專利名稱：：利用信道狀態(tài)信息輔助接收編碼信號(hào)的接收方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種接收數(shù)據(jù)通訊和廣播系統(tǒng)內(nèi)的編碼信號(hào)的方法及裝置，尤其是指一種利用信道狀態(tài)信息(channelstateinformation,筒稱"CSI")輔助接收無線通訊和廣4番系統(tǒng)的編碼正交頻分復(fù)用(codedorthogonalfrequency-divisionmultiplexing,簡(jiǎn)稱"COFDM")信號(hào)的接收方法及裝置。
背景技術(shù)：
：隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，COFDM技術(shù)已被廣泛應(yīng)用于有線和無線的信號(hào)傳輸。COFDM技術(shù)已應(yīng)用于多種傳輸標(biāo)準(zhǔn)中，例如數(shù)字音頻廣播(DigitalAudioBroadcasting,簡(jiǎn)稱"DAB")、凄t字4見頻廣〗番(DigitalVideoBroadcasting,簡(jiǎn)稱"DVB")、無線局域網(wǎng)(WirelessLocalAreaNetwork,簡(jiǎn)稱"WLAN")IEEE802.11以及無線城域網(wǎng)(WirelessMetropolisAreaNetwork,筒稱"WMAN，，)IEEE8p2.16等領(lǐng)域中。為了獲得高速率無線數(shù)據(jù)傳輸，業(yè)界提出了一種基于多頻帶COFDM技術(shù)的超寬帶(UWB)系統(tǒng)。另外，COFDM技術(shù)可能用于路對(duì)車專用短程通信，且可能成為第四代(4G)移動(dòng)無線通訊系統(tǒng)的主要技術(shù)之一。在無線通訊和廣播系統(tǒng)中，高速率傳輸?shù)膶拵盘?hào)常常產(chǎn)生嚴(yán)重的頻率選擇性衰落現(xiàn)象。為了避免信號(hào)的頻率選擇性衰落，OFDM系統(tǒng)將信號(hào)轉(zhuǎn)換成若干個(gè)正交分量進(jìn)行傳輸，且每一個(gè)正交分量的帶寬小于傳輸信道的相干帶寬。將每一個(gè)OFDM信號(hào)的正交分量調(diào)制到不同的子載波上，可避免信號(hào)的頻率選擇性衰落，取而代之的是每個(gè)子栽波上傳輸信號(hào)的非頻率選擇性衰落。這些OFDM子載波的非頻率選擇性衰落，可通過對(duì)發(fā)射信息流進(jìn)行前向糾錯(cuò)(forwarderrorcorrection,簡(jiǎn)稱"FEC，，)編碼加以克月艮。圖1是一具有代表性的COFDM基帶系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。在發(fā)射端，F(xiàn)EC信道編碼器1對(duì)輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)進(jìn)行FEC信道編碼。針對(duì)不同的應(yīng)用要求，可選擇巻積編碼、Turbo編碼、低密度校驗(yàn)(lowdensityparitycheck,筒稱"LDPC")編碼或者其他任何適用的編碼技術(shù)。另外，編碼速率可以通過對(duì)編碼后的輸出字位進(jìn)行鑿孔將其調(diào)整到期望的數(shù)據(jù)速率。編碼后的信號(hào)先經(jīng)過位元交織器2，再通過調(diào)制映射器3,將二進(jìn)制的編碼數(shù)據(jù)(s(n》映射調(diào)制到對(duì)應(yīng)的星座圖上。該步驟的調(diào)制方式可以采用雙相移相鍵控(binaryphaseshiftkeying,簡(jiǎn)稱"BPSK，，)、四相移相鍵控(quadraturephaseshiftkeying,簡(jiǎn)稱"QPSK")和正交幅度調(diào)制(quadratureamplitudemodulation,簡(jiǎn)稱"QAM")或者其他可適用的調(diào)制方式。調(diào)制映射后輸出的復(fù)數(shù)值{^被輸入至下一個(gè)模塊5進(jìn)行N點(diǎn)離散傅立葉逆變換(inversediscreteFouriertransform,簡(jiǎn)稱"IDFT")。在某些COFDM系統(tǒng)中，例如在中國(guó)公布的數(shù)字電視地面廣播系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中，調(diào)制映射后輸出的復(fù)數(shù)值{^}在進(jìn)行IDFT運(yùn)算之前需先被送入符號(hào)交織器4進(jìn)行符號(hào)交織處理。是否在COFDM系統(tǒng)中使用符號(hào)交織器4，取決于實(shí)際應(yīng)用情況，為了不失一般性，如圖l所示本發(fā)明所涉及的COFDM系統(tǒng)中將包括符號(hào)交織器。在接收端，在取得時(shí)間和頻率同步后，離散傅立葉變換器7利用離散傅立葉變換(discreteFouriertransform,簡(jiǎn)稱"DFT")將時(shí)域的OFDM信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域的iV個(gè)復(fù)數(shù)值[)^。最理想的狀況是，所述復(fù)數(shù)值(^}與{^}相等，但是由于傳輸信道和噪聲的干擾，這些復(fù)數(shù)值{^}常常會(huì)發(fā)生變形失真。因此，{^}在被輸入符號(hào)解交織器9和反映射器IO之前，首先被輸入均衡器8進(jìn)行均衡補(bǔ)償，使補(bǔ)償后的輸出值{^}近似等于。所述補(bǔ)償步驟通常是在頻域采用信道頻率響應(yīng)(channelfrequencyresponse,簡(jiǎn)稱"CFR")估計(jì)進(jìn)4亍的。在進(jìn)4亍上述相干檢測(cè)后，(^依次輸入符號(hào)解交織器9、反映射器10進(jìn)行解交織、反映射，所得到的結(jié)果(r(n))再送入按位解交織器11和信道解碼器12，從而恢復(fù)出被傳輸?shù)奈辉畔?。需要注意的是，由于軟判決反映射器常常被用來增強(qiáng)信道解碼器的糾錯(cuò)能力，導(dǎo)致輸入解交織器的(r(n))數(shù)值不一定是采用二進(jìn)制形式，因此這里的解交織器被稱為按位解交織器11而不是位元解交織器。如圖1所示，傳輸信道模型通常被表述為具有信道脈沖響應(yīng)(channelimpulseresponse,簡(jiǎn)稱"CIR")/2(t)的多徑衰落信道，并受到加性噪聲v(t)的影,。通過建立等效離散時(shí)間基帶模型，/2(t)和v(t)在頻域可分別表示為A和v，其中A=[/20，/n,…，/2^r代表信道頻率響應(yīng)的向量，v卞o，Vi，...，Vw-i]r代表獨(dú)立同分布零均值高斯噪聲的復(fù)數(shù)向量，且該復(fù)數(shù)向量v的方差為2。設(shè)定P[jc。，A,…，x^:T為發(fā)射信號(hào)向量，尸b。，"，為接收信號(hào)向量，這樣OFDM系統(tǒng)模型就可以簡(jiǎn)化表示為其中AT表示一個(gè)對(duì)角陣，其對(duì)角線上元素來自發(fā)射信號(hào)向量JC。在COFDM的接收系統(tǒng)中，一旦為了給接下來的信道解碼器提供合適的解調(diào)星座信號(hào)，而采用相干檢測(cè)時(shí)，對(duì)信道的估計(jì)和跟蹤是非常重要的。目前存在很多可用于估計(jì)CFR的方法，而眾所周知最簡(jiǎn)單的方法就是最小平方(leastsquare,簡(jiǎn)稱"LS")估計(jì)，其采用如下公式獲得n『》,5=r=■X0a工n(2)對(duì)所接收信號(hào)進(jìn)行LS信道估計(jì)的均衡補(bǔ)償實(shí)質(zhì)上是基于迫零準(zhǔn)則所進(jìn)行伊C化的結(jié)果。迫零準(zhǔn)則只著眼于消除載波間的干擾，對(duì)噪聲強(qiáng)弱未予考慮。要同時(shí)減少栽波間干擾和加性噪聲的影響，可采用線性最小均方差(linearminimummean-squarederror,簡(jiǎn)稱"LMMSE")估計(jì)。給定4妄收信號(hào)向量j;和發(fā)射符號(hào)信息X，采用LMMSE對(duì)公式(1)中的CFR/r的估計(jì)可表示為A歸e=及幼(4+2(^^)_1)—A(3)其中上注角//代表埃爾米特(Hermitian)轉(zhuǎn)置，ihh=E(^h)表示信道自相關(guān)矩陣。顯然，LMMSE估計(jì)具有較高的復(fù)雜度，因?yàn)锳T內(nèi)的信息每次變化，都需要進(jìn)行一次矩陣求逆。為了減小估計(jì)的復(fù)雜度，業(yè)界提出了一種簡(jiǎn)化的LMMSE估計(jì)算法。假設(shè)所有子載波上信號(hào)對(duì)應(yīng)的星座點(diǎn)來自同一星座圖，且所有星座點(diǎn)同概率出現(xiàn)，通過定義信噪比為E{W2}/o"〗，則簡(jiǎn)化的LMMSE信道估計(jì)可表示為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>其中/代表單位矩陣，/^4k^l4^Al1是與信號(hào)星座圖相關(guān)的常數(shù)。很顯然,除了高復(fù)雜度的問題，公式(3)和(4)中的信道估計(jì)都需要信道統(tǒng)計(jì)信息^M和信噪比。所以在某些應(yīng)用場(chǎng)合，如果信道統(tǒng)計(jì)信息W^或者信噪比無法預(yù)知或者無法估計(jì)，所述LMMSE信道估計(jì)方法就難以被有效地使用。為了減小復(fù)雜度并減少對(duì)信道統(tǒng)計(jì)信息/^或者信噪比的依賴，業(yè)界提出了一種最大似然(ML)信道估計(jì)。假設(shè)信道階數(shù)為Z，ML信道估計(jì)可表示為、,=八(^)-卞/&.(5)其中Fh表示W(wǎng)xjV階DFT矩陣F的首丄列。采用ML估計(jì)雖然不能完全消除但能大大地減小加性噪聲對(duì)CFR估計(jì)產(chǎn)生的有害影響。因此，就信號(hào)恢復(fù)能力方面來講，基于ML估計(jì)的均衡補(bǔ)償，其效果比公式(2)的LS估計(jì)要好，但比公式(3)或(4)提到的LMMSE估計(jì)要差一些。假定獲得的信道估計(jì)值為"[H.,人—Jr,其可以是&、^中的任何一個(gè)，則對(duì)應(yīng)的COFDM系統(tǒng)頻域均衡補(bǔ)償通常由在接收端DFT后的一組復(fù)數(shù)除法器來完成，具體實(shí)現(xiàn)如下wA(6)其中&=0，1,...,AM。因此，COFDM系統(tǒng)使用的均衡器也常被稱做"單抽頭均衡器"。對(duì)基于LS估計(jì)的均衡補(bǔ)償來說，一個(gè)公認(rèn)的問題就是當(dāng)信道傳輸函數(shù)在信號(hào)帶寬上具有零頻譜時(shí)，迫零準(zhǔn)則沒有對(duì)應(yīng)的解決方法。在這種情況下，CFR反置需要一個(gè)無限增益，進(jìn)而導(dǎo)致零頻語對(duì)應(yīng)的頻率處的噪聲被無限加強(qiáng)。類似的情況在某些子載波發(fā)生嚴(yán)重衰落的時(shí)候也會(huì)發(fā)生。從某種程度上來說，由于ML估計(jì)并沒有充分考慮加性噪聲所產(chǎn)生的負(fù)面影響，因此，基于ML估計(jì)的均衡補(bǔ)償也受到因深度衰落所造成問題的影響。OFDM系統(tǒng)釆用的FEC編碼和位元交織是解決接收信號(hào)頻鐠出現(xiàn)深度缺口(即指出現(xiàn)零頻譜或接近零頻譜)的主要方法。隨著糾錯(cuò)能力越來越強(qiáng).的信道編碼如LDPC編碼和信道解碼技術(shù)的推出，上述解決方法在實(shí)際應(yīng)用中變得更加有效。另外，為了充分利用信道解碼器的解碼能力，業(yè)界也提出了采用信道狀態(tài)信息(channelstateinformation,筒稱"CSI")輔助解碼的方法。該方法適用于巻積編碼、Turbo編碼及LDPC編碼。請(qǐng)參閱圖2，在圖2所示的利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置100中，從離散傅立葉變換器101獲得的信號(hào)》被分別輸入CSI估計(jì)器102和單抽頭均衡器103。在單抽頭均衡器103中，從CSI.估計(jì)器102所獲得的CFR估計(jì)&，被用來對(duì)力進(jìn)行均衡補(bǔ)償。另一方面，CSI估計(jì)器102會(huì)對(duì)每一子載波提供用于輔助信道解碼的CSI估計(jì)值^(子載波A:上的CSI估計(jì)值)。根據(jù)各個(gè)CSI估計(jì)、信道解碼算法以及系統(tǒng)性能要求的不同，CSI估計(jì)值^可以是子載波A:上的CFR的幅度，信噪比、噪聲方差、信道估計(jì)偏差之方差，也可以是上述幾個(gè)值的組合。盡管所采用的信道解碼方法以及所使用的用于輔助解碼的CSI估計(jì)可能不同，但基于圖2所示的CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置的一個(gè)共同特點(diǎn)是單抽頭均衡補(bǔ)償和CSI輔助解碼是分開獨(dú)立進(jìn)行的。對(duì)于不同類型的信道解碼器，利用CSI估計(jì)輔助解碼的方法也是不同的。當(dāng)發(fā)射端采用巻積編碼時(shí)，接收端一般使用眾所周知的維特比(Viterbi)算法通過在碼格內(nèi)尋找最可能路徑進(jìn)行最大似然序列解碼，這里最可能路徑是指與含噪聲且失真的信號(hào)具有最小度量或者最小歐幾里德距離的路徑。在這種情況下，每個(gè)子栽波相關(guān)的度量都可以由對(duì)應(yīng)的CSI估計(jì)進(jìn)4于加4又。在對(duì)Turbo編碼和LDPC編碼的解碼過程中，常常需要進(jìn)行迭代計(jì)算，且在每一迭代步驟中，信道可靠性信息(對(duì)數(shù)似然率)會(huì)被更新且被用于下一迭代步驟。在這種情況下，CSI估計(jì)也可以用來對(duì)信道可靠性信息進(jìn)^f亍加權(quán)。實(shí)際上，盡管采用的解碼步驟有所不同，但是上述CSI輔助解碼方'法可看作等同于使用CSI估計(jì)值對(duì)解碼器的輸入信號(hào)(反映射器的輸出信號(hào))進(jìn)行線加權(quán)操作。因此，可以將加權(quán)操作轉(zhuǎn)移到單抽頭均衡器來進(jìn)行。在這種情況下，如果將CFR估計(jì)的幅值l&I2用來作為子載波&上的CSI估計(jì)值，均衡補(bǔ)償步驟的復(fù)雜度就會(huì)降低。而且，圖2中所示的用來對(duì)CSI估計(jì)值重新排序的符號(hào)解交織器104和按位解交織器105也不再需要。因此，圖2中CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置100的結(jié)構(gòu)框圖可以簡(jiǎn)化為圖3所示的結(jié)構(gòu)框圖。圖3所示接收裝置200的CSI輔助單抽頭均衡器203可以由公式(7)表示&=，.l&|2"(7)其中&=0,1,...,TV-1,[]*表示復(fù)數(shù)共軛。在公式(7)中，利用信道衰落因子的平方1&，對(duì)每一子載波上均衡補(bǔ)償后的信號(hào)^/^再進(jìn)行加權(quán)，可被解釋為是對(duì)信道均衡補(bǔ)償?shù)幕?duì)稱性操作，也就是說，均衡補(bǔ)償步驟是將衰落的接收信號(hào)進(jìn)行放大，使之與名義判決水平相匹配，而加權(quán)步驟使得判決水平與接收信號(hào)的衰落相匹配。很顯然，加權(quán)系數(shù)的大小與均衡補(bǔ)償后信號(hào)的可靠性有關(guān)，即加權(quán)系數(shù)大，意味著均衡補(bǔ)償后信號(hào)的可靠性比較高；加權(quán)系數(shù)小，意味著均衡補(bǔ)償后信號(hào)的可靠性比較小。因此使用上述加權(quán)方法，可以避免在OFDM系統(tǒng)中因使用均衡補(bǔ)償而引起的噪聲被放大的固有問題。就數(shù)學(xué)公式來說，CSI輔助單抽頭均衡器203可簡(jiǎn)單地由接收信號(hào)》乘以信道估計(jì)值的共軛[&r來獲得，無需除法運(yùn)算。但是，為了節(jié)省運(yùn)算，將公式(7)所表示的無除法低復(fù)雜度的均衡器203應(yīng)用到實(shí)際的COFDM系統(tǒng)中時(shí)，會(huì)碰到問題。就這一點(diǎn)，可作如下分析為了提高信道解碼器的誤碼糾錯(cuò).能力，COFDM系統(tǒng)常常采用軟判決反映射器。使用軟判決反映射器意味著反映射器的輸出即信道解碼器的輸入應(yīng)得到量化。量化精度通?？刂圃趲讉€(gè)比特位。在這種情況下，加權(quán)因子l&卩需要針對(duì)所有的子載波進(jìn)行歸一化操作。當(dāng)調(diào)制方式是BPSK或者QPSK時(shí)，歸一化操作可以在均衡補(bǔ)償步驟中進(jìn)行，也可以嵌入在反映射器的量化步驟中，但是，兩種方式都需要進(jìn)行除法搡作。因此，相對(duì)圖2所示CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置100,圖3所示的接收裝置200并不能節(jié)省太多的計(jì)算量。另外，當(dāng)信號(hào)的調(diào)制方式采用與振幅有關(guān)的調(diào)制方式如QAM時(shí)，公式(7)所示簡(jiǎn)化的CSI輔助單抽頭均衡器203無法被直接使用，即使加入上述歸一化步驟，也無法解決此問題。因此，圖3所示的接收裝置200在一定程度i受到應(yīng)用領(lǐng)域的限制。有鑒于此，需要提出一種新的簡(jiǎn)單的CSI輔助信道均衡補(bǔ)償及反映射的方法和裝置，以克服或者至少減少上述缺陷。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法及接收裝置，其計(jì)算簡(jiǎn)單且可適應(yīng)多種信號(hào)調(diào)制方式。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供了一種新的利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法。該接收方法包括如下步驟a.進(jìn)行信道估計(jì)，獲得CFR的估計(jì)值J。b.計(jì)算對(duì)應(yīng)每一子載波&的CFR估計(jì)值的幅值I^|2,A:=0，1,...，W-l，取CFR幅值的均值作為歸一化因子a;c.獲取歸一/移位操作數(shù)w,使得a。=2W為2的若干次冪中最接近"的值；d.對(duì)傳輸?shù)木幋a信號(hào)進(jìn)行離散傅立葉變換，輸出信號(hào)^^b。,"，…，；^;T;e.利用步驟c獲取的歸一/移位操作數(shù)m,對(duì)步驟d獲得的輸出信號(hào)…，；^r進(jìn)行CSI輔助單抽頭均衡補(bǔ)償，獲得補(bǔ)償后的輸出信號(hào)f[z。,Zb…，z^f，對(duì)應(yīng)子載波A:,其補(bǔ)償后的輸出信號(hào)Zk的實(shí)部是Re[々]:Re[h(^;T]》m,虛部是Im[^]=Im[力m，其中A:=0,l,...，iV-l;f.進(jìn)行反映射；g.進(jìn)行信道解碼。為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明還提供了一種新的利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置。該接收裝置包括CFR估計(jì)器，對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)，獲得CFR的估計(jì)值《-[i;。,^…,^—JT;運(yùn)算移位器，接收CFR估計(jì)值，計(jì)算對(duì)應(yīng)每一子載波A的CFR估計(jì)值的幅值l&卩，A:=0,1,...,7V-1;取CFR幅值|4卩的均值作為歸一化因子"；使得"o=2附為2的若干次冪中最接近"的值，輸出歸一/移位操作數(shù)w;離散傅立葉變換器，對(duì)傳輸?shù)木幋a信號(hào)進(jìn)行離散傅立葉變換，輸出信號(hào)j^[y。，》，…，w":T;CSI輔助單抽頭均衡器，接收離散傅立葉變換器輸出的歸一/移位操作數(shù)m和CFR估計(jì)器輸出估計(jì)值，對(duì)信號(hào)"[y。Ji，…，w./進(jìn)行均衡補(bǔ)償，補(bǔ)償后的輸出信號(hào)a的實(shí)部Re[zA]=Re[jt(^)*]w、虛部Im[z4]=ImbAm,且A:-O,1，...，AM;反映射器，對(duì)補(bǔ)償后的輸出信號(hào)進(jìn)行反映射；以及信道解碼器，進(jìn)行信道解碼。相較現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明提供的CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法及接收裝置采用了聯(lián)合執(zhí)行單抽頭均衡補(bǔ)償和軟判決反映射，無需進(jìn)行除法運(yùn)算，簡(jiǎn)化了計(jì)算，有效減低了信號(hào)處理的復(fù)雜度；本發(fā)明提供的接收方法及接收裝置可以應(yīng)用于多種調(diào)制方法及不同的信道估計(jì)方法(LMMSE除外)，擴(kuò)大了使用范圍。圖1是COFDM基帶系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。圖2是一種現(xiàn)有的利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置的結(jié)構(gòu)框圖。圖3是現(xiàn)有另一種簡(jiǎn)化的利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置的結(jié)構(gòu)框圖。圖4是本發(fā)明較佳實(shí)施例利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置的結(jié)構(gòu)框圖。圖5是16-QAM格雷碼星座圖。圖6是本發(fā)明較佳實(shí)施例利用CSI輔助4矣收編碼信號(hào)的接收方法的流程圖。具體實(shí)施方式以下部分結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法及接收裝置的實(shí)施例進(jìn)行描述，以期進(jìn)一步理解本發(fā)明的目的、具體結(jié)構(gòu)特征和優(yōu)點(diǎn)。請(qǐng)參閱圖4并結(jié)合圖6,圖4是本發(fā)明較佳實(shí)施例利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收裝置300的結(jié)構(gòu)框圖。該接收裝置300包括CFR估計(jì)器302,其進(jìn)行信道估計(jì)獲得CFR估計(jì)值A(chǔ)-[H…，^^r。該信道估計(jì)可以在頻域進(jìn)行，也可以在時(shí)域進(jìn)行(結(jié)合圖1:)。CFR估計(jì)器302可以釆用LS估計(jì)，也可以采用ML估計(jì)。然后計(jì)算每一子載波上的CFR估計(jì)值的幅值I^卩，其用來對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行加權(quán)操作。取CFR估計(jì)幅值的均值作為歸一化因子"，參照公式(8):(8)接收裝置300的傅立葉變換器301將接收的信號(hào)進(jìn)行DFT變換，輸出信號(hào)》。其中接收的信號(hào)是指如
背景技術(shù)：
部分提到的從OFDM系統(tǒng)的多路分解器6(見圖1)輸出的信號(hào)。輸出信號(hào)凡被輸入至CSI輔助單抽頭均衡器303內(nèi)，從而獲得輸出均衡補(bǔ)償后的信號(hào)z-[z。,^,…，^—f(子載波yt上的輸出信號(hào)表示為a)，計(jì)算公式如下其中A:=0,1,…，7V-1。參照公式(8),歸一化因子"的計(jì)算比較直接，無需通過除法來實(shí)現(xiàn)，當(dāng)iV是2的若干次冪時(shí)，1/W可以通過算術(shù)移位來實(shí)現(xiàn)，當(dāng)JV不是2的若千次冪時(shí)，W可以通過一個(gè)算術(shù)移位器加上一個(gè)乘法器來近似實(shí)現(xiàn)。比較公式(7)和(9)后，不難發(fā)現(xiàn)，由于每一子載波上的均衡需要一除法運(yùn)算，引入歸一化因子"大大增加了CSI輔助均衡補(bǔ)償?shù)倪\(yùn)算復(fù)雜度。但是，經(jīng)過實(shí)際操作發(fā)現(xiàn)，歸一化因子"其實(shí)可通過四舍五入近似等于2的若干次冪，表示為"0=2換句話說，"o是2的若干次冪中最接近"的值。其中m是非零整數(shù)，以下均稱為歸一/移位操作數(shù)。由于在實(shí)際的硬件執(zhí)行過程中，"是正整數(shù)，所以w可簡(jiǎn)單地先通過找出"的第一個(gè)非零最主要位，以6P("的第p位)表示，然后通過公式附=對(duì)Vi來獲得。(注&被定義為"的最次要位)。獲得上述歸一/移位操作數(shù)附的步驟是在接收裝置300的模塊308中進(jìn)行的，該模塊308被定義為運(yùn)算移位器。將從"獲得的歸一/移位操作數(shù)附代入公式(9)，經(jīng)過CSI輔助單抽頭均衡器303均衡補(bǔ)償后的信號(hào)^可表示為zt*，.喊=ZiI^L=Re[力(dm+_/{Im[h(&)*]附}(10)其中A:=0,1，...，AM。公式(10)中的Re[^(4)']和Im[力(^)']分別表示復(fù)數(shù)值力(4)'的實(shí)部和虛部。符號(hào)">>"表示算術(shù)右移，也就是說，^的實(shí)部和虛部分別是力(4)'向右移附位并保持符號(hào)不變所獲得的。公式(10)所示，利用CFR估計(jì)器302獲得的CFR估計(jì)幅值I^|2'被近似歸一化，成為子載波&上的加權(quán)因子^=|^|2附由運(yùn)算移位器308輸出。很顯然地，q是一個(gè)只改變輸出信號(hào)^/^幅度而不改變其相位的標(biāo)量值，加上q已包含歸一化處理，使得對(duì)加權(quán)后的均衡器輸出信號(hào)z,的后續(xù)處理變得簡(jiǎn)單和直接。但這僅限于使用BPSK或者QPSK調(diào)制反映射方式，而對(duì)于對(duì)輸入信號(hào)的相位和振幅敏感的調(diào)制反映射方式來說，如QAM，加權(quán)因子q對(duì)輸出信號(hào)a振幅造成的影響在反映射過程中應(yīng)予充分考慮。為了不失一般性，以下部分以16-QAM為例進(jìn)行解釋說明。請(qǐng)繼續(xù)參閱圖4和圖6,且結(jié)合圖1。在OFDM系統(tǒng)發(fā)射端，輸入調(diào)制映射器3的輸入信號(hào)s(n)以四個(gè)比特碼為一組63626^0,在調(diào)制映射器3內(nèi)轉(zhuǎn)化成復(fù)數(shù)形式(I+yQ),以對(duì)應(yīng)圖5所示16-QAM星座圖上的星座點(diǎn)。如表1所示，該轉(zhuǎn)化過程通常采用格雷碼(Gray-coded)星座映射。決定I值(實(shí)部I對(duì)應(yīng)調(diào)制信號(hào)的同相分量)，63Z>2決定Q值(虛部Q對(duì)應(yīng)調(diào)制信號(hào)的正交分量)。才艮據(jù)輸入比特碼Z>362Z^0的值，I值和Q值可為{-^,-《，^，^}中的一個(gè)，其中4和4是正數(shù)，且^>^,它們的實(shí)際值可根據(jù)不同系統(tǒng)的不同要求進(jìn)行設(shè)定，如可以設(shè)定^=2和^=6。表l16-QAM星座點(diǎn)的映射方法<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>在OFDM系統(tǒng)接收端的反映射器305,其星座圖反映射過程可以采用按位的方式進(jìn)行。假設(shè)復(fù)數(shù)值(I+yQ)是反映射器305的輸入信號(hào)，經(jīng)過反映射，'輸出四個(gè)軟判決值r(n):^3,e2,ehe。}，其分別對(duì)應(yīng)映射器3的四個(gè)比特碼6^26^0。設(shè)定g,和&為兩個(gè)軟判決的邊界值，且g產(chǎn)0、g2=(《+c/2)/2，則從復(fù)數(shù)值(I十/Q)到{e3，e2,e。}反映射過程如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(11)如果采用
背景技術(shù)：
中公式(6)所表示的均衡器，也就是說對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行均衡補(bǔ)償時(shí)沒有進(jìn)行加權(quán)操作的均衡器，利用公式(11)進(jìn)行按位反映射被證明是非常有效的，這是因?yàn)樵诓豢紤]噪聲的影響下，反映射器305的每一輸入信號(hào)可假定為非常接近其所期望的星座點(diǎn)。然而，一旦使用的均衡器包含力口權(quán)操作，上述假設(shè)是不成立的。采用公式(10)所表示CSI輔助單抽頭均衡器303時(shí)，其輸出信號(hào)(I+yQ)已^皮加權(quán)因子Q加權(quán)，因此，在將其代入公式(11)中時(shí)，由于判決邊界值&沒有進(jìn)行相應(yīng)的變化，所以在計(jì)算eo和e2過程中，會(huì)產(chǎn)生比較大的偏差。有鑒于此，公式(11)所表示的按位反映射可修改為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(12)其中t=0,1，...，AM,且at+j'QJ是對(duì)應(yīng)子載波A:的(It/Q)值。由于該過程不涉及除法運(yùn)算，因此，實(shí)現(xiàn)了真正的無除法的均衡補(bǔ)償和反映射操作。請(qǐng)參閱圖4,從圖中可以清楚看到,CSI不^義應(yīng)用在均衡器303上，也應(yīng)用在皮映射器305的反映射步驟中，這種聯(lián)合均衡補(bǔ)償和反映射，使得本發(fā)明的接收裝置300信號(hào)處理的復(fù)雜度得以有效降低。需要指出的是，對(duì)于BPSK、QPSK或者其他判決邊界是x軸或者y軸(例如在公式(12)中g(shù)產(chǎn)0)的調(diào)制方式，其判決邊界無需進(jìn)行加權(quán)^喿作。在本實(shí)施例中，接收裝置300還包括位于CSI輔助單抽頭均衡器303和軟判決邊界值被加權(quán)操作的反映射器305之間的符號(hào)解交織器304，其對(duì)輸入信號(hào)Re[A]、Im[A]、Q.進(jìn)行符號(hào)解交織。當(dāng)符號(hào)解交織器304的實(shí)現(xiàn)是基于存儲(chǔ)器時(shí)，為了充分利用存儲(chǔ)器字符長(zhǎng)度，可將q.與ReM和/或Im[zd組合在一起進(jìn)行符號(hào)解交織。符號(hào)解交織完成后，其輸出c"和z",被依次輸入反映射器305、'按位解交織器306和信道解碼器307中進(jìn)行反映射、按位解交織和信道解碼。其中信道解碼器307可以是Viterbi解碼器、Turbo解碼器、LDPC解碼器，也可以是上述幾種解碼器的組合，或者其他可以利用CSI來增強(qiáng)解碼能力的解碼器。請(qǐng)參閱圖6,本發(fā)明提供了一種利用上述接收裝置300進(jìn)行CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法，本實(shí)施例的接收方法包括如下步驟步驟S1:進(jìn)行信道估計(jì)，獲得CFR的估計(jì)值A(chǔ)-[&，A，…人—f;步驟82:計(jì)算對(duì)應(yīng)每一子載波&的011估計(jì)值的幅值|&12,A=0,1,...然后取CFR幅度均值作為歸一化因子"，取CFR幅度均值的計(jì)算公式是1w-1A,'"=;mI2步驟S3:獲取歸一/移位操作數(shù)w,使得"。=2""為2的若干次冪中最接近步驟S4:利用步驟S2所獲得的CFR估計(jì)值的幅值l&|2計(jì)算加權(quán)因子c=[c。,Cl，.'.，cw—j7',對(duì)應(yīng)于子載波A的加權(quán)因子是c^h4卩》附；步驟S^通過離散傅立葉變換獲得OFDM信號(hào)尸[yi，》，…，,/;步驟S6:利用步驟S3獲得的歸一/移位操作數(shù)m，對(duì)步驟S5的OFDM信號(hào)尸|>0,》，…，外-t]T進(jìn)行CSI輔助單抽頭均衡補(bǔ)償，獲得補(bǔ)償后的信號(hào)f[Zo，…，zw-,:T,對(duì)應(yīng)于子載波A;,信號(hào)補(bǔ)償方式如下Re[zJ=Re[h(^)']m、Im[z4]=Im[hw,其中A:=0,1,…，；V陽1;步驟S7:對(duì)輸出信號(hào)^的實(shí)部Re[A]，虛部Im[;]和加權(quán)因子Q進(jìn)行符號(hào)解交織，輸出Re[z"]、Im[z"]和c;對(duì)于基于存儲(chǔ)器的符號(hào)解交織來說，為了充分利用存儲(chǔ)器的字符長(zhǎng)度，加權(quán)因子Q可以和實(shí)部Re[^]和/或者虛部Imfe]—起進(jìn)行符號(hào)解交織；.步驟S8:利用步驟S7獲得的加權(quán)因子c,對(duì)似個(gè)軟判決邊界值&,&,...，gM進(jìn)行加權(quán)操作，如果OFDM信號(hào)調(diào)制方式在反映射過程中軟判決邊界值是x軸或者y軸，如BPSK，QPSK調(diào)制方式，則不需要該加權(quán)操作；步驟S9:利用步驟S8加權(quán)操作后的判決邊界值，對(duì)步驟S7輸出的Re[z丄Im[z"]進(jìn)行按位軟判決反映射；步驟S10:進(jìn)行按位解交織；步驟Sl1:進(jìn)行軟判決信道解碼。本發(fā)明提供的利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法和接收裝置通過聯(lián)合進(jìn)行頻域單抽頭均^"補(bǔ)償和軟判決反映射，使得整個(gè)運(yùn)行過程中不涉及除法運(yùn)算，簡(jiǎn)化了計(jì)算，從而有效減低了硬件實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。本發(fā)明提供的CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法和接收裝置可以應(yīng)用于多種調(diào)制方法，且不受信號(hào)解碼器類型及有無交織器的限制。本發(fā)明可應(yīng)用于多種COFDM系統(tǒng)，包括可擴(kuò)展用于多輸入/多輸出(multiple-inputmultiple-out,簡(jiǎn)稱"MIMO")OFDM系統(tǒng)、正交頻分多址接入系統(tǒng)(orthogonalfrequency-divisionmultiple-access,簡(jiǎn)稱"OFDMA，，)等等。雖然上述描述是以O(shè)FDM系統(tǒng)為例，但是本發(fā)明不限于應(yīng)用于類似的多載波系統(tǒng)，當(dāng)分塊頻域均衡技術(shù)可以應(yīng)用時(shí)，本發(fā)明提供的CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法和接收裝置還可以應(yīng)用到單載波編碼傳'輸系統(tǒng)中，例如在中國(guó)公布的數(shù)字電視地面廣播系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)中的單載波工作模式。可以理解的是，對(duì)本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說，可以根據(jù)本發(fā)明的技術(shù)方案及其發(fā)明構(gòu)思加以等同替換或改變，而所有這些改變或替換都應(yīng)屬于本發(fā)明所附的權(quán)利要求書的保護(hù)范圍。權(quán)利要求1.一種利用信道狀態(tài)信息(CSI)輔助接收編碼信號(hào)的接收方法，其特征在于，該接收方法包括如下步驟a.進(jìn)行信道估計(jì)，獲得信道頻率響應(yīng)(CFR)的估計(jì)值<math-cwu><![CDATA[<math><mrow><mover><mi>h</mi><mo>^</mo></mover><mo>=</mo><msup><mrow><mo>[</mo><msub><mover><mi>h</mi><mo>^</mo></mover><mn>0</mn></msub><mo>,</mo><msub><mover><mi>h</mi><mo>^</mo></mover><mn>1</mn></msub><mo>,</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>,</mo><msub><mover><mi>h</mi><mo>^</mo></mover><mrow><mi>N</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>]</mo></mrow><mi>T</mi></msup><mo>;</mo></mrow></math>]]></math-cwu><!--imgid="icf0001"file="A2007101539930002C1.gif"wi="159"he="24"img-content="drawing"img-format="tif"/-->b.計(jì)算對(duì)應(yīng)每一子載波k的CFR估計(jì)值的幅值k＝0，1，...，N-1，取CFR幅值的均值作為歸一化因子α，計(jì)算公式是2.如權(quán)利要求1所述的接收方法，其特征在于該接收方法還包括位于步驟f之前的步驟h:利用步驟b和c獲得的CFR幅值|4卩和歸一/移位操作數(shù)m計(jì)算加權(quán)因子，對(duì)應(yīng)于子載波A:的加權(quán)因子是q—^卩》m。'3.如權(quán)利要求1或者2所述的接收方法，其特征在于在步驟e和f之間還包括步驟i:對(duì)補(bǔ)償后的輸出信號(hào)^的實(shí)部Re[A]和虛部Im[a]進(jìn)行符號(hào)解交織，或者對(duì)補(bǔ)償后的輸出信號(hào)^的實(shí)部Re[A]、虛部Im[A]以及加權(quán)因子Q進(jìn)行符號(hào)解交織。4.如權(quán)利要求3所述的接收方法，其特征在于在步驟i中，加權(quán)因子q與補(bǔ)償后的輸出信號(hào)^的實(shí)部Re[z&]和/或虛部Im[A]—起進(jìn)行符號(hào)解交織。5.如權(quán)利要求2所述的接收方法，其特征在于在步驟e和f之間還包括步驟j:利用步驟h獲得的加權(quán)因子對(duì)補(bǔ)償后的輸出信號(hào)的M個(gè)軟判決邊界值gh&，gM進(jìn)行加權(quán)操作。6.如權(quán)利要求5所述的接收方法，其特征在于步驟f利用經(jīng)步驟j加權(quán)操作后的軟判決邊界值，對(duì)步驟e輸出的補(bǔ)償后的輸出信號(hào)進(jìn)行按位軟判決反映射；步驟g進(jìn)行的是軟判決信道解碼。7.如權(quán)利要求1所述的接收方法，其特征在于步驟f和g之間還包括進(jìn)行按位解交織。8.—種進(jìn)行如權(quán)利要求1所述接收方法的接收裝置，其特征在于，該接收裝置包括CFR估計(jì)器，對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)，獲得CFR的估計(jì)值A(chǔ)=[&,^'",&_^;運(yùn)算移位器，接收CFR估計(jì)值，計(jì)算對(duì)應(yīng)每一子載波A:的CFR估計(jì)值的幅值l&卩，A:=0,1,...,AM;取CFR幅值I^卩的均值作為歸一化因子"；使得"o=2"為2的若干次冪中最接近"的值，輸出歸一/移位操作數(shù)m;離散傅立葉變換器，對(duì)傳輸?shù)木幋a信號(hào)進(jìn)行離散傅立葉變換，輸出信號(hào)"[y。，》，，..，,i]r;CSI輔助單抽頭均衡器，接收運(yùn)算移位器輸出的歸一/移位操作數(shù)m和CFR估計(jì)器輸出估計(jì)值，對(duì)信號(hào)j^[yo，"，…，j^:T進(jìn)行均衡補(bǔ)償，補(bǔ)償后的輸出信號(hào)A的實(shí)部Re[^;^Re[h(4;r]》m、虛部Im[^]-Im[h(^:r]》m,且A:=0，1,...,AM;反映射器，對(duì)補(bǔ)償后的輸出信號(hào)進(jìn)行反映射；以及信道解碼器，進(jìn)行信道解碼。9.如權(quán)利要求8所述的接收裝置，其特征在于所述運(yùn)算移位器還可根據(jù)CFR幅值l&卩和歸一/移位操作數(shù)m計(jì)算加權(quán)因子，對(duì)應(yīng)于子載波A:的加權(quán)因子是q—^卩》附。10.如權(quán)利要求9所述的接收裝置，其特征在于反映射器是軟判決邊卑值被加權(quán)的反映射器。11.如權(quán)利要求8所述的接收裝置，其特征在于該接收裝置還包括位于CSI輔助單抽頭均衡器和反映射器之間的符號(hào)解交織器。12.如權(quán)利要求8所述的接收裝置，其特征在于該接收裝置還包括位于反映射器和信道解碼器之間的按位解交織器。全文摘要本發(fā)明公開了一種利用CSI輔助接收編碼信號(hào)的接收方法及裝置，涉及數(shù)據(jù)通訊和廣播系統(tǒng)。該接收方法包括進(jìn)行信道估計(jì)，獲得CFR的估計(jì)值；計(jì)算對(duì)應(yīng)每一子載波k的CFR估計(jì)值的幅值∴，取CFR幅值的均值作為歸一化因子α；獲取歸一/移位操作數(shù)m，使得α₀＝2^m為2的若干次冪中最接近α的值；利用歸一/移位操作數(shù)m，對(duì)經(jīng)過離散傅立葉變換的輸出信號(hào)y＝[y₀，y₁，…，y_N-1]^T進(jìn)行CSI輔助單抽頭均衡補(bǔ)償，獲得補(bǔ)償后的輸出信號(hào)，對(duì)應(yīng)子載波k補(bǔ)償后的信號(hào)z_k的實(shí)部是∴，虛部是∴；進(jìn)行軟判決反映射；進(jìn)行信道解碼。相較現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的接收方法及接收裝置采用了聯(lián)合執(zhí)行單抽頭均衡補(bǔ)償和軟判決反映射，無需進(jìn)行除法運(yùn)算，簡(jiǎn)化了計(jì)算，有效減低了信號(hào)處理的復(fù)雜度，且應(yīng)用范圍較廣。文檔編號(hào)H04L1/00GK101132388SQ20071015399公開日2008年2月27日申請(qǐng)日期2007年9月18日優(yōu)先權(quán)日2007年9月18日發(fā)明者冨沢方之,庭裕晶,徐奇軍,李之平,楊麗月,王忠俊,胡賽桂,鄢炎新申請(qǐng)人:沖電氣(新加坡)技術(shù)中心