專利名稱：信道估計(jì)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種信道估計(jì)的方法。

背景技術(shù)：
目前通信技術(shù)主要要解決的問題是如何在有限的帶寬內(nèi)可靠地提高傳輸速率。由于信道的影響，尤其是無線信道是一個(gè)時(shí)間和頻率雙色散信道，信號(hào)會(huì)產(chǎn)生畸變并加入噪聲，因此在有效傳輸凈荷或數(shù)據(jù)部分的同時(shí)，系統(tǒng)還應(yīng)能識(shí)別出信道的變化，并加以抵消或補(bǔ)償。此外，接收端還要對接收信號(hào)進(jìn)行時(shí)鐘恢復(fù)、載波恢復(fù)和信道估計(jì)等。在復(fù)雜的傳輸環(huán)境中，為保證通信系統(tǒng)的可靠性和高效性，通信系統(tǒng)通常采用的方法是傳輸一段特定信號(hào)，作為傳輸數(shù)據(jù)塊之間的保護(hù)間隔和數(shù)據(jù)塊同步。
對于多載波系統(tǒng)，通常OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)幀格式的第一和第二種構(gòu)成如圖1和圖2所示。在圖1的格式中，DFT(Discrete FourierTransform，離散傅立葉變換)或FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立葉變換)塊A2位于循環(huán)前綴段A1之后，循環(huán)前綴用作DFT塊的保護(hù)間隔。OFDM調(diào)制需要使用保護(hù)間隔或它的等效體，以便對抗接收信號(hào)中可能存在的多徑干擾，防止OFDM符號(hào)間干擾，該結(jié)構(gòu)稱為CP-OFDM(Cyclic Padding OFDM，循環(huán)前綴的正交頻分復(fù)用)。CP-OFDM目前已經(jīng)得到廣泛應(yīng)用，如DAB(Digital Audio Broadcasting，數(shù)字音頻廣播)、DVB-T(Terestrial Digital VideoBroadcasting，地面數(shù)字視頻廣播)、IEEE802.11a、HIPERLAN/2無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)等。在圖2的格式中，DFT塊B2后面跟著零填充段B1，此零填充段用作DFT塊的保護(hù)間隔。該結(jié)構(gòu)稱為ZP-OFDM(Zero Padding OFDM，零填充的正交頻分復(fù)用)?？蓞⒁娢墨I(xiàn)[Muquet B，WangZ，Giannakis G.B，Courville M.de，and Duhamel P，Cyclic Prefixing or Zero Padding for WirelessMulticarrier Transmissions，IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)2136-2148.]。
對于SC(Single Carrier，單載波系統(tǒng))，幀結(jié)構(gòu)格式通常是數(shù)據(jù)塊保護(hù)間隔中填充訓(xùn)練序列的方法，其構(gòu)成如圖3和圖4所示。在圖3的格式中，數(shù)據(jù)塊C2位于兩個(gè)訓(xùn)練序列C1之間，前一個(gè)訓(xùn)練序列可以看作數(shù)據(jù)塊和后一個(gè)訓(xùn)練序列的循環(huán)前綴，消除數(shù)據(jù)塊間干擾。在圖4的格式中，數(shù)據(jù)塊D2位于訓(xùn)練序列D1之后?？蓞⒁娢墨I(xiàn)[Witschnig H.，Mayer，T.，PetitM.，Hutzelmann H.，Springer A.，Weigel R.，The advantages of a unique word for synchronisationand channel estimation in a SC/FDE system，Personal Mobile Communications Conference，2003.5th European(Conf.Publ.No.492)22-25 April 2003 Page(s)436-440]。
參見圖5，為基于偽隨機(jī)序列填充的單載波或多載波系統(tǒng)的基帶模型示意圖。圖中S/P和P/S分別表示串并轉(zhuǎn)換和并串轉(zhuǎn)換。在發(fā)射端假設(shè)第i幀數(shù)據(jù)為

符號(hào)

表示長度為N的序列。
如果經(jīng)過多載波系統(tǒng)，則先進(jìn)行IDFT(Inverse discrete Fourier transform，逆離散傅立葉變換)得到 式中，i表示OFDM幀號(hào)，S表示頻域數(shù)據(jù)，s表示時(shí)域數(shù)據(jù)。
然后將預(yù)先定義的偽隨機(jī)序列(PN)

插入到每個(gè)IDFT的輸出

中，得到發(fā)送信號(hào)。
如果經(jīng)過單載波系統(tǒng)，則直接將偽隨機(jī)序列(PN)

插入到第i幀數(shù)據(jù)

中，得到發(fā)送信號(hào)，如圖6所示。
由于多載波系統(tǒng)和單載波系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)均可以表示為用偽隨機(jī)序列(PN)替代數(shù)據(jù)塊之間的保護(hù)間隔，而數(shù)據(jù)塊可以在頻域或者時(shí)域，因此可以將第i幀數(shù)據(jù)統(tǒng)一用

表示。參見圖7，發(fā)送信號(hào)幀可以分為不相互混疊的兩部分，即偽隨機(jī)序列和數(shù)據(jù)發(fā)送信號(hào)經(jīng)過傳輸信道時(shí)會(huì)發(fā)生畸變和引入噪聲，假設(shè)采用的信道模型為準(zhǔn)靜態(tài)的L階FIR(Finite Impulse Response，有限沖激響應(yīng))系統(tǒng)，則將CIR(Channel ImpulseReponse，信道沖激響應(yīng))記為

在實(shí)際的傳輸系統(tǒng)中，偽隨機(jī)序列長度通常設(shè)計(jì)為不小于信道沖激響應(yīng)的長度(即信道的最大延時(shí))，即有M≥L。
由于多徑信道的影響，接收端信號(hào)

會(huì)發(fā)生混疊，有混疊的接收信號(hào)包括兩個(gè)部分

表示偽隨機(jī)序列和信道沖激響應(yīng)的線性卷積，

表示數(shù)據(jù)塊和信道沖激響應(yīng)的線性卷積，參見圖8和圖9，

與

可分別表示為 由于噪聲的影響，接收信號(hào)可以表示為 ri，k＝ui，k+ni，k，0≤k<M+N； 式中，ni，k表示AWGN(Additive White Gaussian Noise，加性白高斯噪聲)，其中ui，k可表示為 在接收端解調(diào)數(shù)據(jù)時(shí)，需要將

從

信號(hào)中去除，留下余項(xiàng)

即消除偽隨機(jī)序列對數(shù)據(jù)的干擾。
對于多載波系統(tǒng)，余項(xiàng)

與ZP-OFDM的情況相同，因此現(xiàn)有應(yīng)用于ZP-OFDM系統(tǒng)的方法都適用，例如，文獻(xiàn)[Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，Courville M.de，andDuhamel P，Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions，IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)2136-2148.]中提到的迫零(ZF，Zero Forcing)和最小均方估計(jì)(MMSE，Minimum Mean Square Error)均衡算法。
對于單載波系統(tǒng)，余項(xiàng)

可以利用經(jīng)典的時(shí)域均衡技術(shù)消除碼間干擾(ISI，InterSymbol Interference)，例如，文獻(xiàn)[S.U.H.Qureshi，“Adaptive Equalization，”Proc.IEEE，vol.73，no.9，Sept.1985，pp.1349-87]中提到的自適應(yīng)算法；或者使用頻域均衡技術(shù)，例如，文獻(xiàn)[N.Benvenuto and S.Tomasin，“On the comparison between OFDM and single carrier modulation witha DFE using a frequency-domain feed-forward filter，”IEEE Trans.Commun.，vol.50，no.6，pp.947-955，June2002]中提到的SC-DFE方法。
在一般的分析中，通常假設(shè)接收端能夠得到準(zhǔn)確的信道沖激響應(yīng)，因此偽隨機(jī)序列能夠與數(shù)據(jù)完全分解開。然而實(shí)際上要想得到準(zhǔn)確的信道沖激響應(yīng)，需要將數(shù)據(jù)和偽隨機(jī)序列的影響完全分離。因此，準(zhǔn)確分解數(shù)據(jù)與偽隨機(jī)序列和準(zhǔn)確估計(jì)信道沖激響應(yīng)這兩點(diǎn)是互相制約的。并且由于信道的時(shí)變性、系統(tǒng)引入的誤差和本身估計(jì)方法的偏差，往往不能得到準(zhǔn)確的信道沖激響應(yīng)。
對于偽隨機(jī)序列填充的多載波或單載波系統(tǒng)，均可以將其幀結(jié)構(gòu)看作一個(gè)偽隨機(jī)序列加數(shù)據(jù)塊的結(jié)構(gòu)，無論該數(shù)據(jù)塊是時(shí)域的(如單載波系統(tǒng))還是頻域的(如多載波系統(tǒng))。如何分離偽隨機(jī)序列和數(shù)據(jù)，消除數(shù)據(jù)對偽隨機(jī)序列的干擾以更好地估計(jì)信道沖激響應(yīng)，以及消除偽隨機(jī)序列對數(shù)據(jù)的干擾以更好地恢復(fù)數(shù)據(jù)，是這類幀結(jié)構(gòu)在信道估計(jì)和均衡中遇到的主要問題。中國發(fā)明專利200510012127.6《一種OFDM調(diào)制系統(tǒng)中偽隨機(jī)序列填充的迭代消除方法》中提出了一種迭代分解的方法，解決了信道估計(jì)和均衡的問題，但是該算法復(fù)雜度較高、實(shí)現(xiàn)較困難。


發(fā)明內(nèi)容
為了降低信道估計(jì)的復(fù)雜度，本發(fā)明提供了一種信道估計(jì)的方法，所述方法包括 步驟A對當(dāng)前幀的前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積，進(jìn)行去除碼間干擾和噪聲，得到所述前一幀的新線性卷積； 步驟B計(jì)算所述當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)，并將其設(shè)置為初始信道估計(jì)； 步驟C計(jì)算所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和初始信道估計(jì)的線性卷積； 步驟D根據(jù)所述當(dāng)前幀的接收信號(hào)、線性卷積和所述前一幀的新線性卷積，重構(gòu)所述當(dāng)前幀的線性卷積； 步驟E分別對所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和所述重構(gòu)得到的線性卷積進(jìn)行變換，得到所述當(dāng)前幀的新偽隨機(jī)序列和新線性卷積； 步驟F對所述當(dāng)前幀的新線性卷積與新偽隨機(jī)序列的比值進(jìn)行所述變換的逆變換，得到新的信道估計(jì)，并累計(jì)迭代次數(shù)； 步驟G判斷累計(jì)后的迭代次數(shù)是否達(dá)到預(yù)先設(shè)置的最大值，如果未達(dá)到，則將所述新的信道估計(jì)作為初始信道估計(jì)，然后執(zhí)行步驟C，否則將所述新的信道估計(jì)作為最終的信道估計(jì)。
其中，所述步驟A具體包括 步驟A1根據(jù)相鄰的前兩幀的信道沖激響應(yīng)，通過插值得到當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)； 步驟A2計(jì)算所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和信道沖激響應(yīng)的線性卷積，并計(jì)算所述當(dāng)前幀的前一幀的偽隨機(jī)序列和信道沖激響應(yīng)的線性卷積； 步驟A3根據(jù)所述當(dāng)前幀的線性卷積、所述前一幀的接收信號(hào)和線性卷積，得到所述前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積； 步驟A4去除所述前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積中的碼間干擾和噪聲，得到所述前一幀的新線性卷積。
其中，所述步驟A4具體包括 計(jì)算所述前一幀的信道估計(jì)； 利用零填充的正交頻分復(fù)用的方式對所述前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積進(jìn)行均衡，得到所述前一幀的數(shù)據(jù)的估計(jì)值； 對所述估計(jì)值進(jìn)行判決，得到新的數(shù)據(jù)； 將所述新的數(shù)據(jù)與所述前一幀的信道估計(jì)的線性卷積，作為所述前一幀的新線性卷積。
其中，所述步驟B具體包括 根據(jù)相鄰的前兩幀的信道沖激響應(yīng)，通過插值得到所述當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)，將所述當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)設(shè)置為初始信道估計(jì)。
其中，所述步驟F還包括 對所述當(dāng)前幀的新線性卷積與新偽隨機(jī)序列的比值進(jìn)行所述變換的逆變換之后，將所述逆變換的結(jié)果中大于信道沖激響應(yīng)的長度的項(xiàng)設(shè)置為零，并進(jìn)行濾波。
其中，所述濾波的步驟是指 根據(jù)所述步驟D中所述重構(gòu)得到的所述當(dāng)前幀的線性卷積、所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列、噪聲功率和接收信號(hào)的平均功率，采用最小均方估計(jì)算法進(jìn)行濾波。
其中，所述濾波的步驟具體包括 找出所述逆變換的結(jié)果中模最大的項(xiàng)； 根據(jù)所述模最大的項(xiàng)和接收信號(hào)的信噪比，估計(jì)噪聲門限； 將所述結(jié)果中模小于所述噪聲門限的項(xiàng)設(shè)置為零。
其中，所述變換為離散傅立葉變換，所述逆變換為逆離散傅立葉變換。
本發(fā)明利用當(dāng)前信道估計(jì)求出前一幀數(shù)據(jù)對偽隨機(jī)序列的干擾，然后重構(gòu)偽隨機(jī)序列與信道沖激響應(yīng)的線性卷積，從而得到更準(zhǔn)確的信道估計(jì)，然后通過迭代進(jìn)一步優(yōu)化信道估計(jì)，從而消除了多徑信道造成的符號(hào)間干擾，將偽隨機(jī)序列與數(shù)據(jù)分開，并簡化了基于偽隨機(jī)序列填充的多載波和單載波傳輸系統(tǒng)的信道估計(jì)和均衡的處理復(fù)雜度。



圖1是現(xiàn)有多載波系統(tǒng)中OFDM幀格式的一種結(jié)構(gòu)示意圖； 圖2是現(xiàn)有多載波系統(tǒng)中OFDM幀格式的另一種結(jié)構(gòu)示意圖； 圖3是現(xiàn)有單載波系統(tǒng)中OFDM幀格式的一種結(jié)構(gòu)示意圖； 圖4是現(xiàn)有單載波系統(tǒng)中OFDM幀格式的另一種結(jié)構(gòu)示意圖； 圖5是現(xiàn)有基于偽隨機(jī)序列填充的多載波或單載波系統(tǒng)的基帶模型示意圖； 圖6是現(xiàn)有OFDM發(fā)送信號(hào)幀的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖7是現(xiàn)有OFDM發(fā)送信號(hào)幀的時(shí)域分解結(jié)構(gòu)示意圖； 圖8是現(xiàn)有OFDM接收信號(hào)幀的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖9是現(xiàn)有OFDM接收信號(hào)幀的時(shí)域分解結(jié)構(gòu)示意圖； 圖10是本發(fā)明實(shí)施例提供的一種信道估計(jì)的方法流程圖； 圖11是本發(fā)明實(shí)施例提供的信道估計(jì)的方法在信道模型1下的誤符號(hào)率性能曲線圖； 圖12是本發(fā)明實(shí)施例提供的信道估計(jì)的方法在信道模型2下的誤符號(hào)率性能曲線圖。

具體實(shí)施例方式 為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面將結(jié)合附圖對本發(fā)明實(shí)施方式作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。
本發(fā)明通過重構(gòu)當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列與信道沖激響應(yīng)的線性卷積，以及迭代處理，得到更準(zhǔn)確的信道估計(jì)，進(jìn)一步優(yōu)化了信道估計(jì)，從而消除了多徑信道造成的符號(hào)間干擾，將偽隨機(jī)序列與數(shù)據(jù)分開，并簡化了基于偽隨機(jī)序列填充的多載波和單載波傳輸系統(tǒng)的信道估計(jì)和均衡的處理復(fù)雜度。
圖10顯示了本發(fā)明實(shí)施例提供的信道估計(jì)的方法流程，具體包括以下步驟 步驟101根據(jù)相鄰的前兩幀第i-2幀和第i-1幀的信道沖激響應(yīng)


通過插值得到當(dāng)前幀第i幀的信道沖激響應(yīng)
其中，L為信道沖激響應(yīng)的長度，插值可以為線性插值。
步驟102計(jì)算第i-1幀的偽隨機(jī)序列

與信道沖激響應(yīng)

的線性卷積的估計(jì)

并計(jì)算第i幀的偽隨機(jī)序列

與信道沖激響應(yīng)

的線性卷積的估計(jì) 其中，通常第i-1幀和第i幀中的偽隨機(jī)序列在接收機(jī)同步后為已知信號(hào)，計(jì)算方法可以使用但不局限于N1點(diǎn)的DFT。使用DFT時(shí)，若序列點(diǎn)數(shù)不夠N1，則補(bǔ)零至N1點(diǎn)，N1≥M+L，M>L，其中M為偽隨機(jī)序列的長度。
步驟103根據(jù)第i幀的線性卷積的估計(jì)

第i-1幀的接收信號(hào)

和線性卷積的估計(jì)

得到第i-1幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積的估計(jì) 具體為從第i-1幀接收信號(hào)

中去除

和

即得到第i-1幀數(shù)據(jù)和信道沖激響應(yīng)的線性卷積結(jié)果

的估計(jì)，其中N為發(fā)送端每幀數(shù)據(jù)的長度 步驟104去除第i-1幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積的估計(jì)

中的碼間干擾和噪聲，得到第i-1幀的新線性卷積
可以采用判決反饋的方式或者信道解碼的方式對

進(jìn)行處理，去除其中殘余的碼間干擾和噪聲項(xiàng)，得到
其中，對采用判決反饋的方式對

進(jìn)行處理的步驟具體如下 1)計(jì)算第i-1幀

的信道估計(jì)

可以采用對

和

取平均值的方式進(jìn)行計(jì)算，即 2)利用ZP-OFDM進(jìn)行均衡，將

的后M個(gè)數(shù)據(jù)加到頭部，構(gòu)成一個(gè)N點(diǎn)的數(shù)據(jù)即 對該數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡得到第i-1幀的數(shù)據(jù)的估計(jì)值 3)對于多載波系統(tǒng)可以將

通過N點(diǎn)DFT變換到頻域，判決得到

然后再變換到時(shí)域，得到

對于單載波系統(tǒng)可以將

判決得到
4)對

和

進(jìn)行線性卷積得到

該線性卷積可以通過N1點(diǎn)的DFT實(shí)現(xiàn)。
步驟105設(shè)置當(dāng)前的迭代次數(shù)I為0，并且將步驟101中得到的第i幀的信道沖激響應(yīng)

設(shè)置為初始信道估計(jì)，即其中iter為當(dāng)前迭代次數(shù)。
步驟106計(jì)算初始信道估計(jì)

和第i幀偽隨機(jī)序列

的線性卷積 計(jì)算方法可以使用但不局限于N1點(diǎn)DFT變換。使用DFT時(shí)，若序列點(diǎn)數(shù)不夠N1，則補(bǔ)零至N1點(diǎn)；當(dāng)?shù)谝淮芜M(jìn)行迭代時(shí)，可以直接將步驟102中計(jì)算得到的

作為 步驟107根據(jù)第i幀的接收信號(hào)

步驟106得到的線性卷積

以及步驟104得到的第i-1幀的新線性卷積

重構(gòu)第i幀的偽隨機(jī)序列

與信道沖激響應(yīng)的線性卷積 步驟108分別對第i幀的偽隨機(jī)序列

和上述重構(gòu)得到的線性卷積

做變換，得到新偽隨機(jī)序列和新線性卷積，并累計(jì)迭代次數(shù)，即將當(dāng)前迭代次數(shù)I加1，對新線性卷積與新偽隨機(jī)序列的比值進(jìn)行該變換的逆變換，得到新的信道估計(jì)； 其中，變換和逆變換可以為離散傅立葉變換和逆離散傅立葉變換，則做N1點(diǎn)離散傅立葉變換后得到

和

若序列點(diǎn)數(shù)不夠N1，則補(bǔ)零至N1點(diǎn)，新的信道估計(jì)為 為了提高精確性，進(jìn)一步地，可以將

中大于信道沖激響應(yīng)的長度的項(xiàng)，即k≥L項(xiàng)，設(shè)置為零，從而得到信道估計(jì)

然后進(jìn)行濾波，并將濾波后的結(jié)果作為新的信道估計(jì)。
其中，濾波可以采用以下兩種方式 1)根據(jù)步驟107中重構(gòu)得到的第i幀的線性卷積、第i幀的偽隨機(jī)序列、噪聲功率、接收信號(hào)的平均功率，采用MMSE算法對信道估計(jì)進(jìn)行濾波 其中

分別為噪聲功率與接收信號(hào)的平均功率； 2)采用設(shè)置門限去除

中數(shù)值較小的項(xiàng)的方式 找出

中模最大的項(xiàng)hmax，i；根據(jù)hmax，i和SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)，估計(jì)噪聲門限hthr，i＝hmax，i·10-SNR/20，然后將

中模小于噪聲門限hthr，i的項(xiàng)設(shè)置為0，其中SNR為接收信號(hào)的信噪比。
步驟109判斷累計(jì)后的迭代次數(shù)是否達(dá)到了預(yù)先設(shè)定的迭代次數(shù)最大值J，如果達(dá)到，則執(zhí)行步驟110；如果未達(dá)到，則執(zhí)行步驟111。
步驟110停止迭代，將得到的新信道估計(jì)作為最終的信道估計(jì)
步驟111將新的信道估計(jì)作為初始信道估計(jì)，然后執(zhí)行步驟106。
進(jìn)一步地，得到最終的信道估計(jì)后，還可以采用ZP-OFDM對數(shù)據(jù)

進(jìn)行均衡。
對上述技術(shù)方案中提出的基于偽隨機(jī)序列重構(gòu)的多載波或單載波系統(tǒng)中的迭代信道估計(jì)的方法進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真，主要仿真參數(shù)如表1所示。其中包括符號(hào)率為7.56M符號(hào)/秒，子載波星座圖有QPSK、16QAM和64QAM，子載波間隔為2KHz，偽隨機(jī)序列長度M為420。
表1 仿真中采用表2和3所示的兩種信道模型1和2。
表2 表3 其中，表2所示多徑信道是歐洲D(zhuǎn)VB-T標(biāo)準(zhǔn)的靜態(tài)接收信道模型，表3所示多徑信道是SARFT(State Administration of Radio Film andTelevision，中國廣播電影電視管理總局)在數(shù)字電視測試報(bào)告中提出的SFN(Single Frequency Network，單頻網(wǎng))模型，該多徑信道包含延時(shí)長達(dá)30us的0dB回波。在仿真過程中，采用參數(shù)N＝3780，M＝L＝420，N1＝2048。參見圖11和圖12，分別為在兩種仿真信道下無迭代和迭代次數(shù)為1、2時(shí)QPSK、16QAM、64QAM三種星座圖下調(diào)制系統(tǒng)的SER(Symbol Error Rate，誤符號(hào)率)性能比較。其中，

為QPSK，I＝0，

為QPSK，I＝1，

為QPSK，I＝2；

為16QAM，I＝0，

為16QAM，I＝1，

為16QAM，I＝2；

為64QAM，I＝0，

為64QAM，I＝1，

為64QAM，I＝2。由圖可見，本發(fā)明實(shí)施例提出的方法在一次迭代后就使系統(tǒng)性能有一定的改善。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述方法包括
步驟A對當(dāng)前幀的前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積，進(jìn)行去除碼間干擾和噪聲，得到所述前一幀的新線性卷積；
步驟B計(jì)算所述當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)，并將其設(shè)置為初始信道估計(jì)；
步驟C計(jì)算所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和初始信道估計(jì)的線性卷積；
步驟D根據(jù)所述當(dāng)前幀的接收信號(hào)、線性卷積和所述前一幀的新線性卷積，重構(gòu)所述當(dāng)前幀的線性卷積；
步驟E分別對所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和所述重構(gòu)得到的線性卷積進(jìn)行變換，得到所述當(dāng)前幀的新偽隨機(jī)序列和新線性卷積；
步驟F對所述當(dāng)前幀的新線性卷積與新偽隨機(jī)序列的比值進(jìn)行所述變換的逆變換，得到新的信道估計(jì)，并累計(jì)迭代次數(shù)；
步驟G判斷累計(jì)后的迭代次數(shù)是否達(dá)到預(yù)先設(shè)置的最大值，如果未達(dá)到，則將所述新的信道估計(jì)作為初始信道估計(jì)，然后執(zhí)行步驟C，否則將所述新的信道估計(jì)作為最終的信道估計(jì)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述步驟A具體包括
步驟A1根據(jù)相鄰的前兩幀的信道沖激響應(yīng)，通過插值得到當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)；
步驟A2計(jì)算所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和信道沖激響應(yīng)的線性卷積，并計(jì)算所述當(dāng)前幀的前一幀的偽隨機(jī)序列和信道沖激響應(yīng)的線性卷積；
步驟A3根據(jù)所述當(dāng)前幀的線性卷積、所述前一幀的接收信號(hào)和線性卷積，得到所述前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積；
步驟A4去除所述前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積中的碼間干擾和噪聲，得到所述前一幀的新線性卷積。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述步驟A4具體包括
計(jì)算所述前一幀的信道估計(jì)；
利用零填充的正交頻分復(fù)用的方式對所述前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積進(jìn)行均衡，得到所述前一幀的數(shù)據(jù)的估計(jì)值；
對所述估計(jì)值進(jìn)行判決，得到新的數(shù)據(jù)；
將所述新的數(shù)據(jù)與所述前一幀的信道估計(jì)的線性卷積，作為所述前一幀的新線性卷積。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述步驟B具體包括
根據(jù)相鄰的前兩幀的信道沖激響應(yīng)，通過插值得到所述當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)，將所述當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)設(shè)置為初始信道估計(jì)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述步驟F還包括
對所述當(dāng)前幀的新線性卷積與新偽隨機(jī)序列的比值進(jìn)行所述變換的逆變換之后，將所述逆變換的結(jié)果中大于信道沖激響應(yīng)的長度的項(xiàng)設(shè)置為零，并進(jìn)行濾波。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述濾波的步驟是指
根據(jù)所述步驟D中所述重構(gòu)得到的所述當(dāng)前幀的線性卷積、所述當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列、噪聲功率和接收信號(hào)的平均功率，采用最小均方估計(jì)算法進(jìn)行濾波。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述濾波的步驟具體包括
找出所述逆變換的結(jié)果中模最大的項(xiàng)；
根據(jù)所述模最大的項(xiàng)和接收信號(hào)的信噪比，估計(jì)噪聲門限；
將所述結(jié)果中模小于所述噪聲門限的項(xiàng)設(shè)置為零。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道估計(jì)的方法，其特征在于，所述變換為離散傅立葉變換，所述逆變換為逆離散傅立葉變換。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種信道估計(jì)的方法，屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域。所述方法包括去除前一幀的數(shù)據(jù)與信道沖激響應(yīng)的線性卷積的碼間干擾和噪聲得到新線性卷積；計(jì)算當(dāng)前幀的信道沖激響應(yīng)并設(shè)為初始信道估計(jì)；計(jì)算當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和初始信道估計(jì)的線性卷積；重構(gòu)當(dāng)前幀的線性卷積；分別對當(dāng)前幀的偽隨機(jī)序列和重構(gòu)的線性卷積進(jìn)行變換；變換后取比值進(jìn)行逆變換得到新信道估計(jì)；累計(jì)迭代次數(shù)，若未達(dá)到預(yù)設(shè)的最大值，則將新信道估計(jì)作為初始信道估計(jì)繼續(xù)迭代，否則將新信道估計(jì)作為最終信道估計(jì)。本發(fā)明得到更準(zhǔn)確的信道估計(jì)，消除了多徑信道造成的符號(hào)間干擾，簡化了基于偽隨機(jī)序列填充的多載波和單載波傳輸系統(tǒng)的信道估計(jì)和均衡的處理復(fù)雜度。
文檔編號(hào)H04B17/00GK101364831SQ20071012011
公開日2009年2月11日 申請日期2007年8月9日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月9日
發(fā)明者軍 王, 昉 楊, 楊知行, 王勁濤, 劍 付, 潘長勇, 健 宋 申請人:清華大學(xué)