專利名稱：在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法及信道估計器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及寬帶無線移動通信系統(tǒng)的領域，特別涉及一種在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法及信道估計器。

背景技術：
寬帶無線移動通信系統(tǒng)，如正交頻分復用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)通信系統(tǒng)具有對抗信號間干擾的能力，同時可以提供很高的頻譜效率來傳輸信號，因此被視為下一代無線移動通信系統(tǒng)最有可能采用的傳輸技術，已經(jīng)在數(shù)字用戶環(huán)路、數(shù)字音頻/視頻廣播、無線局域網(wǎng)和無線城域網(wǎng)等諸多領域得到了廣泛應用。另一方面，基于分組交換的突發(fā)傳輸模式也逐漸取代基于電路交換的連續(xù)傳輸模式，這也對OFDM通信系統(tǒng)提出了新的挑戰(zhàn)。
為了保證OFDM通信系統(tǒng)在無線移動信道環(huán)境中具有良好的性能，尤其是保障突發(fā)數(shù)據(jù)可以通過OFDM通信系統(tǒng)正常傳輸，必須對時變的多徑無線衰落信道進行盡可能準確地估計。時變的多徑無線衰落信道傳輸數(shù)據(jù)時，在時域和頻域上都會發(fā)生選擇性衰落，稱為雙選擇性衰落，其中，影響時變的多徑無線衰落信道在頻域上選擇性衰落的關鍵參數(shù)是最大多徑時延τmax，而影響時變的多徑無線衰落信道在時域上的選擇性衰落的關鍵參數(shù)是最大多普勒(Doppler)頻移fd，max。通常，最大多徑時延τmax和最大Doppler頻移fd，max都是隨著時間變化的。對時變的多徑無線衰落信道的信道估計質(zhì)量對OFDM通信系統(tǒng)的性能起著關鍵作用。
目前，在OFDM通信系統(tǒng)中，對時變的多徑無線衰落信道的信道估計方法需要借助一定數(shù)量的導頻子載波，即借助由一定數(shù)量的導頻子載波形成的導頻圖案。根據(jù)導頻圖案設置在時變的多徑無線衰落信道時域和頻域上的不同，可以將導頻圖案分為幾類:在頻域上連續(xù)分布的塊狀導頻，在時域上連續(xù)分布的梳狀導頻，以及在時域和頻域上都不連續(xù)分布的離散導頻。
一般來說，借助導頻對時變的多徑無線衰落信道的信道估計方法包括兩個步驟: 第一個步驟，估計導頻位置的信道參數(shù)； 第二個步驟:利用估計得到的導頻位置信道參數(shù)采用插值算法得到數(shù)據(jù)位置的信道參數(shù)，從而得到多徑無線衰落信道的信道估計值。
對于OFDM通信系統(tǒng)而言，采用離散導頻可以在雙選擇性的時變的多徑衰落信道中，獲得更好的信道估計性能和更高的頻譜效率，所以通常借助離散導頻估計導頻位置的信道參數(shù)后，利用得到的導頻位置的信道參數(shù)估計，根據(jù)設置的插值算法進行插值計算，得到多徑無線衰落信道中傳輸數(shù)據(jù)的信道參數(shù)。
根據(jù)設置的插值算法得到多徑無線衰落信道中傳輸數(shù)據(jù)的信道參數(shù)，如果設置的插值算法采用最小均方誤差(MMSE)插值，則精度最高，但是實現(xiàn)復雜度也很高，且需要已知時變的多徑無線衰落信道的先驗統(tǒng)計特性，因此不適于工程實現(xiàn)，尤其不適用于突發(fā)傳輸模式的具有時變的多徑無線衰落信道的OFDM通信系統(tǒng)；如果設置的插值算法采用成對線性插值，雖然實現(xiàn)簡單，但插值的精確度不高。因此，設置的插值算法出現(xiàn)了一些折衷的插值算法，其中，比較有代表性的兩類算法如下所述。
對于頻域的插值而言，可以采用離散傅立葉變換(DFT)插值，基于DFT的插值能夠在復雜度和精度之間獲得較好的折衷，適合工程實現(xiàn)。但是DFT插值需要使用跨越全頻域范圍的等間隔導頻子載波，而實際上OFDM通信系統(tǒng)包含了不能用于數(shù)據(jù)和導頻傳輸?shù)奶撦d波(也稱為空載波)，其中低頻虛載波用來消除信道所承載信號的直流成分，而高頻虛載波則提供了信道傳輸信號帶外泄漏的保護間隔，這必然會有部分導頻子載波落入虛載波范圍內(nèi)，這時直接使用DFT插值方法就會增大信道估計的誤差，尤其在虛載波附近的子載波位置上。
對于時域上的插值而言，可以采用加權多時隙平均(WMSA，WeightedMulti-Slot Averaging)方法，WMSA插值雖然在準靜態(tài)信道條件下能夠提供較好的插值性能，但是其插值性能會隨著Doppler頻移fd，max的增大而迅速惡化，缺乏魯棒性。
另外，在頻域和時域上采用不同的插值方法的組合也會對信道估計的性能產(chǎn)生影響。


發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明提供一種在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法，該方法能夠在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中提高信道估計的精確度和魯棒性。
本發(fā)明還提供一種信道估計器，該信道估計器能夠在無線移動通信系統(tǒng)中提高信道估計的精確度和魯棒性。
根據(jù)上述目的，本發(fā)明實施例的技術方案是這樣實現(xiàn)的: 一種在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法，該方法包括: 1)對通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號中的每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設定的算法進行導頻信道估計，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計； 2)對多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計，采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計； 3)將多個導頻符號和得到的數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計插入零值處理后，采用傅立葉變換得到信道估計結果。
步驟1)所述設定的算法為最小二乘法(LS)算法或最小均方誤差(MMSE)算法。
當所述通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號中包含落在低頻虛子載波上的虛導頻時，步驟1)所述得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計之前，該方法還包括: 對落在低頻虛子載波上的虛導頻進行線性內(nèi)插處理。
步驟2)所述得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計之前，該方法還包括: 根據(jù)信道的功率時延譜和定時誤差的分布，對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取。
步驟2)所述設定的算法為線性插值算法。
步驟2)所述采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計的過程為:對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計并截取后，在時間維度的方向上進行鏡像復制，依次對時域信道沖激響應估計中的各個抽頭系數(shù)進行時間維度方向上的離散傅立葉變換以及插入零值處理后，再進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
所述的離散傅立葉變換采用快速傅立葉變換替代，所述的逆離散傅立葉變換采用快速逆傅立葉變換替代。
所述再進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換之前，該方法還包括: 根據(jù)信道的最大Doppler頻移和噪聲的平均功率，進行截取處理。
一種信道估計器，包括接收模塊、頻域信道估計模塊、逆傅立葉變換模塊、時域信道估計模塊、插值模塊以及傅立葉變換模塊，其中， 接收模塊，用于接收通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號后，發(fā)送給頻域信道估計模塊； 頻域信道估計模塊，用于對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設定的算法進行導頻信道估計，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計，發(fā)送給逆傅立葉變換模塊； 逆傅立葉變換模塊，用于對多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給時域信道估計模塊； 時域信道估計模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給插值模塊， 插值模塊，用于對導頻符號和數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計進行插入零值后，發(fā)送給傅立葉變換模塊； 傅立葉變換模塊，用于將導頻符號和經(jīng)過插值計算的數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計進行傅立葉變換得到信道估計結果。
所述頻域信道估計模塊包括可用子載波導頻信道估計模塊和虛子載波導頻信道估計模塊，其中， 可用子載波導頻信道估計模塊，用于采用LS算法或MMSE算法對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波進行導頻信道估計； 虛子載波導頻信道估計模塊，用于對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，以及對落在低頻虛子載波上的虛導頻進行線性內(nèi)插處理。
所述時域信道估計模塊包括截取模塊和線性插值模塊，其中， 截取模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取，發(fā)送給線性插值模塊； 線性插值模塊，用于在時間維度的方向上對經(jīng)過截取的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行線性插值得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
所述時域信道估計模塊包括截取模塊、鏡像復制模塊、變換模塊、零插值模塊和逆變換模塊，其中， 截取模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取，發(fā)送給鏡像復制模塊； 鏡像復制模塊，用于在時間維度的方向上對經(jīng)過截取的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行鏡像復制，發(fā)送給變換模塊； 變換模塊，用于依次對經(jīng)過鏡像復制的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計中的各個抽頭系數(shù)進行時間維度方向上的離散傅立葉變換或快速傅立葉變換，發(fā)送給零插值模塊； 零插值模塊，用于對變換模塊處理后的信號進行時間維度方向上的插入零值處理，發(fā)送給逆變換模塊； 逆變換模塊，用于對零插值處理后的信號進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換或逆快速傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
從上述方案可以看出，本發(fā)明提供的方法及信道估計器在對信道估計的第一步驟中，將從信道中接收到的多個導頻符號中落入有效子載波范圍內(nèi)的每個導頻子載波采用最小二乘法(LS，Least Squares)算法或其他現(xiàn)有的算法進行導頻子載波的信道估計后，對高頻虛導頻采用邊界值重復進行處理，對低頻虛導頻進行線性內(nèi)插處理，得到全頻域內(nèi)等間隔導頻子載波位置的信道參數(shù)估計。在對信道估計的第二步驟中，利用多個導頻符號的時域信道沖擊響應估計截取之后，采用時域增強型DFT插值算法或線性插值算法進行插值后得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖擊響應估計，采用零值插入后，再變換到頻域上，得到最終的信道估計值。由于本發(fā)明對導頻符號中落入虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻采用邊界重復和內(nèi)插處理，能夠有效消除或減弱虛載波對信道估計性能的影響，同時，由于在信道估計的第二步驟中當采用時域增強型DFT插值時，能夠提高信道估計的性能和魯棒性。因此，本發(fā)明提供的方法及信道估計器提高了信道估計的精確度和魯棒性。



圖1為本發(fā)明實施例提供的在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法流程圖； 圖2為本發(fā)明具體實施例提供的在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法流程圖； 圖3為在圖2中所應用的導頻圖案示意圖； 圖4為本發(fā)明實施例提供的信道估計器示意圖； 圖5為本發(fā)明實施例采用仿真實驗得到的幾種信道估計的均方誤差性能1示意圖； 圖6為本發(fā)明實施例采用仿真實驗得到的幾種信道估計的均方誤差性能2示意圖。

具體實施例方式 為使本發(fā)明的目的、技術方案和優(yōu)點更加清楚，下面結合附圖對本發(fā)明實施例作進一步的詳細描述。
本發(fā)明實施例提供的方法可以應用在寬帶無線通信系統(tǒng)中頻域和時域上的信道估計，其中的時域增強型DFT插值方法也可以只應用在寬帶無線通信系統(tǒng)中的時域信道估計。
圖1為本發(fā)明實施例提供的在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法流程圖，其具體步驟為: 步驟101、接收到通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號后，對每個導頻符號中在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設置的算法進行導頻信道估計，執(zhí)行步驟102。
在本步驟中，可以采用LS算法進行導頻位置的信道估計，也可以采用其他估計方法進行估計，如MMSE算法。
步驟102、對每個導頻符號中落入高頻虛載波范圍的虛導頻采用邊界值重復以及在低頻虛導頻采用線性插值方法進行信道估計，最終得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計。
步驟101～步驟102完成了對導頻位置的信道估計。
步驟103、對得到的多個導頻符號的導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換(IFFT)得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計后進行截取，采用線性插值算法或時域增強型DFT插值算法進行插值計算得到數(shù)據(jù)符號位置的時域信道沖激響應估計，再插入零值后，采用傅立葉變換(FFT)得到最終信道的估計結果。
在本步驟中，線性插值方法可以采用成對線性插值算法。
在本步驟中，如果采用時域增強型DFT插值算法，則需要對得到的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行鏡像復制后，依次進行時間維度方向上的DFT以及插入零值后，再進行時間維度方向上的IDFT計算得到數(shù)據(jù)符號位置的時域信道沖激響應估計。
當然，時域增強型DFT插值算法中的DFT/IDFT也可以替換為快速算法FFT/IFFT。
當然，時域增強型DFT插值算法可以單獨應用于單載波系統(tǒng)的信道估計，這時就不需要執(zhí)行步驟101～步驟102了。而直接將通過信道接收的多個導頻符號的信道估計進行鏡像復制后，進行時間維度方向上的DFT以及插入零值后，再進行時間維度方向上的IDFT計算得到數(shù)據(jù)符號位置的信道估計結果。
為了抑制噪聲，還可以對步驟101、步驟102、步驟103中得到的各級結果有選擇地進行平滑濾波來抑制噪聲。
舉一個具體實施例說明本發(fā)明提供的方法，該方法應用在OFDM通信系統(tǒng)中，且設置的導頻子載波是在時域和頻域范圍內(nèi)的，即如何實現(xiàn)時頻域上信道估計的具體過程，這個具體過程的方法流程圖如圖2所示。
考慮到更好地支持突發(fā)傳輸模式，本發(fā)明實施例以F個OFDM符號，例如1幀包括F個OFDM符號為1個基本處理單元，不要求數(shù)據(jù)流連續(xù)。為了獲得較高的頻譜效率，同時使得插值算法描述更具一般性，本發(fā)明選擇離散導頻圖案。如圖3所示，其中，斜線方格表示導頻子載波，田字方格表示虛載波，可以看出，導頻子載波在頻率維度方向上和時間維度方向上都是不連續(xù)的，且要求離散導頻子載波在頻率維度方向和時間維度方向上都是等間隔的，間隔分別為If和It。本發(fā)明實施例在具體實現(xiàn)時對于導頻子載波在頻率維度方向上連續(xù)分布、在時間維度方向上離散分布的情況也完全適用，對于選擇其他導頻圖案，比如塊狀導頻和梳狀導頻，也可以使用本發(fā)明實施例提供的方法進行。在頻率維度方向上和在時間維度方向上所選擇的導頻子載波的間隔都要滿足Nyquist采樣定理的要求。
在一幀的F個OFDM符號中，只有Pt個等間隔的OFDM符號中包含了導頻子載波。為了簡化后續(xù)敘述，本發(fā)明實施例將這種包含了導頻子載波的OFDM符號稱為導頻符號。該Pt個導頻符號包含了一幀OFDM符號的第一個和最后一個OFDM符號，那么在時間維度上的導頻符號間隔為OFDM符號的索引變量為n＝0，1，...，F(xiàn)-1。一幀的OFDM符號中的子載波個數(shù)為K，虛載波的個數(shù)為V，可用的子載波個數(shù)為D(通常D為偶數(shù))，顯然有K＝V+D。當一幀的OFDM符號中沒有虛載波時，導頻符號內(nèi)的導頻子載波個數(shù)為Pf，那么在頻域上的導頻子載波間隔為其中K、Pf和If均為2的冪次。在一個導頻符號中，落入虛載波和可用子載波范圍的導頻子載波個數(shù)分別為Pv和PD。子載波的索引變量為k＝0，1，...，K-1，設導頻符號的起始位置為kini＝0(這是最復雜的情況，對于導頻子載波不占有0頻的情況，對0頻虛導頻可以省略)。
對于一幀的OFDM符號來說，OFDM符號的循環(huán)前綴(CP)長度大于無線信道的最大多徑時延L，且信道在一個OFDM符號的時間長度內(nèi)保持不變，那么OFDM通信系統(tǒng)在一幀的OFDM符號設置導頻子載波的并行傳輸模型表示為公式(1): 其中，

和

分別為的n個OFDM符號中第k個子載波上的發(fā)送信號、接收信號、頻率維度上的信道增益和加性白高斯噪聲。

n＝0，1，...，F(xiàn)-1在k＝0和是虛載波；

n＝p*It，p＝0，1，...，Pt-1，k＝q.If，q＝0，1，...Pf-1是導頻子載波。那么，在每個導頻符號中會有個導頻子載波落入了虛載波范圍，其中

表示除以If所得商的整數(shù)部分，且PV個虛導頻包含了處于0頻虛載波和高頻虛載波位置上的導頻子載波。
首先，對Pt個等間隔的OFDM符號在頻域上進行增強型DFT插值處理，且對不同導頻符號的處理流程完全相同。
在每個導頻符號中，對PD個位于可用子載波范圍的導頻進行信道估計，具體采用的估計方法可以不限，在本發(fā)明實施例中，考慮到具體工程實現(xiàn)，選擇LS算法，如公式(2): 對于0頻虛導頻，采用線性內(nèi)插算法可得公式(3)，當然，也可以采用其他內(nèi)插算法: 對于高頻虛導頻，進行簡單的邊界值重復可得公式(4): 這樣，就可以得到Pt×Pf維的導頻位置信道估計矩陣CFR_Pilot，其第p行第q列的元素為:

n＝p·It，p＝0，1，...，Pt-1，k＝q·If，q＝0，1，...，Pf-1。值得注意的是，本發(fā)明實施例對0頻虛導頻和高頻虛導頻進行處理的原則是保持虛載波邊界處信道頻域估計的連續(xù)性，以避免在虛載波附近的數(shù)據(jù)子載波處信道估計出現(xiàn)很大的誤差，即消除Gibbs效應。當然，對于高頻虛導頻而言，可以采用現(xiàn)有的加窗或線性外插也可以起到相似的作用。由于各種方法消除Gibbs效應對有效子載波位置的信道估計性能影響不大，因此從降低實現(xiàn)復雜度的角度考慮，本發(fā)明實施例采用了最簡單的邊界值重復來保持虛載波邊界處信道頻域估計的連續(xù)性。
其次，對CFR_Pilot的每一行分別進行Pf點的IFFT變換可得Pt×Pf維的在時域信道沖激響應估計矩陣CIR_Pilot1，其第p行第l列的元素為: n＝p·It，p＝0，1，...，Pt-1，l＝0，1，...，Pf-1。
不同于理想情況下時域信道能量僅僅集中在得到的時域信道沖激響應的頭部，虛載波的存在使得時域信道能量發(fā)生泄漏，即時域信道沖激響應的尾部也包含部分時域信道能量；另一方面，OFDM通信系統(tǒng)的定時偏差的存在會使得時域信道能量發(fā)生循環(huán)移位，也可能導致時域信道沖激響應的尾部包含部分信道能量。本發(fā)明實施例已經(jīng)確定OFDM符號的循環(huán)前綴長度大于等于信道的最大多徑時延，即CP≥L，同時考慮到無線信道的指數(shù)衰落特性和OFDM通信系統(tǒng)中不可避免的定時偏差，為了在去除噪聲的同時保留CIR_Pilot1中大部分的時域信道能量，因此對CIR_Pilot1的各行進行截取操作，得到Pt×CP維的時域信道沖激響應估計矩陣CIR_Pilot2，其第p行第m列的元素為:m＝l＝0，1，…，λ·CP-1 m＝λ·CP，…，CP-1；l＝Pf-(1-λ)·CP，…，Pf-1n＝p·It，p＝0，1，…Pt-1 其中，λ為比例因子，取值的范圍為0.5≤λ<1，具體取值取決于信道的功率時延譜和定時誤差的分布特性。通常λ取1/2、3/4或7/8即可。
說明一下，如果已知OFDM通信系統(tǒng)中的無線信道的最大多徑時延L和噪聲的平均功率，那么按照上述方法將CIR_Pilot1截取得到CIR_Pilot2時，可以根據(jù)一定的門限自適應地確定CIR_Pilot1需要保留的列數(shù)，以更好地抑制噪聲。當然，這樣處理會帶來實現(xiàn)復雜度的增加和魯棒性的下降。
再次，需要對截取得到的CIR_Pilot2的各列進行時域插值，該步驟可以有兩種不同的選擇:成對線性插值方法和時域增強型DFT插值方法。前者實現(xiàn)復雜度低，適于中低速移動的情況；而后者則對時變的多徑無線衰落信道具有良好的魯棒型，尤其適用于高速移動的情況。以下分別對這兩種插值算法如何應用在本發(fā)明實施例中進行詳細說明。
第一種插值算法，借助成對線性插值得到F×CP維的時域信道沖擊響應矩陣CIR_Data1，其第n行第m列的元素為:n1＝p·It，p＝0，1，…Pt-2 n2＝n1+It，n1≤n≤n2 n＝0，1，…，F(xiàn)-1 m＝0，1，…，CP-1 第二種插值算法，借助時域增強型DFT插值得到F×CP維的時域信道沖擊響應矩陣CIR_Data1。
本發(fā)明實施例考慮到OFDM通信系統(tǒng)中的Doppler頻率擴展是帶寬受限的，而噪聲功率則是均勻分布的，那么使用增強型DFT插值進行時間維度的插值可以提供在插值精度和噪聲抑制之間進行折衷的可能性且具有魯棒性。同時，為了消除直接使用DFT插值在數(shù)據(jù)幀邊緣位置產(chǎn)生的Gibbs效應所導致的信道估計性能下降，本發(fā)明實施例提出了使用增強型DFT插值。在這里值得注意的是，時域增強型DFT插值是針對矩陣CIR_Pilot2的每一列分別進行，所以這種在時間維度上的插值方法同樣適用于單載波系統(tǒng)。
以下具體說明如何采用增強型DFT插值算法的。
首先，將矩陣CIR_Pilot2在時間維度方向上進行鏡像復制，得到2Pt×CP維的矩陣CIR_Reflection，其第x行第m列的元素為: m＝0，1，…，CP-1 對CIR_Reflection的每一列進行2Pt點的DFT運算可得2Pt×CP維的矩陣CFR_Doppler，其第s行第m列的元素為: s＝0，…，2Pt-1m＝0，1，…，CP-1 然后，將矩陣CFR_Doppler乘以常數(shù)因子It后對各列進行中間插0，得到2PtIt×CP維的矩陣CFIR_DopplerExt，其第v行第m列的元素為:

m＝0，1，…，CP-1 在本步驟中，如果已經(jīng)獲知最大Doppler頻移和噪聲的平均功率，那么從CFR_Doppler得到CFIR_DopplerExt時，可以根據(jù)一定的門限自適應確定CFR_Doppler中每列所保留的行數(shù)，以更好地抑制噪聲。當然，這樣也會帶來實現(xiàn)復雜度的增加和魯棒性的下降。
再次，對矩陣CFR_DopplerExt的每列進行IDFT運算，可得F×CP維的時域信道沖擊響應矩陣CIR_Data，其第n行第m列的元素為:

n＝0，…，F(xiàn)-1 m＝0，1，…，CP-1 在本步驟中，IDFT可以不必完全計算，僅取其前F個輸出即可。另外，如果Pf和If均為2的冪次，那么進行時域增強型DFT插值時，DFT/IDFT可以采用快速算法FFT/IFFT。
至此，對于經(jīng)過成對線性插值或時域增強型DFT插值得到的CIR_Data1進行頻域增強型DFT插值操作，即對CIR_Data1的各行中間進行插0的處理，得到F×K維矩陣CIR_Data2，其第n行第k列的元素為:
最后，對CIR_Data2的各行進行K點的FFT變換即可得到最終的信道估計值，即F×K維的CFR_Data，其第n行第k列的元素為:

k＝0，1，…，K-1 n＝0，…，F(xiàn)-1 在這個具體實施例中，還可以對各級結果CFR_Pilot、CIR_Pilot2、CIR_Data1、CFR_Data有選擇地進行平滑濾波來進一步抑制噪聲。
本發(fā)明還提供一種信道估計器，用于對信道進行估計，如圖4所示，包括接收模塊、頻域信道估計模塊、逆傅立葉變換模塊、時域信道估計模塊、插值模塊以及傅立葉變換模塊，其中， 接收模塊，用于接收通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號后，發(fā)送給頻域信道估計模塊； 頻域信道估計模塊，用于對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設定的算法進行導頻信道估計，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計，發(fā)送給逆傅立葉變換模塊； 逆傅立葉變換模塊，用于對多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給時域信道估計模塊； 時域信道估計模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給插值模塊， 插值模塊，用于對導頻符號和數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計進行插值計算后，發(fā)送給傅立葉變換模塊； 傅立葉變換模塊，用于將導頻符號經(jīng)過插值計算的數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計進行傅立葉變換得到信道估計結果。
在本發(fā)明實施例中，頻域信道估計模塊包括可用子載波導頻信道估計模塊和虛子載波導頻信道估計模塊，其中， 可用子載波導頻信道估計模塊，用于采用LS算法或MMSE算法對從接收模塊接收的多個導頻信號每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波進行導頻信道估計； 虛子載波導頻信道估計模塊，用于對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，以及對落在低頻虛子載波上的虛導頻進行線性內(nèi)插處理。
在本發(fā)明實施例中，時域信道估計模塊包括截取模塊、鏡像復制模塊、變換模塊、零插值模塊和逆變換模塊，其中， 截取模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取，發(fā)送給鏡像復制模塊； 鏡像復制模塊，用于在時間維度的方向上對經(jīng)過截取的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行鏡像復制，發(fā)送給變換模塊； 變換模塊，用于依次對經(jīng)過鏡像復制的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計中的各個抽頭系數(shù)進行時間維度方向上的離散傅立葉變換或快速傅立葉變換，發(fā)送給零插值模塊； 零插值模塊，用于對變換模塊處理后的信號進行時間維度方向上的插入零值處理，發(fā)送給逆變換模塊； 逆變換模塊，用于對零插值處理后的信號進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換或逆快速傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
在本發(fā)明實施例中，時域信道估計模塊，還可用對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計采用線性插值算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給插值模塊。這時，時域信道估計模塊包括截取模塊和線性插值模塊，其中，截取模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取，發(fā)送給線性插值模塊；線性插值模塊，用于在時間維度的方向上對經(jīng)過截取的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行線性插值得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
為了對本發(fā)明提供的方法對信道估計的精確性與現(xiàn)有技術對信道估計的精確性進行比較，進行了計算機仿真試驗。該仿真試驗的參數(shù)包括:幀長為25個OFDM符號，導頻符號數(shù)為4，導頻符號的間隔為8個OFDM符號。OFDM符號的子載波個數(shù)為1024，帶寬12.5MHz，OFDM符號長度為81.92μs，循環(huán)前綴長度為10.24μs。虛載波位置為0和451～573。每個導頻符號內(nèi)的導頻子載波(包括有效導頻子載波和虛導頻子載波)的數(shù)量為256，信道模型采用典型城區(qū)(TU)信道模型。λ選取7/8。
圖5為本發(fā)明實施例采用仿真實驗得到的幾種信道估計的均方誤差性能1示意圖，其中，橫坐標表示信噪比(SNR)，縱坐標表示信道估計的均方誤差性能，信號采用的載頻(fc)＝3.5GHz，歸一化多普勒頻移(fdT)＝0.025，可以看出，依據(jù)本發(fā)明實施例提供的方法在頻域采用頻域增強型DFT插值和在時域采用時域增強型DFT插值進行信道估計(倒轉三角所指示的曲線)，在信噪比增大的情況下，信道估計的均方誤差最小，性能最好；依據(jù)本發(fā)明實施例提供的方法在頻域采用頻域增強型DFT插值和在時域上采用線性插值進行信道估計(方塊所指示的曲線)，在信噪比增大的情況下，信道估計的均方誤差第二小，性能次好；在頻域采用線性插值和在時域上采用線性插值進行信道估計(正三角所指示的曲線)，在信噪比增大的情況下，信道估計的均方誤差第三小；在頻域采用DFT插值和在時域上采用線性插值進行信道估計(空心圓點所指示的曲線)，在信噪比增大的情況下，信道估計的均方誤差第四??；在頻域采用線性插值和在時域上采用WMSA插值進行信道估計(實心圓點所指示的曲線)，在信噪比增大的情況下，信道估計的均方誤差第二大；在頻域采用DFT插值和在時域上采用WMSA插值進行信道估計(叉所指示的曲線)，在信噪比增大的情況下，信道估計的均方誤差最大。
圖6為本發(fā)明實施例采用仿真實驗得到的幾種信道估計的均方誤差性能2示意圖，其中，橫坐標表示fdT，縱坐標表示信道估計的均方誤差性能，信道采用的fc＝3.5GHz，SNR＝20dB，可以看出，依據(jù)本發(fā)明實施例提供的方法在頻域采用頻域增強型DFT插值和在時域采用時域增強型DFT插值進行信道估計(倒轉三角所指示的曲線)，在fdT增大的情況下，信道估計的均方誤差最小，性能最好；依據(jù)本發(fā)明實施例提供的方法在頻域采用頻域增強型DFT插值和在時域上采用線性插值進行信道估計(方塊所指示的曲線)，在fdT增大的情況下，信道估計的均方誤差第二小，性能次好；在頻域采用線性插值和在時域上采用線性插值進行信道估計(正三角所指示的曲線)在在fdT增大的情況下，信道估計的均方誤差第三??；在頻域采用DFT插值和在時域上采用線性插值進行信道估計(空心圓點所指示的曲線)在在fdT增大的情況下，信道估計的均方誤差第四?。辉陬l域采用線性插值和在時域上采用WMSA插值進行信道估計(實心圓點所指示的曲線)在fdT增大的情況下，信道估計的均方誤差第二大；在頻域采用DFT插值和在時域上采用WMSA插值進行信道估計(叉所指示的曲線)在fdT增大的情況下，信道估計的均方誤差最大。
從圖5和圖6可以看出，本發(fā)明實施例提出的方法能夠有效消除或減弱虛載波對信道估計性能的影響，同時，對快速時變的多徑無線衰落信道具有很好的魯棒性。因此，本發(fā)明提出的信道估計方法能夠在雙選擇性衰落的多徑無線信道中提高信道估計精度，且無需信道的先驗統(tǒng)計特性。
綜上，本發(fā)明提出的信道估計方法，在進行導頻符號的信道估計時采用頻域增強型DFT算法(即對承載導頻子載波的載波進行LS信道估計，對低頻虛導頻采用線性內(nèi)插，對高頻虛導頻進行邊界值重復)，從而在頻率維度上有效消除或減小了虛載波帶來的信道估計性能下降，進一步在時域上采用線性插值或時域增強型DFT插值進行數(shù)據(jù)符號位置的信道估計，在時域上提高了插值精度和魯棒性，并且將頻域和時域的插值進行了有效組合，從而全面提高OFDM通信系統(tǒng)的信道估計性能。同時，本發(fā)明提出的方法不需要信道的先驗統(tǒng)計特性，適于工程實現(xiàn)。
本發(fā)明提出的信道估計方法，即在時間維度上采用時域增強型DFT插值，還可以應用在單載波系統(tǒng)中。
以上是對本發(fā)明具體實施例的說明，在具體的實施過程中可對本發(fā)明的方法進行適當?shù)母倪M，以適應具體情況的具體需要。因此可以理解，根據(jù)本發(fā)明的具體實施方式
只是起示范作用，并不用以限制本發(fā)明的保護范圍。
權利要求
1、一種在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法，其特征在于，該方法包括:
1)對通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號中的每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設定的算法進行導頻信道估計，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計；
2)對多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計，采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計；
3)將多個導頻符號和得到的數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計插入零值處理后，采用傅立葉變換得到信道估計結果。
2、如權利要求1所述的方法，其特征在于，步驟1)所述設定的算法為最小二乘法LS算法或最小均方誤差MMSE算法。
3、如權利要求1所述的方法，其特征在于，當所述通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號中包含落在低頻虛子載波上的虛導頻時，步驟1)所述得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計之前，該方法還包括:
對落在低頻虛子載波上的虛導頻進行線性內(nèi)插處理。
4、如權利要求1所述的方法，其特征在于，步驟2)所述得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計之前，該方法還包括:
根據(jù)信道的功率時延譜和定時誤差的分布，對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取。
5、如權利要求1所述的方法，其特征在于，步驟2)所述設定的算法為線性插值算法。
6、如權利要求1所述的方法，其特征在于，步驟2)所述采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計的過程為:對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計并截取后，在時間維度的方向上進行鏡像復制，依次對時域信道沖激響應估計中的各個抽頭系數(shù)進行時間維度方向上的離散傅立葉變換以及插入零值處理后，再進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
7、如權利要求6所述的方法，其特征在于，所述的離散傅立葉變換采用快速傅立葉變換替代，所述的逆離散傅立葉變換采用快速逆傅立葉變換替代。
8、如權利要求6所述的方法，其特征在于，所述再進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換之前，該方法還包括:
根據(jù)信道的最大Doppler頻移和噪聲的平均功率，進行截取處理。
9、一種信道估計器，其特征在于，該信道估計器包括接收模塊、頻域信道估計模塊、逆傅立葉變換模塊、時域信道估計模塊、插值模塊以及傅立葉變換模塊，其中，
接收模塊，用于接收通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號后，發(fā)送給頻域信道估計模塊；
頻域信道估計模塊，用于對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設定的算法進行導頻信道估計，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計，發(fā)送給逆傅立葉變換模塊；
逆傅立葉變換模塊，用于對多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給時域信道估計模塊；
時域信道估計模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計后，發(fā)送給插值模塊；
插值模塊，用于對導頻符號和數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計進行插入零值后，發(fā)送給傅立葉變換模塊；
傅立葉變換模塊，用于將導頻符號和經(jīng)過插值計算的數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計進行傅立葉變換得到信道估計結果。
10、如權利要求9所述的信道估計器，其特征在于，所述頻域信道估計模塊包括可用子載波導頻信道估計模塊和虛子載波導頻信道估計模塊，其中，
可用子載波導頻信道估計模塊，用于采用LS算法或MMSE算法對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波進行導頻信道估計；
虛載波導頻信道估計模塊，用于對從接收模塊接收的多個導頻符號每一個，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，以及對落在低頻虛子載波上的虛導頻進行線性內(nèi)插處理。
11、如權利要求9或10所述的信道估計器，其特征在于，所述時域信道估計模塊包括截取模塊和線性插值模塊，其中
截取模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取，發(fā)送給線性插值模塊；
線性插值模塊，用于在時間維度的方向上對經(jīng)過截取的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行線性插值得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
12、如權利要求9或10所述的信道估計器，其特征在于，所述時域信道估計模塊包括截取模塊、鏡像復制模塊、變換模塊、零插值模塊和逆變換模塊，其中，
截取模塊，用于對多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行截取，發(fā)送給鏡像復制模塊；
鏡像復制模塊，用于在時間維度的方向上對經(jīng)過截取的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計進行鏡像復制，發(fā)送給變換模塊；
變換模塊，用于依次對經(jīng)過鏡像復制的多個導頻符號的時域信道沖激響應估計中的各個抽頭系數(shù)進行時間維度方向上的離散傅立葉變換或快速傅立葉變換，發(fā)送給零插值模塊；
零插值模塊，用于對變換模塊處理后的信號進行時間維度方向上的插入零值處理，發(fā)送給逆變換模塊；
逆變換模塊，用于對零插值處理后的信號進行時間維度方向上的逆離散傅立葉變換或逆快速傅立葉變換，得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計。
全文摘要
一種在寬帶無線移動通信系統(tǒng)中信道估計的方法及信道估計器1)對通過信道傳輸?shù)亩鄠€導頻符號中的每一個，在可用子載波范圍內(nèi)的導頻子載波采用設定的算法進行導頻信道估計，在落入高頻虛子載波范圍內(nèi)的虛導頻進行邊界值重復處理，得到多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計；2)對多個導頻符號中等間隔導頻子載波位置的信道頻域響應估計進行逆傅立葉變換得到多個導頻符號的時域信道沖激響應估計，采用設定的算法得到數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計；3)將多個導頻符號和得到的數(shù)據(jù)符號的時域信道沖激響應估計插入零值處理后，采用傅立葉變換得到信道估計結果。本發(fā)明提供的方法及信道估計器提高了信道估計的精確度和魯棒性。
文檔編號H04L27/26GK101378371SQ20071014800
公開日2009年3月4日 申請日期2007年8月27日 優(yōu)先權日2007年8月27日
發(fā)明者侯曉林, 戰(zhàn) 張, 加山英俊 申請人:株式會社Ntt都科摩