專利名稱：使用與判決反饋均衡(dfe)組合的基于線性相關(guān)的干擾抵消(lcic)的信道估計方法和系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交頻分復(fù)用(OFDM)通信系統(tǒng)，以及更具體地說， 涉及用于通過計算線性相關(guān)以及使用判決反饋均衡(DFE)，重復(fù)地抵 消相鄰信道干擾，估計時域中的信道的信道估計方法和系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)是多載波凋制，其中，將傳送的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn) 換成M-ary QAM (正交調(diào)幅)調(diào)制復(fù)數(shù)符號(complex symbol)，或 復(fù)數(shù)符號的序列。將復(fù)數(shù)符號序列通過串并轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換成多個并行(同 時)復(fù)數(shù)符號，以及通過矩形脈沖，成形該并行復(fù)數(shù)符號并在副載波 上調(diào)制。在多載波調(diào)制中，設(shè)置副載波間的頻率間隔以便使副載波調(diào) 制并行(同時)復(fù)數(shù)符號彼此垂直，由此不固有地彼此干擾。典型的無線信道可以包括不同有效長度的多個路徑，每一個將不 同延遲引入到在那一路徑之后傳送的部分信號。符號間干擾(ISI)是 指相鄰符號對當前符號的影響，除非適當?shù)匮a償，否則這在接收機處 會導(dǎo)致高誤碼率(BER)。因此，開發(fā)各種方法來通過降低ISI的影響， 增加通信系統(tǒng)的性能。在通過無線"衰落"信道傳送M-aryQAM信號， 而不使用OFDM的情況下，如果由于信道中的多路延遲引起的延遲擴 展大于QAM信號的符號周期，符號間干擾(ISI)發(fā)生并且阻礙接收 機正常地恢復(fù)信號。為此，有必要使用均衡器來補償隨機多路延遲擴 展。然而，在接收機中實現(xiàn)這種均衡器非常復(fù)雜，由于輸入噪聲，會 降低傳輸性能。另一方面，當使用OFDM時，由于能將每一并行(同時)復(fù)數(shù)符
號的周期設(shè)置成遠長于信道的延遲擴展，能大大地降低符號間干擾 (ISI)。特別地，當將保護間隔設(shè)置成長于延遲間隔時，能完全避免 符號間干擾(ISI)。同時，當將保護間隔設(shè)置成長于延遲擴展，實現(xiàn) 補償由多路延遲引起的隨機延遲擴展的均衡器是不必要的。已經(jīng)證明 OFDM對通過無線衰落信道的數(shù)據(jù)傳輸非常有效，由此在歐洲，已經(jīng)用作用于地面數(shù)字電視(DTV)和數(shù)字音頻廣播系統(tǒng)的標準傳輸模式。 另外，OFDM經(jīng)常用在使用有線信道的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，諸如數(shù)字用戶 環(huán)路(DSLs)和電力線通信中，以便減輕由于在有線網(wǎng)絡(luò)環(huán)境中產(chǎn)生 的多路反射而引起的傳輸性能降低。使用OFDM的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的發(fā)射機包括信道編碼單元、調(diào)制 單元和發(fā)射機信道匹配單元。信道編碼單元將待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成編 碼數(shù)據(jù)。使用映射器，調(diào)制單元將編碼數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)符號序列。復(fù) 數(shù)符號序列可以是M-ary QAM、 M-ary移相鍵控(PSK)、差分PSK (DPSK)等等，以及通過串并轉(zhuǎn)換，將復(fù)數(shù)符號的序列轉(zhuǎn)換成多個并 行(同時)復(fù)數(shù)符號，通過矩形脈沖，成形該并行復(fù)數(shù)符號，在副載 波上調(diào)制它們，以及在載波上調(diào)制副載波調(diào)制信號的總和。發(fā)射機信 道匹配單元包括放大器和天線以便通過無線或有線信道，傳送載波調(diào) 制信號。相應(yīng)得接收機包括接收機信道匹配單元、解調(diào)單元和信道解碼單 元。信道解碼單元使用巻積編碼、塊編碼、Turbo編碼或其他編碼方法， 或其組合。為執(zhí)行多個并行(同時傳輸?shù)?復(fù)數(shù)符號和副載波調(diào)制的矩形脈 沖整形，基于采樣定理，在發(fā)射機的調(diào)制單元中實現(xiàn)快速傅立葉逆變 換(IFFT)信號處理器。在接收機中使用相應(yīng)的快速傅立葉變換(FFT)。在使用OFDM的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的發(fā)射機中，通過映射機，將編碼 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)符號序列。由于發(fā)射機中的頻率交織器和接收機中的 頻率去交織器的操作，由于衰落，單獨地影響相鄰復(fù)數(shù)符號。因此， 防止接收機中恢復(fù)的編碼數(shù)據(jù)由于突發(fā)損失而嚴重性能降低。然而， 由于衰落，信息損失概率仍然高，因此，傳輸性能降低高于通過無衰 落信道的數(shù)據(jù)傳輸。同時，在使用多個正交副載波的OFDM中，在接收機中解調(diào)的每 --副載波表現(xiàn)為數(shù)據(jù)符號和頻率非選擇性衰落的乘積(即，相對于副 載波的頻率響應(yīng))。在使用相干調(diào)制的OFDM中，在數(shù)據(jù)檢測期間，相對于每一副載波，估計信道衰落失真，以及將估計結(jié)果用作單抽頭均衡器以便從解 調(diào)副載波中消除衰減失真。在該數(shù)據(jù)檢測期間，信道估計是檢測性能 所必要的，由此已經(jīng)研究并廣泛采用。為便于OFDM中的信道估計的目的，偽噪聲(PN)序列作為均衡 器訓(xùn)練符號被插入到傳輸信號幀中，以及基于傳輸-接收的PN序列和 接收機中所存儲的PN的已知本地副本間的所測量相關(guān)性，估計信道脈 沖響應(yīng)(CIR)(信道的衰落失真)。在時域同步(TDS) OFDM系統(tǒng)中，將除周期前綴(CP)外的PN 序列插入數(shù)據(jù)塊之間，作為保護間隔，因為也將PN序列用作OFDM 接收機處的均衡器訓(xùn)練符號，由此頻譜效率高于僅使用CP的OFDM 系統(tǒng)中。B.W.Song， L.Gui， Y.F.Guan以及W丄Zhang [ " On Channel Estimation and Equalization in TDS-OFDM based Terrestrial HDTV Broadcasting System" ， IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.51, no.3, pp.790-797, 2005年8月]以及J.Wang， Z.X.Yang, C.Y.Pan， J.Song， and L.Yang [ " Iterative Padding Subtraction of the PN
Electronics, vol.5I, no.4， pp.1148-1152,2005年11月]中介紹了使用PN 序列，估計信道脈沖響應(yīng)(CIR)的方法(例如，基于由接收機接收的 基帶釆樣復(fù)信號和本地存儲PN間的循環(huán)(連續(xù)相關(guān)性))。在由B.W.Song等人介紹的方法中，通過檢測時域中的相關(guān)峰值， 估計CIR。然而，僅當最大信道時延擴展小于在傳輸信號中的PN序列 前后分別獲得的前導(dǎo)信號的長度和后導(dǎo)信號的長度之和時，才能使用 該方法。(見圖l)線性均衡未采用傳輸PN均衡器訓(xùn)練序列具有"有限符號集"結(jié) 構(gòu)的事實。判決反饋均衡(DFE)采用傳輸PN序列具有"有限符號集" 結(jié)構(gòu)的事實。為復(fù)用該屬性，判決反饋均衡器使用過去判決來(迭代 地)提高均衡器性能。當(判決反饋均衡)DFE迭代用來估計長延遲 回波時，計算復(fù)雜以及不能實現(xiàn)所需性能。當使用由J.Wang等人介紹 的方法時，時域和頻域間的轉(zhuǎn)換經(jīng)常發(fā)生，導(dǎo)致相當大的復(fù)雜性。另 外，即使許多DFE迭代后，也不能實現(xiàn)所需性能。換句話說，使用循 環(huán)相關(guān)的傳統(tǒng)信道估計方法在CIR估計期間具有非常高的計算復(fù)雜性 以及不能適當?shù)氐窒蓴_，由此導(dǎo)致性能的相當大損失。發(fā)明內(nèi)容公開了使用線性相關(guān)和DFE的信道估計方法。本發(fā)明提供信道估 計方法和系統(tǒng)，具有低計算復(fù)雜性，在CIR估計期間，能適當?shù)氐窒?干擾，以及提供更精確的CIR估計，使用與判決反饋均衡結(jié)合的基于 線性相關(guān)的干擾抵消(LCIC-DFE)。根據(jù)本發(fā)明的方面，提供一種OFDM接收機，包括用于使用基于 線性相關(guān)的干擾抵消(LCIC )和判決反饋均衡 (decision-feedback-equalization) (DFE)，執(zhí)行信道估計的系統(tǒng)。信 道估計系統(tǒng)包括線性相關(guān)器，配置成接收基帶采樣復(fù)信號(complex signal)以及通過計算基帶釆樣復(fù)信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線
性相關(guān)，生成第一相關(guān)序列；以及CIR估計器，用來從第一相關(guān)序列 消除路徑間干擾和消除隨機數(shù)據(jù)干擾。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種使用LCIC-DFE的信道估計方 法。該信道估計方法包括下述步驟(a)計算基帶采樣復(fù)信號和本地 存儲的偽噪聲PN信號間的線性相關(guān)，以及生成第一相關(guān)序列；以及(b)從第一相關(guān)序列迭代地消除路徑間干擾，通過從第一相關(guān)序列消除路 徑間干擾，獲得第二相關(guān)序列，以及基于第二相關(guān)序列，生成第一信道脈沖響應(yīng)(CIR)。信道估計方法可以進一步包括(C)基于第一CIR序列、基帶采 樣復(fù)信號以及基于第一相關(guān)序列生成的符號同步信號，生成反饋信號；以及(d)基于第一CIR序列和反饋信號，從第二相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)千擾，以及基于消除隨機數(shù)據(jù)干擾后獲得的第三相關(guān)序列，生成第二 CIR序列。信道估計方法可以進一步包括使用第三相關(guān)序列，返回到步驟 (b)。步驟(b)包括(bl)檢測第一相關(guān)序列中，具有等于或大于預(yù) 定閾值的振幅的峰值，以及生成觀測矢量；(b2)基于觀測矢量，生成CIR序列；(b3)基于CIR序列，從第一相關(guān)序列消除路徑間干擾； 以及(b4)當預(yù)定閾值大于初始閾值時，使預(yù)定閾值降低到預(yù)定參考 值，并返回到子步驟(bl)。預(yù)定閾值^.的初始閾值^可以是通過^r^)除以M獲得的值，其 中，"j"是表示步驟(b)的迭代數(shù)的指數(shù)，M是允許初始值^大于 最大寄生峰值振幅的預(yù)定數(shù)，以及最大寄生(parasitical)峰值振幅是A丄一 /Zw 。預(yù)定參考值可以定義為<formula>formula see original document page 11</formula>
歩驟(C)可以包括(Cl)基于符號同步信號和CIR序列，從基 帶釆樣復(fù)信號消除幀頭以及恢復(fù)基帶采樣復(fù)信號中的幀體數(shù)據(jù)與當前 信道CIR間的循環(huán)巻積以便生成恢復(fù)幀體(C2)在恢復(fù)幀體上執(zhí)行 快速傅里葉變換以便生成快速傅里葉變換信號；(c3)在CIR序列上執(zhí)行零填充以及在零填充CIR序列上執(zhí)行離散傅里葉變換，以便生成 離散傅里葉變換信號；(c4)基于快速傅里葉變換信號和離散傅里葉變 換信號，執(zhí)行信道均衡以便生成均衡信號；以及(c5)在均衡信號上執(zhí) 行硬判決以便生成硬判決信號。替換地，步驟(c):可以包括(cl)基于符號同步信號和CIR序 列，從基帶釆樣復(fù)信號消除幀頭以及恢復(fù)基帶采樣復(fù)信號中的幀體數(shù) 據(jù)與當前信道CIR間的循環(huán)巻積以便生成恢復(fù)幀體；(c2)在恢復(fù)幀 體上執(zhí)行快速傅里葉變換以便生成快速傅里葉變換信號；(c3)在CIR 序列上執(zhí)行零填充以及在零填充CIR序列上執(zhí)行離散傅里葉變換，以 便生成離散傅里葉變換信號；(c4)基于快速傅里葉變換信號和離散傅 里葉變換信號，執(zhí)行信道均衡以便生成均衡信號；以及(c6)在均衡信 號上執(zhí)行信道解碼以便生成解碼信號。步驟(b2)可以包括計算對應(yīng)于大于預(yù)定閾值的所檢測相關(guān)峰 值的CIR系數(shù)。步驟(b3)可以包括基于觀測矢量，從第一相關(guān)序列抵消路徑 間干擾，在后續(xù)迭代期間，降低峰值檢測中的誤差。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供使用LCIC-DFE的信道估計系統(tǒng)。 信道估計系統(tǒng)包括線性相關(guān)器，接收基帶采樣復(fù)信號以及通過計算 基帶采樣復(fù)信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關(guān)，生成第一相 關(guān)序列；符號同步單元，接收第一相關(guān)序列以及輸出正交頻分復(fù)用 (OFDM)符號同步信號；以及CIR估計器，接收第一相關(guān)序列、符
號同步信號和反饋信號，以及基于第一相關(guān)序列、符號同步信號和反饋信號，估計CIR，以及輸出對應(yīng)于估計結(jié)果的第一 CIR序列。CIR估計器使用閾值方法，迭代地檢測已經(jīng)接收的第一相關(guān)序列中的最大 互相關(guān)值，迭代地消除所檢測的最大互相關(guān)值以便從第一相關(guān)序列消除路徑間T-擾，基于第一CIR序列和反饋信號間的巻積，從消除路徑間千擾后所獲得的第二相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)千擾，以及基于消除隨機數(shù)據(jù)T4尤后所獲得的第三相關(guān)序列，輸出第二 CIR序列。信道估計系統(tǒng)可以進一步包括快速傅里葉變換單元，在從偽噪聲消除單元輸出的恢復(fù)幀體上，執(zhí)行快速傅里葉變換，以及輸出快速傅里葉變換信號；離散傅里葉變換單元，在從CIR估計器輸出的第一 CIR序列上執(zhí)行零填充，在零填充(zero-padded) CIR序列上執(zhí)行離散 傅里葉變換，以及輸出離散傅里葉變換信號；信道均衡器，基于快速 傅里葉變換信號和離散傅里葉變換信號，執(zhí)行信道均衡，以及輸出均 衡信號；硬判決(hard-decision)單元，在從信道均衡器接收的均衡信 號上執(zhí)行硬判決，以及輸出判決信號，以及解碼單元，在從信道均衡 器接收的均衡信號上執(zhí)行信道解碼以及輸出解碼信號。反饋信號可以是從硬判決單元輸出的硬判決信號或從解碼單元輸 出的解碼信號。信道估計系統(tǒng)可以包括在OFDM接收機中。參考用于示例說明本發(fā)明的優(yōu)選實施例的附圖以便傳達本發(fā)明的 充分理解。


通過結(jié)合附圖，詳細地描述優(yōu)選實施例，本發(fā)明的上述和其他特 征將更顯而易見，其中，圖中相同的參考數(shù)字表示相同的部件，其中 圖1示例說明根據(jù)本發(fā)明的實施例的正交頻分復(fù)用(OFDM)傳
輸信號的結(jié)構(gòu)；圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施例的信道估計系統(tǒng)的框圖-, 圖3是示例說明理想線性相關(guān)結(jié)果的圖；圖4是示例說明當0dB的回波(在多路環(huán)境中)存在于循環(huán)相關(guān) 區(qū)域內(nèi)時，執(zhí)行線性相關(guān)的結(jié)果的圖；圖5是示例說明當0dB的回波存在于循環(huán)相關(guān)區(qū)外時，執(zhí)行線性 相關(guān)的結(jié)果的圖；圖6列出了根據(jù)本發(fā)明的實施例，用來模擬信道估計系統(tǒng)的參數(shù)；圖7將使用在中國測試第8(CT8)信道模型中的圖6所示的參數(shù)， 用來模擬信道估計系統(tǒng)的概圖制成列表；圖8是示例說明使用在傳統(tǒng)信道模式中，在圖6中所列出的參數(shù)， 模擬信道估計系統(tǒng)的結(jié)果的圖；以及圖9是示例說明使用在CT8信道模式中，圖6所列出的參數(shù)，模 擬信道估計系統(tǒng)的結(jié)果的圖。
具體實施方式
圖1示例說明根據(jù)本發(fā)明的實施例，正交頻分復(fù)用(OFDM)傳 輸信號的結(jié)構(gòu)。OFDM傳輸信號包括包含偽噪聲(PN)的幀頭l和對 應(yīng)于離散傅里葉逆變換(IDFT)數(shù)據(jù)塊的幀體5。幀頭1包括前導(dǎo)信號(pre-amble) 2、 PN序列3和后導(dǎo)信號4。 參考符號LPN、 Lpw、 U，和Lp。st分別表示幀頭1的長度、前導(dǎo)信號2的 長度、PN序列3的長度和后導(dǎo)信號4的長度?；趍序列方法，即最 大長度序列方法，生成PN序列3。通過PN序列3的循環(huán)延長，生成 前導(dǎo)信號2和后導(dǎo)信號4。例如，當Lpn-255、 Lp,83和Lp。s「82時， 前導(dǎo)信號2對應(yīng)于PN序列3中的第173至第255信號，以及后導(dǎo)信號 4對應(yīng)于PN序列3中的第1至第82信號。圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施例的信道估計系統(tǒng)200的框圖。信道估 計系統(tǒng)200包括線性相關(guān)器110、符號同步單元120以及信道脈沖響應(yīng) (CIR)估計器130。信道估計系統(tǒng)200可以進一步包括PN消除單元 30，以及可以進一步包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器10和頻率同步/時鐘恢復(fù)單元20。 同時，信道估計系統(tǒng)200可以進一步包括快速傅里葉變換(FFT)單元 40、信道均衡器50、解碼單元60、離散傅里葉變換(DFT)單元70 和硬判決單元80。信道估計系統(tǒng)200可以在OFDM接收機內(nèi)實現(xiàn)。線性相關(guān)器110接收基帶采樣復(fù)信號/^;)和本地PN信號C^，以 及計算它們間的線性相關(guān)性，以便生成線性相關(guān)序列/ ^(w)。當以頻率 fs=l/Ts，采樣輸入到信道估計系統(tǒng)200的模擬信號々)時，獲得基帶采 樣復(fù)信號/如)。此時，n-n〃iVc，其中，Nc是包括在幀體5中的OFDM 符號的數(shù)量，以及Tu是NcOFDM符號的整個周期。符號同步單元120接收線性相關(guān)序列^cW以及基于線性相關(guān)序 列/ r+)，生成OFDM符號同步信號SS。CIR估計器130接收線性相關(guān)序列i^c^、符號同步信號ss，以及 反饋信號sf，基于所接收的三個信號，估計CIR，以及輸出對應(yīng)于估計 結(jié)果的CIR序列A,如)(其中，"i"是所接收的OFDM符號的指數(shù))。 反饋信號sf可以是當執(zhí)行判決反饋均衡(DFE)時生成的信號。CIR估計器130使用閾值方法，檢測線性相關(guān)序列Rrc(")中的互相 關(guān)值的最大值，以及從線性相關(guān)序列/ n^;)重復(fù)地消除所檢測的最大互 相關(guān)值，由此從線性相關(guān)序列&c(")消除路徑間干擾(IPI)。另外， CIR估計器130基于CIR序列A,(")和反饋信號sf間的巻積，從線性相 關(guān)序列&c("消除隨機數(shù)據(jù)干擾(與噪聲類似)。此后，CIR估計器130 基于已經(jīng)從其消除路徑間干擾(IPI)和隨機數(shù)據(jù)干擾的線性相關(guān)序列 Rrx(n)，輸出CIR序列。更詳細地說，線性相關(guān)序列^" )具有三種類型的干擾 一種是由 于幀頭的異常互相關(guān)引起的路徑間干擾(IPI);另一種是在幀體中出
現(xiàn)的隨機數(shù)據(jù)干擾，以及其他是信道加性高斯白噪聲(AWGN)。路 徑間千擾(IPI)比其他兩種干擾更影響CIR估計。通過迭代地檢測最 大互相關(guān)佰和從線性相關(guān)序列Arc(,7)移出它，能抵消路徑間干擾(IPI)?；鵩CR序列/;(,')和反饋信號sf間的巻積，通過CIR估計器130，能抵消隨機千擾。基于從其移出路徑間干擾的線性相關(guān)序列^"C(,！)，生成CIR序列A,(^，以及基于恢復(fù)幀體;a^;)，生成反饋信號sf?？梢赃M一步包括在信道估計系統(tǒng)200中的PN消除單元30基于從 符號同步單元120輸出的符號同步信號ss以及從CIR估計器130輸出 的CIR序列/;如)，從基帶采樣復(fù)信號K"中消除幀頭1 (圖l)，恢復(fù) 頻帶采樣復(fù)信號K")中的幀體數(shù)據(jù)和當前CIR間的循環(huán)巻積，以及輸出 恢復(fù)的幀體x《^)。如上所述，信道估計系統(tǒng)200可以進一步包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC) 10和頻率同步/時鐘恢復(fù)單元20。模數(shù)轉(zhuǎn)換器10以預(yù)定采樣頻率fs， 采樣所接收的模擬信號^)，以及輸出對應(yīng)于采樣結(jié)果的數(shù)字信號。其 中，預(yù)定采樣頻率fs可以是1/Ts以及Ts可以是Tu/Nc (見圖1)。頻率同步/時鐘恢復(fù)單元20補償從模數(shù)轉(zhuǎn)換器10輸出的數(shù)字信號 中的采樣時鐘偏移和載波頻率偏移，以及輸出基帶采樣復(fù)信號r0。信道估計系統(tǒng)200可以進一步包括FFT單元40、 DFT單元70、 信道均衡器50、硬判決單元80和解碼單元60。FFT單元40在由PN消除單元30恢復(fù)的幀體x"")上執(zhí)行快速傅里 葉變換(FFT)，以及輸出快速傅里葉變換信號"("，其中，"k"表 示副載波的指數(shù)。DFT單元70在從CIR估計器130輸出的CIR序列l(wèi)如)上執(zhí)行零 填充，在零填充序列上執(zhí)行離散傅里葉變換(DFT)，以及輸出離散傅
里葉變換信號H,^，其中，"k"表示副載波的指數(shù)。信道均衡器50基于從FFT單元40輸出的快速傅立葉變換"(々)和 從DFT單元70輸出的離散傅里葉變換信號//,(/0，執(zhí)行信道均衡，以及輸出均衡信號S,刺。其中，通過"W除以s,W獲得均衡信號s,("。硬判決單元80接收從信道均衡器50輸出的均衡信號&Ot)，在均 衡信號H)上執(zhí)行硬判決，以及將硬判決結(jié)果輸出為反饋信號sf。信 道均衡器50還可以將均衡信號S,Ot)輸出到解碼單元60和CIR估計器 130。解碼單元60從信道均衡器50接收均衡信號Afr)，在其上執(zhí)行信 道解碼，以及輸出解碼信號。解碼單元60可以使用向前糾錯(FEC)， 執(zhí)行維特比(Viterbi)解碼?？梢曰诰庑盘朣,OO，生成輸入到CIR估計器130的反饋信號 sf。反饋信號sf可以是由處理均衡信號^0O的硬判決單元80生成的硬 判決信號或由處理均衡信號i,W的解碼單元60生成的解碼信號。如上所述，信道估計系統(tǒng)200可以包括在OFDM接收機中。圖3是示例說明在根據(jù)本發(fā)明的實施例的信道估計系統(tǒng)中，線性 相關(guān)性的理論結(jié)果的圖。換句話說，圖3所示的圖表示不反映通過信 道傳送的幀頭和本地PN間的隨機數(shù)據(jù)干擾的線性相關(guān)性的結(jié)果以及 信道噪聲。圖3示例說明相對于幀頭1 ，通過如下設(shè)置的參數(shù) Lpre-83，Lp。st=82,Lm=255以及LPN=420，線性相關(guān)性的結(jié)果。對應(yīng)于前 導(dǎo)和后導(dǎo)信號2和4，(在時間=+255和-255)生成主峰值(在時間=0) 以及兩個寄生峰值。循環(huán)相關(guān)區(qū)中的線性相關(guān)性的結(jié)果-L^3寸間ipU中心)與由于幀頭1的循環(huán)延長的循環(huán)相關(guān)的結(jié)果。通過前導(dǎo)和 后導(dǎo)信號2和4，由于循環(huán)相關(guān)的失真，相關(guān)噪聲存在于循環(huán)相關(guān)區(qū)外。圖4是當0dB的回波(在多路環(huán)境中)存在于循環(huán)相關(guān)區(qū)內(nèi)時，執(zhí)行線性相關(guān)的結(jié)果的圖。為簡化說明書的目的，在該圖中未示出信道噪聲。可以將圖4中所示的線性相關(guān)的結(jié)果視為如圖3所示，近似理想 相關(guān)(由于信道巻積的線性化)以及實際信道中的信道CIR間的巻積。 因此，通過檢測圖4所示的多路相關(guān)峰值，能執(zhí)行相對于實際信道的 CIR估計。參考圖4，由于0dB回波(即log (第一峰值6的振幅(例 如0.09) /第二峰值7的振幅(例如0.09))存在于循環(huán)相關(guān)區(qū)(具有 最小額定振幅)中，能易于檢測峰值。然而，實際上，難以明確地確定多路的分布范圍，因此，在具有 高振幅的位置(特別是寄生峰值)處，可能錯誤地檢測峰值。圖5是示例說明當0dB回波存在于循環(huán)相關(guān)區(qū)外時，執(zhí)行線性相 關(guān)的結(jié)果的圖。參考圖5，當0dB回波(即第四峰值9是第三峰值8 的回波)存在于循環(huán)相關(guān)區(qū)之外時，完全破壞循環(huán)相關(guān)區(qū)，因此，由 于多路或低振幅回波，難以檢測短延遲。因此，本發(fā)明的實施例使用 順序地檢測多路相關(guān)峰值以及從相關(guān)序列(即r(;")，消除多路相關(guān)峰 值的方法。在下文中，將參考圖2，進一步描述根據(jù)本發(fā)明的實施例的信道 估計的方法的步驟。在步驟(a)，線性相關(guān)器110計算在基帶采樣復(fù)信號r(n)和本地 PN信號C("間的線性相關(guān)性，以及生成第一線性相關(guān)序列^c(";)。在 步驟(b)中，CIR估計器130從第一線性相關(guān)序列7^c(^重復(fù)地消除路徑間千擾，以及基于在消除路徑間干擾后獲得的第二相關(guān)序列，生 成第一 CIR序列。
根據(jù)本發(fā)明的當前實施例的信道估計可以進一步包括下述步驟 (C)和(d)。在步驟(C)中，信道估計系統(tǒng)200基于第一CIR序列、 基帶采樣復(fù)信號^0以及基于第一線性相關(guān)序列/6r(w)所生成的符號同 步信號，生成反饋信號sf。
在步驟(d)中，CIR估計器130基于第一CIR序列和反饋信號sf， 從第二相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)干擾，以及基于在消除隨機數(shù)據(jù)干擾后 所獲得的第三相關(guān)序列，生成第二CIR序列。換句話說，可以從第一線性相關(guān)序列i rc^ (其在步驟(a)中生 成)消除路徑間干擾(步驟(b))以及基于路徑間干擾自由相關(guān)序列， 估計CIR。另外，從路徑間干擾自由相關(guān)序列(步驟(d))消除隨機 數(shù)據(jù)干擾，然后，可以從隨機數(shù)據(jù)干擾自由相關(guān)序列，估計CIR。因此， 通過步驟(c)和(d)，執(zhí)行DFE。
替換地，可以將步驟(d)中生成的第三相關(guān)序列設(shè)置成第一相關(guān) 序列以及可以從步驟(b)重復(fù)步驟。換句話說，當DFE迭代次數(shù)為O 時，省略步驟(c)和(d)。當DFE迭代數(shù)為1， 一次執(zhí)行步驟(c) 和(d)的每一個。
在步驟(a)，線性相關(guān)器llO基于基帶采樣復(fù)信號r(")和本地PN信號C("，計算線性迭代以及生成第一相關(guān)序列i K(M)。第一相關(guān)序列(。包括路徑間干擾和隨機數(shù)據(jù)干擾。
在步驟(b) ， CIR估計器130從第一相關(guān)序列i rc(n)消除路徑間 干擾。步驟(b)包括在子步驟(bl)中，在第一相關(guān)序列i rc(")中檢 測具有等于或大于預(yù)定閾值^,的峰值，以及生成觀測矢量力，，在子步
驟(b2)中，基于觀測矢量，生成CIR序列，在子步驟(b3)中，基 于CIR序列，從第一相關(guān)序列i^r(/"消除路徑間干擾，以及在子步驟 (b4)中，當預(yù)定閾值^大于初始閾值^ (其可以設(shè)置成大于最大寄 生峰值)時，根據(jù)預(yù)定參數(shù)，降低預(yù)定閾值A(chǔ),，以及返回到子步驟(bl)。4/ =fl(r。 J， J，…，0、~ —在子歩驟(bi)，在第一相關(guān)序列w,.,'"如)中，檢測具有等于或 大于預(yù)定閾值的振幅的峰值，以及生成觀測矢量，其中，a(r。)至;e,」是各個檢測峰值的振幅， Qj是檢測峰值數(shù)，(r表示矩陣轉(zhuǎn)置，以及r。至、—,是相對時延。另外，預(yù)定閾值^.的初始閾值^可以是將^r^)除以M所獲得的值，其中， "j"是表示迭代數(shù)并等于"iter"的指數(shù)，M是允許初始值^大于最大寄生峰值的預(yù)定數(shù)，以及最大寄生峰值可以是)或A一 / ;/V在子步驟(b2)中，基于觀測矢量^，生成第j個CIR序列。當 生成第j個CIR序列時，對應(yīng)于大于預(yù)定閾值^的相關(guān)閾值，計算CIR 系數(shù)?？梢曰谛诺繡IR和對于CIR估計器130已知的、當在幀體中 不存在干擾時獲得的理想相關(guān)間的巻積，同時計算觀測矢量。為了當 生成第j個CIR序列時同時計算CIR系數(shù)，可以使用統(tǒng)一解決方案。在子步驟(b3)，基于第j個CIR序列，從相關(guān)序列i W『'(")消 除路徑間干擾。路徑間干擾自由相關(guān)序列是i K"^'"(")。當消除路徑間 干擾時，基于觀測矢量，可以同時抵消路徑間干擾，以便在后續(xù)迭代 期間，減少峰值檢測中的誤差。干擾抵消的理論基礎(chǔ)是基于信道CIR 和對于CIR估計器130已知的、當在幀體中不存在干擾時獲得的理想 相關(guān)間的巻積關(guān)系。在子步驟(b4)，當預(yù)定閾值^.大于初始閾值a(r,)77/wJ寸， 將預(yù)定閾值降低到預(yù)定參考。77/re/。 w是將檢測的最大多路峰值和最
小多路峰值間的比率，以及預(yù)定參考可以定義為^.-^.+,/M。此后， 相對于相關(guān)序列i^—''+' ( )，重復(fù)消除路徑間干擾的步驟。步驟(C)可以包括子步驟(Cl至c5)，包括在子步驟(Cl)，從基帶采樣復(fù)信號r(")中消除幀頭(基于從符號同步單元120和cir序 列/;,如)輸出的符號同步信號ss)，以及恢復(fù)基帶采樣復(fù)信號r^)中的幀體數(shù)據(jù)和當前信道cir間的循環(huán)巻積關(guān)系，以便生成恢復(fù)幀體^,G;);在子步驟(c2)，在恢復(fù)的幀體義,如)上執(zhí)行FFT以便生成快速傅里葉 變換信號A^:);在子步驟(c3)，在CIR序列A,(…上執(zhí)行零填充以及 在零填充A,如)上執(zhí)行DFT，以便生成離散傅里葉變換信號//,.(";在子 步驟(c4)，基于快速傅里葉變換信號義,W和離散傅里葉變換信號 H,(/。，執(zhí)行信道均衡以便生成均衡信號；以及在子步驟(c5)，在均 衡信號上執(zhí)行硬判決以便生成硬判決信號；,.0t)。代替執(zhí)行子步驟(c5)，可以執(zhí)行在均衡信號i,刺上執(zhí)行信道解碼以便生成解碼信號的子步驟。換句話說，反饋信號sf可以由硬判決或由均衡信號；,("的信道解碼產(chǎn)生。在步驟(d)，使用通過DFE生成的當前幀體數(shù)據(jù)和在前OFDM 信號中的幀體數(shù)據(jù)，可以抵消隨機數(shù)據(jù)干擾。能基于信道cir和通過 DFE獲得的幀體數(shù)據(jù)和當隨機數(shù)據(jù)干擾不存在于幀頭中時的本地PN 間的相關(guān)間的巻積，能抵消隨機數(shù)據(jù)干擾。根據(jù)本發(fā)明的上述示例性實施例的信道估計能由下述算法(偽代 碼)表示<formula>formula see original document page 21</formula>基于A，生成cir序列；7 rc'""'" (w)-通過從/ /V一 (w)抵消路徑間干擾而獲得的序列; 基于^cto = /(n)，生成CIR序列； =〃" /M ;(5)如果(Z)M〈A^J 生成反饋信號；/ rc'—(M)-通過從7 /r'—'( )抵消隨機數(shù)據(jù)干擾獲得的序列; 返回到(2) ; }。圖6列出了用來模擬根據(jù)本發(fā)明的實施例的信道估計系統(tǒng)的參數(shù)。圖7使用在中國測試第8 (CT8)信道模型中，使用圖6中列出的 參數(shù)，制表用來模擬信道估計系統(tǒng)的配置。圖8是示例說明在"Digital Video Broadcasting (DVB) :Frame structure, Channel Coding and Modulation for Digital Terrestrial Television" [ETSI， Tech, Rep. EN300 744 vl. 1.2,1997年8月]中公開 了在DVB-T信道模式的固定接收Fl中，使用圖6中列出的參數(shù)的信 道估計系統(tǒng)的模擬結(jié)果的圖。參考圖8，在抵消隨機數(shù)據(jù)干擾前(即在第一 DFE迭代中)，M=2 以及77^,。,,,,。為1/8，以及當?shù)窒S機數(shù)據(jù)干擾時(即在第二DFE迭代 中)"C,。一為1/16。參考圖8，與傳統(tǒng)信道估計(由J.Wang， Z.X.Yang, C.Y.Pan， J.Song, and L.Yang [ "Iterative Padding Subtraction of the PN Sequence for the TDS-OFDM over Broadcast Channels " ， IEEE Trans. Consumer Electronics, vol.51, no.4, pp.1148-1152,2005年11月中介紹的方法[2]] 相比，在根據(jù)本發(fā)明的當前實施例執(zhí)行的信道估計中，符號誤碼率一 律更低[LCIC-DFENdfe-l， Ndfe=2]。另外，當與當僅使用基于線性相 關(guān)的干擾抵消(LCIC)，而不使用DFE時相比，當執(zhí)行一個DFE迭 代(Ndfe-O)時，在SER=0.1時，使信噪比(SNR)增加約3dB。圖9是示例說明在CT8信道模式中，使用與用在圖8中所示的模 擬中相同的參數(shù)(圖6)，信道估計系統(tǒng)的模擬結(jié)果的圖。參考圖8和 9， CIR估計主要受用在圖8中所示的模擬中的信道模式中的路徑間干 擾影響，其中，不存在長延遲回波。因此，信道估計不受DFE迭代數(shù) 影響。然而，由于用在圖9所示的模擬中的CT8模式具有長延遲和高 振幅回波，基于NFE迭代數(shù)，性能顯著不同。如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實施例，能有效地估計信道CIR，以及 在具有長延遲和高振幅回波的環(huán)境中，顯著地改進信道CIR估計的性能。另外，本發(fā)明具有比使用循環(huán)相關(guān)，執(zhí)行傳統(tǒng)信道估計方法的系 統(tǒng)更低的系統(tǒng)復(fù)雜性，從而便于實現(xiàn)。盡管參考其優(yōu)選實施例，特別示出和描述了本發(fā)明，本領(lǐng)域的普 通技術(shù)人員將理解到在不背離如由下述權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的精 神和范圍的情況下，可以在形式和細節(jié)方面做出各種改變。
權(quán)利要求
1. 一種信道估計方法，使用與判決反饋均衡(DFE)結(jié)合的基于 線性相關(guān)的干擾抵消(LCIC)。
2. 如權(quán)利要求1所述的信道估計方法，其中，該信道估計方法包 括下述步驟(a) 計算基帶采樣復(fù)信號和本地存儲的偽噪聲PN信號間的線性 相關(guān)，以及生成第一相關(guān)序列；以及(b) 從第一相關(guān)序列迭代地消除路徑間干擾，通過從第一相關(guān)序 列消除路徑間干擾而獲得第二相關(guān)序列，以及基于第二相關(guān)序列，生 成第一信道脈沖響應(yīng)(CIR)。
3. 如權(quán)利要求2所述的信道估計方法，進一步包括(c) 基于第一CIR序列、基帶采樣復(fù)信號以及基于第一相關(guān)序列 生成的符號同步信號，生成反饋信號；以及(d) 基于第一CIR序列和反饋信號，從第二相關(guān)序列消除隨機數(shù) 據(jù)干擾，通過從第二相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)干擾，獲得第三相關(guān)序列， 以及基于第三相關(guān)序列，生成第二CIR序列。
4. 如權(quán)利要求3所述的信道估計方法，進一步包括(e)使用第 三相關(guān)序列，返回到步驟(b)。
5. 如權(quán)利要求2所述的信道估計方法，其中，步驟(b)包括子步驟(bl)檢測第一相關(guān)序列中，具有等于或大于預(yù)定閾值的振幅的 峰值，以及生成觀測矢量；(b2)基于觀測矢量，生成CIR序列；(b3)基于CIR序列，從第一相關(guān)序列消除路徑間干擾；以及 (b4)當預(yù)定閾值大于初始閾值時，使預(yù)定閾值降低到預(yù)定參考 值，并返回到子步驟(bl)。
6.如權(quán)利要求5所述的信道估計方法，其中，預(yù)定閾值^.的初始 閾值^是通過^r^)除以M獲得的值，其中，"j"是表示步驟(b) 的迭代數(shù)的指數(shù)，M是允許初始值f/',大于最大寄生峰值振幅的預(yù)定數(shù)，以及最大寄生峰值振幅是<formula>formula see original document page 3</formula>或卜(承<formula>formula see original document page 3</formula>
7.如權(quán)利要求6所述的信道估計方法，其中，預(yù)定參考值定義為
8.如權(quán)利要求3所述的信道估計方法，其中，步驟(c)包括子步驟(cl)基于符號同步信號和CIR序列，從基帶采樣復(fù)信號消除幀 頭，以及恢復(fù)基帶采樣復(fù)信號中的幀體數(shù)據(jù)與當前信道CIR間的循環(huán) 巻積以便生成恢復(fù)幀體；(c2)在恢復(fù)幀體上執(zhí)行快速傅里葉變換以便生成快速傅里葉變 換信號；(c3)在CIR序列上執(zhí)行零填充以及在零填充CIR序列上執(zhí)行離 散傅里葉變換，以便生成離散傅里葉變換信號；(c4)基于快速傅里葉變換信號和離散傅里葉變換信號，執(zhí)行信 道均衡以便生成均衡信號；以及(c5)在均衡信號上執(zhí)行硬判決以便生成硬判決信號。
9.如權(quán)利要求3所述的信道估計方法，其中，步驟(c)包括子步驟(cl)基于符號同步信號和CIR序列，從基帶采樣復(fù)信號消除幀 頭，以及恢復(fù)基帶釆樣復(fù)信號中的幀體數(shù)據(jù)與當前信道CIR間的循環(huán) 巻積以便生成恢復(fù)幀體；(c2)在恢復(fù)幀體上執(zhí)行快速傅里葉變換，以便生成快速傅里葉 變換信號；(c3 )在CIR序列上執(zhí)行零填充以及在零填充CIR序列上執(zhí)行離散傅里葉變換，以便生成離散傅里葉變換信號-，(c4)基于快速傅里葉變換信號和離散傅里葉變換信號，執(zhí)行信 道均衡以便生成均衡信號；以及(c6)在均衡信號上執(zhí)行信道解碼以便生成解碼信號。
10. 如權(quán)利要求5所述的信道估計方法，其中，子步驟(b2)包 括計算對應(yīng)于大于預(yù)定閾值的所檢測相關(guān)峰值的CIR系數(shù)。
11. 如權(quán)利要求5所述的信道估計方法，其中，子步驟(b3)進 一步包括通過基于觀測矢量，從第一相關(guān)序列抵消路徑間干擾，在后 續(xù)迭代期間，降低峰值檢測中的誤差。
12. -種信道估計系統(tǒng)，使用與判決反饋均衡結(jié)合的基于線性相 關(guān)的干擾抵消。
13. 如權(quán)利要求12所述的信道估計系統(tǒng)，其中，信道估計系統(tǒng)包括線性相關(guān)器，配置成接收基帶采樣復(fù)信號以及通過計算基帶采樣復(fù)信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關(guān)，生成第一相關(guān)序列；符號同步單元，配置成接收第一相關(guān)序列以及輸出正交頻分復(fù)用(OFDM)符號同步信號；以及信道脈沖響應(yīng)(CIR)估計器，配置成接收第一相關(guān)序列、符號同 步信號和反饋信號，以及基于第一相關(guān)序列、符號同步信號和反饋信 號，估計CIR，以及輸出對應(yīng)于估計結(jié)果的第一CIR序列，其中，CIR估計器用來消除路徑間干擾，以及從第一相關(guān)序列消 除隨機數(shù)據(jù)千擾。
14. 如權(quán)利要求13所述的信道估計系統(tǒng)，其中，CIR估計器 迭代地檢測第一相關(guān)序列中的最大互相關(guān)值，基于第一 CIR序列和反饋信號間的巻積，迭代地消除所檢測的最 大互相關(guān)值以便從第一相關(guān)序列消除路徑間干擾，從通過從第一相關(guān) 序列消除路徑間干擾而獲得的第二相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)干擾，以及基于通過從第一相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)干擾獲得的第三相關(guān) 序列，輸出第二CIR序列。
15. 如權(quán)利要求13所述的信道估計系統(tǒng)，進一步包括 快速傅里葉變換單元，配置成在從偽噪聲消除單元輸出的恢復(fù)幀體上，執(zhí)行快速傅里葉變換，以及輸出快速傅里葉變換信號；離散傅里葉變換單元，配置成在從CIR估計器輸出的第一 CIR序 列上執(zhí)行零填充，在零填充CIR序列上執(zhí)行離散傅里葉變換，以及輸 出離散傅里葉變換信號；信道均衡器，配置成基于快速傅里葉變換信號和離散傅里葉變換 信號，執(zhí)行信道均衡，以及輸出均衡信號，以及至少下述一個硬判決單元，配置成在從信道均衡器接收的均衡信號上執(zhí)行硬判 決以及輸出硬判決信號；以及解碼單元，配置成在從信道均衡器接收的均衡信號上執(zhí)行信道解 碼以及輸出解碼信號。
16. 如權(quán)利要求15所述的信道估計系統(tǒng)，其中，反饋信號是從硬 判決單元輸出的硬判決信號。
17. 如權(quán)利要求15所述的信道估計系統(tǒng)，其中，反饋信號是從解 碼單元輸出的解碼信號。
18. —種OFDM接收機，包括用于使用基于線性相關(guān)的干擾抵消 和判決反饋均衡，執(zhí)行信道估計的系統(tǒng)。
19. 如權(quán)利要求18所述的接收機，其中，信道估計系統(tǒng)包括 線性相關(guān)器，配置成接收基帶采樣復(fù)信號，以及通過計算基帶采 樣復(fù)信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關(guān)，生成第一相關(guān)序列; 以及CIR估計器，用來從第一相關(guān)序列消除路徑間干擾和消除隨機數(shù) 據(jù)干擾。
20.如權(quán)利要求19所述的接收機，其中，CIR估計器 迭代地檢測第一相關(guān)序列中的最大互相關(guān)值，基于第一 CIR序列和反饋信號間的巻積，迭代地消除所檢測的最 大5相關(guān)值以便從第 一 相關(guān)序列消除路徑間干擾，從通過從第 一 相關(guān) 序列消除路徑間干擾所獲得的第二相關(guān)序列，消除隨機數(shù)據(jù)干擾，以及基于通過從第一相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)干擾而獲得的第三相關(guān)序列，輸出第二CIR序列。
全文摘要
提供使用與判決反饋均衡結(jié)合的基于線性相關(guān)的干擾抵消(LCIC-DFE)的信道估計方法和系統(tǒng)。信道估計方法包括通過計算基帶采樣復(fù)信號和本地存儲的偽噪聲信號間的線性相關(guān)，生成第一相關(guān)序列，以及通過從第一相關(guān)序列迭代地消除路徑間干擾，獲得第二相關(guān)序列，以及基于第二相關(guān)序列，生成第一信道脈沖響應(yīng)(CIR)序列。同時，基于第一ICR序列和反饋信號，通過從第二相關(guān)序列消除隨機數(shù)據(jù)干擾，獲得第三相關(guān)序列，以及基于第三相關(guān)序列，生成第二CIR序列。
文檔編號H04L27/26GK101123596SQ20071012712
公開日2008年2月13日 申請日期2007年6月28日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月12日
發(fā)明者劉光輝 申請人:三星電子株式會社