當(dāng)實施HARQ時，對邏輯序號分配會話。邏 輯序號，在實際的物理頻率上配置時，進行編碼。圖36的下圖表示 這一情況。橫軸表示時間方向，縱軸表示頻率方向。在第1TDMA幀(最左)上，邏輯子信道#1物理分配到頻率最低的子信道(最上)。 在第2TDMA幀上分配頻率最高的子信道(最下)，隨著時間的推進， 根據(jù)預(yù)先確定的模式，進行跳動。在看多個基站時，各基站以獨自的 相位(跳動模式的相位，從圖36下圖左側(cè)數(shù)的位置)進行跳動，每 當(dāng)TDMA幀更新時向右移動l個。這樣，在基站間，跳動是獨立的， 每個HARQ的發(fā)送次數(shù)沖突的移動站不同。結(jié)果可以與天線模式不 同，從移動站A看的基站乙的天線模式變?yōu)槊總€HARQ的發(fā)送次數(shù) 是不同的模式，可提高HARQ的效果。圖37是表示每個子信道傳輸通路的頻率特性不同的模式圖。也依賴于傳輸通路的延遲分散，在子信道間存在相關(guān)，但是傳輸 通路的特性不同。即使使其跳動，本身無線特性也可以對每個HARQ 的發(fā)送次數(shù)是不同的。從而，每個子信道進行跳動的塊跳動，可以通 過與HARQ組合得到高的改善效果。但是，在此產(chǎn)生了問題。在實施塊跳動時，在下行線路上需要使 子信道跳動。而且如上所述，包括天線陣的方向模式需要進行跳動。 但是如上所述，在每個子通過上有相關(guān)但傳輸通路特性不相同。在取 得下行線路的陣列模式時，需要在上行線路上推測傳輸通路。特別是 包型通信，在下行線路中不一定存在成對的上行線路的信息，不能進 行下行線路的天線陣的控制，特別是OFDMA時，在資源分配上存在 頻率的擴展，要通過自由分配提高效率。但是由于是天線陣控制，所 以當(dāng)將上行線下行線路的頻率成對捆在一起，則頻率資源分配的自由度受到制約，與自由進行信道分配時相比較，存在頻率利用效率惡化 的問題。圖4表示非專利文獻(xiàn)3的上行控制信道的構(gòu)成。在本例中，上行 控制信道在頻率軸上進行了跳動。這樣，使用跳動的控制信道，可以 知道各頻率的傳輸通路。但是即使是本方法，依賴于跳動周期，使傳 輸通路推測周期變長，破壞了 TDD上的上行和下行傳輸通路特性大 體相同的假定。傳輸通路具有頻率特性。特別是在具有天線間隔分開的天線構(gòu)成 的系統(tǒng)中，頻率特性的變化(頻率選擇性)有變大的傾向，依賴于跳 動周期的現(xiàn)有方法，很難推測傳輸通路。另外，在非專利文獻(xiàn)3中公開了上行通過CDMA發(fā)送在寬頻帶 進行發(fā)送，得到頻率分集效果的控制信道發(fā)送。由CDMA發(fā)送的信 號，需要想辦法通過濾波器使之對其他OFDM信號不干擾。進行濾 波器限制的結(jié)果，如圖5中所示，與OFDM信號相比，由于濾波器 濾除的頻帶(501)增益降低，所以不能得到足夠的傳輸通路信息。 在OFDM (502)信號中，當(dāng)各信道的傳輸通信息為 & 數(shù)l時，300KHz頻帶的平均傳輸通路推測結(jié)果，可用下式進行推測，十 數(shù)2 另一方面，在CDMA信號(503)中，存在增益不足的部分(501)， 平均傳輸通路推測結(jié)果用下式表示" 數(shù)3變?yōu)榧訖?quán)重的傳輸通路推測結(jié)果，不能進行充分反映增益不足部分 (501)信息的推測。另夕卜，當(dāng)進行塊跳動時，最好求出反映每300KHZ 的傳輸通路推測結(jié)果的陣列權(quán)重，但是在CDMA中，是求L275MHz構(gòu)成的子頻帶全體的平均傳輸通路推測結(jié)果，存在對構(gòu)成子信道的每300KHZ的各信道不能推測傳輸通路的問題。本實施例的上行線路為圖33中所示的構(gòu)成。即，由導(dǎo)頻信號3313 及3315、個別控制信道3311、數(shù)據(jù)信道3312及隔離載波3314構(gòu)成。 個別控制信道3311與前段的Pilot3315配合形成編碼，由基站發(fā)出的 指示使移動站固有的代碼變成例如M系列等編碼的OFCDMA。由于 編碼編碼對每個移動站是唯一的，所以即使多個用戶量的控制信息進 行了多路，以后也可以分離。上行個別控制信道通過功率控制，在接 收端的基站控制移動站的發(fā)送功率使之達(dá)到一定的接收質(zhì)量。由個別 控制信道發(fā)送的信息，是通信應(yīng)答用的ACK、下行信道質(zhì)量信息等， 是與移動站對個別控制信息進行通信的信道。另外，此處不是用 CDMA，而是用OFDMA發(fā)送導(dǎo)頻?；靖鶕?jù)各300KHz的導(dǎo)頻信息， 進行各300KHz的傳輸通路推測，可以對頻率特性不同的1.275MHz 的頻帶以300KHz的分辨率進行傳輸通路推測。使用該傳輸通路推測， 在下行線路上，可以進行天線陣的控制，從而可以解決課題l-l。圖38表示接收系統(tǒng)的構(gòu)成。圖38表示移動站的構(gòu)成，發(fā)送的數(shù)據(jù)在MOD部(3801)進行信 道編碼。信道編碼的信號，在PN編碼部(3802)與導(dǎo)頻信號一起由 PN編碼附加編碼。加有編碼的信號輸入到MAP部(3803)，調(diào)制成 QPSK，在頻率上變換。變換的調(diào)制信號輸入到IFFT，從頻域的信息 置換成時域的信息。變?yōu)闀r域的信號在RF部(3804)變換成無線頻 率，從天線發(fā)送。圖39表示發(fā)送系統(tǒng)的構(gòu)成。圖39是表示基站的構(gòu)成圖。從天線(3901)接收的信號，在RF 部(3902)變換成基帶信號，通過FFT部(3903)從時域的信號變 換成頻域的信號。FFT部按圖中未畫出的定時提取部提取的適當(dāng)定時 設(shè)置窗口，除去GI,進行FFT處理。進行了FFT處理的信號，輸入31到DEMAP部(3904)，從頻域上的變換取出信號。本發(fā)明的特征在 于，在取出的頻域上將變換的信息按每個子信道分開，進行傳輸通路 推測。在圖39中，傳輸通路推測部(3905~3908)就相當(dāng)于此。各傳 輸通路推測部對分割的各子信道(圖36中相當(dāng)于3601的#1~#4)進 行傳輸通路推測。傳輸通路推測，當(dāng)1次子幀不能滿足接收質(zhì)量時， 也可以利用多個TDMA幀，對接收的多次傳輸通路推測結(jié)果相加， 進行高精度的傳輸通路推測。所得到的傳輸通路推測結(jié)果，通過取復(fù) 合共軛，可以作為下行陣列權(quán)重。圖3表示下行權(quán)重與信號相乘的BF部的構(gòu)成。在圖3中，發(fā)送的信號，在MUL部(304)拷貝成天線數(shù)的量。 被拷貝的信號在乘法器(307)中乘以下行陣列權(quán)重，在發(fā)送RF部 (308)變換成無線頻率，從天線(301)發(fā)送。在本發(fā)明的實施例中，雖然上行和下行的線路在以子頻帶為單位 時是成對的，但是在子信道為單位時是不成對的。因此，也可以只在 下行發(fā)送數(shù)據(jù)。結(jié)果在進行下行線路的無線資源分配時，不產(chǎn)生必須 包括上行線路和下行線路的約束條件。從而可以自由進行資源分配， 可以解決課題1-1。[16、系統(tǒng)的說明]圖14表示系統(tǒng)的構(gòu)成例。系統(tǒng)由IP網(wǎng)絡(luò)(1400)上連接的基站 (Base Station: BS) 1401~1403和移動站(1404-1406)構(gòu)成?；竞鸵苿诱鹃g以TDMA—TDD通信方式進行發(fā)送接收。調(diào)制 方式采用OFDM。發(fā)送接收的信號分類為控制信道(CCH)和數(shù)據(jù) 信道(DCH)。下行控制信道是將表示基站狀態(tài)的通知信息及接收信 息發(fā)送給移動站的信道。上行控制信道用于請求呼叫起動。數(shù)據(jù)信道 用于發(fā)送接收用戶數(shù)據(jù)。用圖38說明基站進行FDM調(diào)制發(fā)送信號的方法。發(fā)送系統(tǒng)的構(gòu)成，由MOD部3801進行一次調(diào)制(16QAM等)，由PN編碼發(fā)生器3802變換成PN脈沖波，由MAP部3803進行OFDM 變換，由BF部3804決定波束成形，由IFFT部3805進行反高速傅 里葉變換，以O(shè)FDM信號，由RF3806進行發(fā)送。另一方面，用圖39說明基站接收信號的方法。接收系統(tǒng)的構(gòu)成， 由FFT部3903對天線3901及RF3902接收的信號進行高速傅里葉變 換，進行OFDM信號的解調(diào)，由DEMAP部3904進行各符號的反變 換，由Estimate部3卯5~3908進行信道推測，由DEMOD部3909對 一次調(diào)制的數(shù)據(jù)進行解調(diào)。移動站的接收頻帶寬度假定為1.2MHz。[17、控制信息發(fā)送幀]從基站發(fā)送的幀構(gòu)成與現(xiàn)行PHS相同，發(fā)送接收各4個槽的 TDMA幀。控制信息從各基站同樣由特定槽進行發(fā)送。在該特定槽 上控制信息以特定頻帶寬度通過特定代碼進行編碼，重復(fù)該特定頻帶 寬度，對系統(tǒng)中利用的全頻帶進行擴展。移動站只接收預(yù)先分配的該 特定頻帶，通過特定代碼對控制信息進行解調(diào)接收。這些控制信息，包括通知信息及指名呼叫信息，再對每個槽通過 OFDM進行調(diào)制。這樣，移動站可以只以具有特定頻帶的接收處理能力接收控制信息。下面利用圖15、 18說明控制信息發(fā)送方式實施例。圖15表示本 發(fā)明的控制信道發(fā)送狀態(tài)的實施例。將從基站的發(fā)送方向定義為下行 連接，而將向基站的接收定義為上行連接。在圖15中，通過下行4 個槽、上行4個槽構(gòu)成幀。該幀在本實施例中以6幀為1組定義為基 本幀。將該基本幀的前頭幀的第1槽作為控制信道發(fā)送槽。即控制信 息在本實施例中在30msec為1次的比率進行發(fā)送。在該槽上通過對 多個控制信息規(guī)則重復(fù)進行發(fā)送。作為應(yīng)發(fā)送的信息對于系統(tǒng)成為共 同控制信息(CCCH)的通知信息。由幀同步所需要的同步信息、接 收信息所需要的指名呼叫信息、及對基站通知接收狀態(tài)的確認(rèn)信息構(gòu)成。將這些發(fā)送信息信道分別作為通知信息信道(Broadcast channel: BCCH)、指名呼叫信息信道(Paging channel: PCH)、接收信息信道 (Grant channel: GCH)。對這些信息進行組合，再按規(guī)則的順序進 行發(fā)送。將該重復(fù)的最小單位定義為超幀。對控制信息分配的槽以外 的發(fā)送槽，作為發(fā)送下行數(shù)據(jù)信息的槽。此處將發(fā)送數(shù)據(jù)的通信信道 定義為數(shù)據(jù)信道。另外，由于上行的槽在基站和移動站上進行以上行 下行為對象的控制，所以接收對應(yīng)于下行的上行槽的信息。即例如在 第2槽上基站發(fā)送時第6槽成為接收槽。此處，對應(yīng)于下行數(shù)據(jù)信道 的上行槽作為上行數(shù)據(jù)信道。而對應(yīng)于下行共同控制信道的上行槽， 特別從移動站接收應(yīng)答的控制信息。此處將應(yīng)答的信道定義為應(yīng)答信 道(Accese channel- ACH).圖18進一步表示該信息的發(fā)送狀態(tài)的詳細(xì)情況。在此作為實施 例，在解決課題的手段中將上述的特定頻帶定為L275MHz。在系統(tǒng) 上利用的全部頻帶(以下稱系統(tǒng)頻帶為)20MHz。該特定頻帶在該系 統(tǒng)頻帶上存在15個。從基站對該15個所有頻率，發(fā)送與由特定頻率 發(fā)送的信息相同的信息?？刂菩畔母骰疽韵嗤奶囟ú?，此處以 基本幀的第1槽進行發(fā)送。在該特定槽上控制信息以特定頻帶寬度通 過特定代碼進行編碼，再以該特定頻帶寬度1.275MHz反復(fù)15次， 對系統(tǒng)利用的頻帶即20MHz全體進行擴展發(fā)送。移動站只接收預(yù)先 分配的其特定頻帶1.275MHz，通過特定代碼對控制信息進行解調(diào)接 收。這些控制信息，包括通知信息及指名呼叫信息，再對每個槽通過 OFDM進行調(diào)制。這樣，移動站可以只以具有特定頻帶的接收處理能 力接收控制信息。
權(quán)利要求
1、一種無線通信系統(tǒng)，包括至少一個無線移動站、及無線基站，所述無線基站通過以正交頻分多址接入方式為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式與上述無線移動站進行無線通信，其特征在于上述無線移動站在對預(yù)先確定的可通信的系統(tǒng)頻帶進行分割構(gòu)成的子頻帶整個區(qū)域發(fā)送導(dǎo)頻信號；上述無線基站具有多個天線，根據(jù)從上述移動站接收的導(dǎo)頻信號推測構(gòu)成上述子頻帶的連續(xù)頻率塊的子信道傳輸通路，利用該推測結(jié)果決定向上述無線移動站發(fā)送無線信號時使用的陣列權(quán)重。
2、 如權(quán)利要求1所述的無線通信系統(tǒng)，其特征在于 上述無線基站在將一個包分多次向上述無線移動站發(fā)送時，在上述多次發(fā)送時的每一次，變更發(fā)送的子信道，并且該變更模式對每 個無線基站不相同。
3、 一種無線基站，通過以正交頻分多址接入方式為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式與無線移動站進行無線通信，其特征在于 具有多個天線；由上述多個天線接收無線移動站在對預(yù)先確定的可通信的系統(tǒng) 頻帶進行分割構(gòu)成的子頻帶整個區(qū)域發(fā)送的導(dǎo)頻信號；根據(jù)從上述接收的導(dǎo)頻信號，推測構(gòu)成子頻帶的連續(xù)頻率塊的每 個子信道的傳輸通路；利用推測結(jié)果決定向無線移動站發(fā)送信號時使用的陣列權(quán)重。
4、 如權(quán)利要求3所述的無線基站，其特征在于 在將一個包分多次向上述無線移動站發(fā)送時，在上述多次發(fā)送時的每一次，變更發(fā)送的子信道，并且該變更模式對每個無線基站不相 同。
5、 一種無線移動站，通過以正交頻分多址接入方式為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式進行無線通信，其特征在于在對預(yù)先確定的可通信的系統(tǒng)頻帶進行分割構(gòu)成的子頻帶整個 區(qū)域，將導(dǎo)頻信號和個別控制信息進行上述無線移動站固有的編碼，作成OFCDMA信號，并發(fā)送上述OFCDMA信號。
6、 一種無線移動站，與無線基站通過正交頻分多址接入方式， 以無線信號進行數(shù)據(jù)的發(fā)送接收，其特征在于預(yù)先確定發(fā)送用于請求對無線基站進行接入的接入信道的時間； 當(dāng)發(fā)送上述接入信道時，使用2個OFDM符號，并將用于使符號相互不干擾而設(shè)置的保護間隔作為1個OFDM符號長以上的OFDM符號o
7、 一種無線基站，與無線移動站通過正交頻分多址接入方式， 以無線信號進行數(shù)據(jù)的發(fā)送接收，其特征在于對于向上述移動站發(fā)送的共同控制信道，在整個頻帶發(fā)送包含用 于表示導(dǎo)頻信號或系統(tǒng)基本格式的信息的前導(dǎo)信號。
8、 如權(quán)利要求7所述的無線基站，其特征在于-在后續(xù)上述前導(dǎo)信號的區(qū)域，存在包括從上述無線基站向無線移動站發(fā)送的數(shù)據(jù)的OFDM符號、及從上述基站什么數(shù)據(jù)也不發(fā)送的 空符號。
9、 如權(quán)利要求8所述的無線基站，其特征在于 在包括從上述無線基站向無線移動站發(fā)送的數(shù)據(jù)的OFDM符號、和從上述基站什么數(shù)據(jù)也不發(fā)送的空符號的時域及頻域上配置的模 式，根據(jù)基站發(fā)送的數(shù)據(jù)信道的頻率確定。
10、 一種無線通信系統(tǒng)，包括至少一個無線移動站、及無線基站， 所述無線基站通過以正交頻分多址接入方式為基礎(chǔ)的TDD無線通信 方式與上述無線移動站進行無線通信，其特征在于對于上述無線基站對上述移動站發(fā)送的共同控制信道， 在整個頻帶發(fā)送包含用于表示導(dǎo)頻信號或系統(tǒng)基本格式的信息的前導(dǎo)信號，在緊隨著上述前導(dǎo)信號的區(qū)域，存在包括從上述無線基站向無線移動站發(fā)送的數(shù)據(jù)的OFDM符號、及從上述基站什么數(shù)據(jù) 也不發(fā)送的空符號。
11、 如權(quán)利要求10所述的無線通信系統(tǒng)，其特征在于 在包括從上述無線基站向無線移動站發(fā)送的數(shù)據(jù)的OFDM符號、和從上述基站什么數(shù)據(jù)也不發(fā)送的空符號的時域及頻域上配置的模 式，根據(jù)基站發(fā)送的數(shù)據(jù)信道的頻率確定。
12、 如權(quán)利要求ll所述的無線通信系統(tǒng)，其特征在于 準(zhǔn)備多個模式，該模式是在包括從上述無線基站向無線移動站發(fā)送的數(shù)據(jù)的OFDM符號、和從上述基站什么數(shù)據(jù)也不發(fā)送的空符號 的時域及頻域上配置的模式。
13、 如權(quán)利要求12所述的無線通信系統(tǒng)，其特征在于上述多個模式分別成正交關(guān)系。
全文摘要
本發(fā)明的無線通信方法及無線通信裝置，在至少2個以上的通信機采用以O(shè)FDMA為基礎(chǔ)的TDD無線通信方式的無線通信系統(tǒng)中，第1通信機在對預(yù)先確定的對系統(tǒng)頻帶進行分割構(gòu)成的子頻帶全區(qū)域發(fā)送導(dǎo)頻信號，具有多個天線的第2通信機從接收的導(dǎo)頻信號，推測構(gòu)成子頻帶的連續(xù)頻率塊的子信道傳輸通路，第2通信機利用推測結(jié)果決定向第1通信機發(fā)送信號時利用的陣列權(quán)重。
文檔編號H04B1/707GK101257340SQ20071016087
公開日2008年9月3日 申請日期2007年12月27日 優(yōu)先權(quán)日2006年12月27日
發(fā)明者佐藤淳彥, 古枝幸一郎, 村田一郎, 桑原干夫 申請人:日立通訊技術(shù)株式會社