專利名稱：信道估計(jì)的自適應(yīng)內(nèi)插的制作方法
信道估計(jì)的自適應(yīng)內(nèi)插相關(guān)申請的交叉引用本申請要求提交于2005年5月27日、出于所有目的通過援引包括于此的美 國臨時申請No. 60/685,704的優(yōu)先權(quán)。發(fā)明背景本申請涉及無線通信系統(tǒng)，尤其涉及用于OFDM通信系統(tǒng)的改進(jìn)的信道估計(jì) 技術(shù)。在通信系統(tǒng)中，信息承載信號通過引起信號畸變的通信信道被從源發(fā)送到目 的地。在接收機(jī)中，由通信信道引起的該信號畸變必須被正確地補(bǔ)償以使得能夠準(zhǔn) 確地恢復(fù)該發(fā)送自源的信號。補(bǔ)償信道畸變的典型示例是均衡器。均衡器通常基于 一些訓(xùn)練信號被訓(xùn)練到一些最佳設(shè)置。這種自適應(yīng)均衡器對于固定或緩慢變化的信 道效果較好。對于諸如用于無線通信的信道等快速時變的信道而言，信道變化通常 是非常快的。因此，均衡器必須非常頻繁地受訓(xùn)以使均衡器能夠跟蹤這種快速變化 的信道特性。OFDM (正交頻分復(fù)用)在寬帶通信中正越來越流行。在OFDM系統(tǒng)中，數(shù) 據(jù)信號被分布到許多均勻間隔、相互正交的副載波。OFDM調(diào)制通常是通過發(fā)射 機(jī)中的IFFT (快速傅立葉逆變換)和接收機(jī)中的FFT (快速傅立葉變換)來實(shí)現(xiàn) 的。圖l是基于OFDM無線接收機(jī)的框圖。在

圖1中，射頻信號通過天線被RF調(diào)諧器100接收。所需信號由調(diào)諧器100 所選擇，并通過下變頻器/濾波器塊110被下變頻和濾波。塊110的輸出是模擬基 帶(或在比原始射頻頻率低得多的頻率上的通帶)信號，它由模數(shù)塊120轉(zhuǎn)換為數(shù) 字信號。該數(shù)字信號在碼元同步塊130中被分組為具有被正確標(biāo)識的碼元邊界的碼 元，并且在被提供給FFT塊150之前在塊140中被去除保護(hù)間隔(通常為循環(huán)前 綴)。在FFT150之后，該信號處于頻域，并在頻域中使用均衡器FEQ170。具有 正交性時，各副載波彼此互不干擾，所以可單獨(dú)對每個副載波(有時也被稱為槽 (bin)或載波)實(shí)現(xiàn)頻域均衡器(FEQ)。由于碼元被一些保護(hù)時間間隔(循環(huán)前綴)分隔開，所以避免了碼間串?dāng)_(ISI)。因此，這種FEQ簡單地變成了 1抽頭復(fù)數(shù)定標(biāo)。該復(fù)數(shù)抽頭系數(shù)可通過訓(xùn)練來自適應(yīng)地確定，并且可在數(shù)據(jù)傳輸期間 被更新。對于諸如無線通信信道等快速變化的信道，這些系數(shù)必須頻繁地受訓(xùn)。訓(xùn)練那些FEQ系數(shù)的一種方式是通過由塊160實(shí)施的信道估計(jì)。假設(shè)在副載 波k和時間nT，其中T是碼元間隔，從發(fā)射機(jī)發(fā)射的信號是X(n,k)，信道傳遞函 數(shù)是H(n,k)，并且在接收機(jī)處接收到的信號是Y(n,k)。我們得到 Y(n,k)=X(n,k)H(n,k)。如果H(n,k)己知，則我們可將FEQ系數(shù)設(shè)為1/H(n,k)，則 Y(n,k)/H(n,k"X(n,k)。信道傳遞函數(shù)是不為接收機(jī)所知的。所以這里的任務(wù)是估計(jì) H(n，k)。如果X(n,k)和Y(n,k)已知，則H(n,k一Y(n,k)/X(n，k)可被估計(jì)。Y(n,k)在接收機(jī) 處是可得到的。為了讓接收機(jī)知道X(n,k)，通常在一些特定時間/頻率上從發(fā)射機(jī) 發(fā)射一些預(yù)定義的訓(xùn)練信號。對于固定或緩慢變化的信道，這些訓(xùn)練信號通常是在 數(shù)據(jù)傳輸開始之前以初始訓(xùn)練相位發(fā)射的。之后，X(n,k)通常通過接收機(jī)判決或一 些不時發(fā)射的參考信號來獲得。對于快速變化的信道，必須在預(yù)定義的時間和頻率 上從發(fā)射機(jī)發(fā)射參考信號以使得接收機(jī)能夠足夠頻繁地估計(jì)信道傳遞函數(shù)從而跟 蹤信道變化。參考信號的傳輸將消耗一些信道帶寬，從而導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸速率降低。 因此，不能過于頻繁地發(fā)射參考信號。通常，參考信號僅在較小百分比的時間/頻 率上被發(fā)射。接收機(jī)利用這些快照訓(xùn)練信號來計(jì)算在這些特定時間/頻率的快照上 的信道傳遞函數(shù)，并隨后估計(jì)在所有其它時間/頻率上的信道傳遞函數(shù)。在獲得所 有時間/頻率的信道傳遞函數(shù)估計(jì)H(n,k)之后，1/H(n，k)被用作在時間nT上第k個 副載波的FEQ系數(shù)。最后，獲得作為Y(n,k)/H(n，k)的發(fā)射信號的估計(jì)。典型示例可在DVB-T規(guī)范中見到。DVB-T使用具有2k或8k個副載波的 OFDM調(diào)制。對于2k模式，45個副載波被用作連續(xù)導(dǎo)頻音。對于8k模式，177 個副載波被用作連續(xù)導(dǎo)頻音。DVB-H規(guī)范基于DVB-T，但專為移動/手持應(yīng)用所定 制。在DVB-H中，定義了一額外的4k模式。圖2示出了DVB-T和DVB-H中的 導(dǎo)頻插入圖。圖2將被用于定義在本公開中通篇使用的術(shù)語。在圖2中，水平維度 表示頻域而垂直維度表示時域。每個黑圓圈將被稱為"導(dǎo)頻信元(cell)"而每個 白圓圈將被稱為"數(shù)據(jù)信元"或"非導(dǎo)頻信元"。圖2中的每行對應(yīng)于一不同的"碼 元"，而每列將被稱為"音"。僅具有導(dǎo)頻信元的列(諸如最左和最右列)將被稱 為"連續(xù)導(dǎo)頻音"，而僅具有導(dǎo)頻信元的行將被稱為"連續(xù)導(dǎo)頻碼元"。連續(xù)導(dǎo)頻 音中或連續(xù)導(dǎo)頻碼元中的每個導(dǎo)頻信元或?qū)⒈环Q為"連續(xù)導(dǎo)頻信元"。既有導(dǎo)頻信元又有數(shù)據(jù)信元的每列將被稱為"離散導(dǎo)頻音"，而既有導(dǎo)頻信元又有數(shù)據(jù)信元的 每行將被稱為"離散導(dǎo)頻碼元"。離散導(dǎo)頻音或離散導(dǎo)頻碼元中的每個導(dǎo)頻信元將 被稱為"離散導(dǎo)頻信元"。僅具有數(shù)據(jù)信元的列將被稱為"非導(dǎo)頻音"，而僅具有 數(shù)據(jù)信元的行將被稱為"非導(dǎo)頻碼元"。注意在圖2中，沒有"連續(xù)導(dǎo)頻碼元"， 也沒有"非導(dǎo)頻碼元"。在圖2中，在每個碼元中， 一些副載波被用作離散導(dǎo)頻信元。離散導(dǎo)頻信元 在頻率上相距12個載波并且每個碼元偏移3個載波位置。因此，離散導(dǎo)頻信元在時間上相距4個碼元。在除連續(xù)導(dǎo)頻音以外的其余時間/頻率上，數(shù)據(jù)信號被發(fā)射。由于導(dǎo)頻信號是為接收機(jī)所己知的，所以它們可被接收機(jī)用來計(jì)算在這些特定時間 /頻率上的信道傳遞函數(shù)。然后使用它們來計(jì)算(內(nèi)插)在所有其它時間/頻率上的估計(jì)的信道傳遞函數(shù)H(n,k)，接收機(jī)可用其來補(bǔ)償信道畸變并正確地檢測數(shù)據(jù)。內(nèi) 插是關(guān)于時間和頻率兩維的。這里的挑戰(zhàn)在于如何準(zhǔn)確且高效地估計(jì)H(n,k)。通常，2維內(nèi)插可用兩個單獨(dú)的一維內(nèi)插來實(shí)現(xiàn)。首先在所有離散導(dǎo)頻音上在 時域完成內(nèi)插。由于在特定的離散導(dǎo)頻音ki上，導(dǎo)頻信元在時間上是相距4個碼 元X(n+4m,ki)地來發(fā)送的，m=0,±l,±2...。從X(n+4m,ki)和Y(n+4m,ki)，我們得到 H(n+4m,ki)，然后需要估計(jì)H(n+4m+l,ki)、 H(n+4m+2,ki)和H(n+4m+3,ki)。這是時 域內(nèi)插。在頻域，離散導(dǎo)頻音相距3個音。時間n上的頻域內(nèi)插使用 H(n,k+3j),j二0,士l，土2…來估計(jì)在所有非導(dǎo)頻載波上的H(n,k+3j+l)、 H(n,k+3j+2)。以上內(nèi)插操作中的任何一個都可用有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器來實(shí)現(xiàn)。這種 FIR濾波器可以只是作為低通濾波器的內(nèi)插濾波器。如果使用固定內(nèi)插濾波器，則 該低通濾波器的帶寬應(yīng)該覆蓋最差情形的信道變化。對于DVB-T/DVB-H，時域內(nèi) 插濾波器可以是其通帶應(yīng)該覆蓋最差情形的多普勒頻率的1/4通帶低通濾波器；而 頻域內(nèi)插濾波器可以是其通帶應(yīng)該覆蓋最差情形的多徑延遲色散的l/3通帶低通濾 波器。低通內(nèi)插濾波器經(jīng)常使用實(shí)對稱的系數(shù)。例如，對于時域內(nèi)插，濾波器使用 H(4(m-M/2+l),ki)、 H(4(m-M/2+2),ki)、 H(4(m-M/2+3),ki)、…H(4(m-l),ki)、 H(4m,ki)、 H(4(m+l)，ki)、…H(4(m+M/2),ki)作為輸入以及3組M個實(shí)系數(shù)中的每組來分別估 計(jì)H(4m+l,ki)、 H(4m+2,ki)、和H(4m+3,ki)。注意，H(4(m+l),ki)、…H(4(m+M/2),ki) 是將來的信道傳遞函數(shù)，它們在時間4m+l、 4m+2和4m+3上不可用。顯然， H(4m+l,ki)、 H(4m+2,ki)、禾口 H(4m+3,ki)只有到H(4(m+l),ki)、…H(4(m+M/2),ki) 可用時才可計(jì)算出。這些濾波器具有圍繞中心基本對稱的系數(shù)，因此需要在兩側(cè)使 用約相同數(shù)目的H值。這意味著除了導(dǎo)頻上的一些過去的H值以外，還需要存儲器空間來存儲約2M個接收信號的"將來"碼元。例如，對于DVB-T8k模式，如 果M=8,則接收機(jī)需要存儲各自具有約8k個復(fù)數(shù)信號的16個"將來"碼元，這 要求相當(dāng)大的存儲器空間量。使用較小的M可降低存儲器要求和復(fù)雜度，但是性 能會退化。在頻域內(nèi)插中，問題不是信號存儲，而是由于邊界以外H值的不可用 所引起的兩個邊界上的性能退化。使用實(shí)系數(shù)還限制了濾波器特性。對于許多特定 的信道條件，使用復(fù)數(shù)系數(shù)提供了更大的靈活性，以及性能改善的更大可能性。濾 波器系數(shù)的最佳設(shè)置通常是針對最差條件被離線地預(yù)先計(jì)算、存儲在ROM中并根 據(jù)運(yùn)行模式來選擇的。更簡單的內(nèi)插方法是線性內(nèi)插。例如，在時域內(nèi)插中，H(4m+1 ，ki)、 H(4m+2,ki)、和H(4m+3,ki)是基于H(4m，ki)、 H(4m+4,ki)來計(jì)算的。線性內(nèi)插要簡單得多，并且 在頻域內(nèi)插中沒有邊界問題。然而，其性能通常要比低通內(nèi)插濾波器差得多。由于時域中的內(nèi)插要求存儲器存儲將來信號，因此有時使用不要求將來信號 的預(yù)測是合乎需要的。然而，內(nèi)插通常比預(yù)測提供更好的性能。通信信道引入噪聲，即Y(n,k)=X(n,k)H(n,k)+w(n,k)，其中w(n,k)是信道引入的 附加噪聲。因此，所計(jì)算出的在導(dǎo)頻上的H值的準(zhǔn)確性受到噪聲的影響。 一些復(fù) 雜的方法已被開發(fā)用于最小化噪聲對估計(jì)的影響。此類方法中的一種被稱為"維納 濾波器"或"最小均方差濾波器"。計(jì)算信道傳遞函數(shù)相關(guān)矩陣，應(yīng)使用包括噪聲 在內(nèi)的快速變化的信道特性的知識(但得不到)，并且該計(jì)算中涉及矩陣求逆。其 實(shí)現(xiàn)是非常復(fù)雜的。因此，需要一種有效且經(jīng)濟(jì)地在線計(jì)算最優(yōu)內(nèi)插濾波器系數(shù)的技術(shù)。另外， 希望該內(nèi)插濾波器是不對稱的，在一側(cè)使用比另一側(cè)更少的抽頭(或?qū)τ陬A(yù)測情形 則無抽頭)以降低時域內(nèi)插的信號存儲要求和頻域內(nèi)插的邊界效應(yīng)兩者。還希望內(nèi) 插濾波器具有更大的靈活性以被最優(yōu)化用于各種信道條件。發(fā)明簡述一種在無線通信系統(tǒng)中用于信道估計(jì)的方法包括以下步驟。使用在連續(xù)和離 散導(dǎo)頻信元上發(fā)送和接收的信號計(jì)算在這些連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函 數(shù)。使用計(jì)算出的連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)執(zhí)行時域自適應(yīng)內(nèi)插以獲 得在離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。使用計(jì)算出的連續(xù)和離散導(dǎo)頻信 元上的信道傳遞函數(shù)執(zhí)行頻域自適應(yīng)內(nèi)插以獲得在非導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信 道傳遞函數(shù)。以下具體描述和附圖為本發(fā)明的本質(zhì)和優(yōu)點(diǎn)提供了更好的理解。附圖簡述圖1是基于OFDM無線接收機(jī)的框圖；圖2是DVB-T和DVB-H中的導(dǎo)頻插入圖； 圖3示出了基于內(nèi)插器的信道估計(jì)器的框圖； 圖4示出了雙側(cè)信號的3倍內(nèi)插； 圖5示出了單側(cè)信號的3倍內(nèi)插；圖6是示出了時域內(nèi)插器性能(50Hz多普勒)的曲線圖； 圖7是示出了時域內(nèi)插器性能(150Hz多普勒)的曲線圖； 圖8是示出了頻域內(nèi)插器性能(較小色散)的曲線圖； 圖9是示出了頻域內(nèi)插器性能(較大色散)的曲線圖； 圖IO是示出了頻域LMS自適應(yīng)內(nèi)插器系數(shù)及輸入的FFT的曲線圖； 圖11是示出了時域LMS自適應(yīng)內(nèi)插器系數(shù)、固定內(nèi)插器系數(shù)以及濾波器輸 入的FFT的曲線圖；圖12是示出了不對稱時域自適應(yīng)內(nèi)插器系數(shù)的曲線圖；圖13是示出了不對稱時域自適應(yīng)內(nèi)插器系數(shù)及其輸入的FFT的曲線圖；圖14是示出了不對稱頻域自適應(yīng)內(nèi)插器系數(shù)的曲線圖；圖15是示出了不對稱頻域自適應(yīng)內(nèi)插器系數(shù)及其輸入的FFT的曲線圖；圖16是示出了不對稱頻域自適應(yīng)內(nèi)插器幫助降低邊界效應(yīng)的曲線圖； 圖17是示出了不對稱頻域內(nèi)插的收斂的曲線圖；圖18是根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的基于OFDM的無線接收機(jī)的框圖。發(fā)明的具體描述根據(jù)本發(fā)明，內(nèi)插濾波器系數(shù)被在線自適應(yīng)地調(diào)節(jié)以最優(yōu)化估計(jì)準(zhǔn)確度并最小化均方誤差。在一個實(shí)施例中，低復(fù)雜度最小均方(LMS)自適應(yīng)算法被用于 該系數(shù)自適應(yīng)。使用LMS算法，不需要包括噪聲在內(nèi)的信道特性的先驗(yàn)知識。內(nèi) 插濾波器自動收斂到最佳設(shè)置以最小化均方誤差。LMS算法中的計(jì)算簡單且復(fù)雜 度低。在信道條件變化時，濾波器系數(shù)將自動重新收斂到新的最佳設(shè)置。因此，內(nèi) 插濾波器用可能較少數(shù)目的抽頭改善了性能D復(fù)數(shù)系數(shù)被用于內(nèi)插濾波器以改善性能、縮短濾波器跨度、并允許濾波器抽頭不對稱分布。不對稱性允許在時域內(nèi)插中使用較少的將來信號(或者在時域預(yù)測 中則無將來信號)以幫助降低存儲要求，并極大降低了頻域內(nèi)插的邊界效應(yīng)。I. 計(jì)算導(dǎo)頻音上的信道傳遞函數(shù)在導(dǎo)頻音上，發(fā)射信號X(n,k)是為接收機(jī)所已知的。在接收機(jī)處可得到那些 導(dǎo)頻音上的接收信號Y(n,k)。信道傳遞函數(shù)H(n，k)簡單地被計(jì)算為 H(n,k)=Y(n,k)/X(n,k)。II. 時域內(nèi)插首先在時域中執(zhí)行內(nèi)插。由于在一些導(dǎo)頻音上(例如DVB-T/DVB-H中被稱 為離散導(dǎo)頻音)導(dǎo)頻僅在部分時間上被發(fā)射，所以需要時域內(nèi)插。在DVB-T/DVB-H 中，離散導(dǎo)頻信元每4個碼元發(fā)送一次。執(zhí)行時域內(nèi)插以估計(jì)該離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo) 頻信元上的信道傳遞函數(shù)。A.系數(shù)更新第一個步驟是內(nèi)插濾波器系數(shù)自適應(yīng)。在一個實(shí)施例中，在諸如 DVB-T/DVB-H系統(tǒng)等情形中，自適應(yīng)基于連續(xù)導(dǎo)頻。該自適應(yīng)采取以下3個子步驟。步驟(1):使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器在連續(xù)導(dǎo)頻音上執(zhí)行內(nèi)插。假設(shè)有副載波kj、 k2、 ...kp上的P個連續(xù)導(dǎo)頻音。在每個連續(xù)導(dǎo)頻音ki (i=l,2,...P)(或連續(xù)導(dǎo)頻音 的子集)上，在每個碼元(或碼元的子集)中，使用內(nèi)插濾波器系數(shù)的當(dāng)前組執(zhí)行 內(nèi)插。對于DVB-T/DVB-H，有三組時域內(nèi)插濾波器系數(shù)。這三個濾波器使用具有 H 的 Ml 個過去值和 M2 個將來值的 H(4(m-Ml+l),ki)、 H(4(m-Ml+2)，ki)、…H(4(m陽l)，ki)、 H(4m,ki)、 H(4(m+l),ki)、…H(4(m+M2),ki)分別 估計(jì)H(4m+l,ki)、 H(4m+2,ki)、 H(4m+3,ki)。在連續(xù)導(dǎo)頻音上，在碼元n，運(yùn)行3個內(nèi)插濾波器以獲得H(n,ki)的3個估計(jì)Hl(n,ki)=SWl(n-l,m)H(n-l+4m,ki) (m=-Ml+l， -Ml+2,.., 1,0,1， -M2) H2(n，ki)=ZW2(n-l,m)H(n-2+4m,ki) (m=-Ml+l, -Ml+2,... -1,0，1,…M2) H3(n，ki)=SW3(n-l,m)H(n-3+4m,ki) (m=-Ml+l, -Ml+2，…-1,0,1,…M2)其中WL(n-l,m)是在前一碼元n-1中更新的第L個(L=l,2,3)內(nèi)插濾波器的 第m個系數(shù)。每個濾波器具有Ml+M2個系數(shù)。對于不同的濾波器，系數(shù)的數(shù)目 可以相同或接近，然而，不同數(shù)目的系數(shù)也是可能的。此外，對于部分或所有濾波 器，M2可以為0 (預(yù)測而不是內(nèi)插)。步驟(2):計(jì)算估計(jì)誤差。在以上節(jié)I中計(jì)算出了連續(xù)導(dǎo)頻音H(n,ki)上的信道傳遞函數(shù)。估計(jì)誤差El(n,ki)、 E2(n，ki)、和E3(n,ki)簡單地被計(jì)算為H(n，ki)與在 以上步驟(1)中得到的內(nèi)插結(jié)果Hl(n,ki)、 H2(n,ki)、和H3(n,ki)之間的差El(n，ki)=H(n,ki)-Hl(n,ki)E2(n,ki)=H(n，ki)-H2(n,ki)E3(n,ki)=H(n,ki)-H3(n,ki)步驟(3):更新內(nèi)插濾波器系數(shù)。使用在以上步驟(2)中計(jì)算出的誤差更 新內(nèi)插濾波器系數(shù)。這3個誤差分別被用來更新3個內(nèi)插濾波器W1 (n,m)=W1 (n-1 ,m)+pE 1 * (n，ki)H(n-1十4m,ki)m=-Ml+1 ,-M 1 +2， 1,0,1 ，…M2 W2(n,m)=W2(n-l,m)+^iE2*(n,ki)H(n-2+4m，ki) m=-Ml+l，-Ml+2,..,l,0,lv..M2 W3(n,m)=W3(n-l,m)+pE3*(n,ki)H(n-3+4m,ki) m=-Ml+l,-Ml+2,...-l,0,l,..,M2 注意，*標(biāo)示復(fù)共軛，而^是更新步長大小。濾波器系數(shù)更新可在所有連續(xù)導(dǎo)頻的全部或子集上執(zhí)行Wl(n,m)=Wl(n-l,m)+^i:El*(n,ki)H(n-l+4m,ki) ki的全部或子集上的累加 W2(n,m)=W2(n-l,m)+^iZE2*(n,ki)H(n-2+4m,ki) ki的全部或子集上的累加 W3(n,m)=W3(n-l，m)+^ZE3*(n,ki)H(n-3+4m,ki) ki的全部或子集上的累加 該方法被稱為"塊更新"。B. 離散導(dǎo)頻音上的內(nèi)插在離散導(dǎo)頻音kj上，如果在碼元n上沒有發(fā)送導(dǎo)頻信元，則n之前發(fā)送導(dǎo)頻 信元的最近的碼元是碼元n-l或n-2或n-3。相應(yīng)地，內(nèi)插濾波器之一 (W1、 W2 或W3)被用于計(jì)算估計(jì)H(n,kj)。如果碼元n-l在離散導(dǎo)頻ki上發(fā)送導(dǎo)頻，貝U:H(n，ki)=SWl(n，m)H(n-l+4m,ki) (m=-Ml+l, -Ml+2,... -1,0,1,…M2上的累加) 如果碼元n-2在離散導(dǎo)頻ki上發(fā)送導(dǎo)頻，貝U:H(n,ki)=ZW2(n,m)H(n-2+4m,ki) (m=-Ml+l, -Ml+2,... -1,0,1,…M2上的累加) 如果碼元n-3在離散導(dǎo)頻ki上發(fā)送導(dǎo)頻，貝U:H(n,ki)=SW3(n,m)H(n-3+4m,ki)(m=-Ml+l, -Ml+2,... -1,0,1,…M2上的累加)在每個離散導(dǎo)頻音上執(zhí)行時域內(nèi)插以獲得該離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的傳 遞函數(shù)估計(jì)。C. 更新的替換性方法在一個替換性實(shí)施例中，當(dāng)我們掃掠過連續(xù)導(dǎo)頻時，經(jīng)過更新的系數(shù)可被用 于估計(jì)。假設(shè)連續(xù)導(dǎo)頻音在載波ki、 k2、 ...kp上。首先我們沿用在標(biāo)示為n-l的前 一碼元的末尾上的系數(shù)Wl(n,k,，m):Wl(n隱l，kp,m) W2(n,k,，m):W2(n-l,kp，m) W3 (n,k! ,m)=W3 (n-l,kp,m)從k「k2開始，運(yùn)行以下循環(huán) 計(jì)算估計(jì)H1 (n,ki)=ZWl(n,kw，m)H(n-1十4m,ki) (m=-Ml+1 ， -M1 +2,…-1,0,1"..M2)H2(n,ki)=ZW2(n,kw，m)H(n陽2+4m，ki) (m=-Ml+1, -M1 +2,…-1,0,1 ， ..M2)H3(n,k時W3(n,kw ,m)H(n-3+4m,ki) (m=-Ml+1, -M1 +2, , 1,0,1,…M2)以及誤差El(n,ki)-H(n,ki)-Hl(n,ki) E2(n,ki)-H(n,ki)-H2(n,ki) E3(n,ki"H(n,ki)-H3(n,ki)然后更新系數(shù)Wl(n,ki,j):Wl(n,ki小j)+^El承(n，ki)H(n-l+4m，ki) m=-Ml+l,-Ml+2,..,l，0,lv..M2 W2(n,ki,j"W2(n,ki小脅E2承(n,kj)H(n陽2+4m,ki) m:-Ml+l，-Ml+2,…-l，0,l,…M2 W3 (n,kbj)=W3 (n,kw ,j)+^E3 * (n,kj)H(n誦3+4m,ki) m=-Ml+l,-M 1 +2,1,0,1,…M2 從ki到ki+1，重復(fù)該循環(huán)直到最后的連續(xù)導(dǎo)頻音kp。在另一替換實(shí)施例中，LMS更新的頻率可以降低。例如，在每個碼元中，可 僅有1個濾波器被更新并且3個濾波器依次更新。當(dāng)然，在更新降低時，跟蹤性能 退化。在又一替換實(shí)施例中，LMS更新在同一碼元中可被重復(fù)一次或多次以加速收斂。具體地，基于一個碼元中的連續(xù)導(dǎo)頻信號，首先如以上在節(jié)n-A或節(jié)n-c中所述地執(zhí)行LMS更新。在更新后，獲得一組新的系數(shù)。從該組新的系數(shù)開始重復(fù) LMS更新，導(dǎo)致一組更新的系數(shù)。相同過程可重復(fù)多次。這在減小獲取時間上是 有用的。III.頻域內(nèi)插在時域內(nèi)插之后，我們得到了所有連續(xù)和離散導(dǎo)頻音上的估計(jì)H(n,k)。因此, 在每個碼元中，每3個音，有一H(n,k)可用。不失一般性，假設(shè)第一個這樣的音是 3的倍數(shù)，我們將這些值標(biāo)示為H(n,3s)， s=SO,SO+l,...SO+S-l。在頻域內(nèi)插中，我 們計(jì)算H(n，3s+1)和H(n,3s+2)， s=S0，S0+l,...S0+S-2。(假定第一和最后一個載波 是導(dǎo)頻音。)A.更新頻域內(nèi)插濾波器 1.具有導(dǎo)頻碼元如果具有其中所有副載波都發(fā)送導(dǎo)頻的導(dǎo)頻碼元(即，具有連續(xù)導(dǎo)頻碼元)，則內(nèi)插濾波器更新可在這些導(dǎo)頻碼元中容易地被執(zhí)行。如果碼元n是連續(xù)導(dǎo)頻碼 元，在載波k，我們兩次將信道傳遞函數(shù)H(n,k)估計(jì)為Hl(n,k)=ZVl(n-l，j)H(n,k-l+3j) (j=-Jl+l， -Jl+2, -l，0,lH2(n,dV2(n-l j)H(n,k-2+3j) (j=-Jl + l, -Jl+2,...-l,0,l然后計(jì)算估計(jì)誤差El(n,k)=H(n,k)-Hl(n,k)， E2(n,k)=H(n,k)-H2(n,k)。 該誤差被用來更新內(nèi)插濾波器系數(shù) Vl(n,j)=Vl(n- *(n,k)H(n，k-l+3j)j=-Jl+l, -Jl+2,. V2(n,j)=V2(n-l,j)+pE2*(n,k)H(n,k-2+3j)j=-Jl+l, -Jl+2,. 該更新可在所有載波的全部或子集(塊更新)上來執(zhí)行 Vl(n，j)=Vl(n-lj)+pEl*(n,k)H(n,k-l+3j) (k的全部或子集上的累加) V2(nj)=V2(n-l,j)+^iE2*(n,k)H(n,k-2+3j) (k的全部或子集上的累加) 作為替換方案，當(dāng)我們掃掠經(jīng)過各載波時，我們可將經(jīng)過更新的系數(shù)用于估 計(jì)。首先我們沿用被標(biāo)示為n-N的先前的導(dǎo)頻碼元的末尾的系數(shù) V1 (n,kmin,j)=V 1 (n-N,kmax,j) V2(n,kmin,j )=V2(n-N,km ax,j) 從]^kmin+l開始，我們運(yùn)行以下循環(huán) 計(jì)算估計(jì)H1 (n,k)=ZV1 (n,k-1 ,j)H(n，k-1 +3j) (j=-J1+1,陽J1 +2,1,0， 1, ..J2) H2(n，k)=ZV2(n,k-l，j)H(n,k-2+3j)(j=-Jl+l,隱Jl+2,…-l，0,1,.. J2)以及誤差El(n，k)=H(n,k)-Hl(n,k)， E2(n,k)=H(n,k)-H2(n，k)。并且更新系數(shù)Vl(n,kj)=Vl(n,k-l,j)+pEl*(n,k)H(n，k-l+3j) j=-Jl+l, -Jl+2,..,1，0,1". J2 V2(n,k,j)=V2(n,k-l,j)+pE2*(n,k)H(n,k-2+3j) j=-Jl+l, -Jl+2，..，1,0,1,…J2將k遞增l (或某一整數(shù))，重復(fù)該循環(huán)直到最后的k即kmax。16..J2) . J2)1,0,1,…J2 1,0,1，... J22.無導(dǎo)頻碼元如果沒有其中所有副載波都發(fā)送導(dǎo)頻音的導(dǎo)頻碼元(即，沒有連續(xù)導(dǎo)頻碼元)，則誤差計(jì)算中使用的H(n,k)不能得到。這即是對應(yīng)于DVB-T/DVB-H的情形。在該 情形中，我們首先基于在先前碼元中更新的濾波器系數(shù)對所有非導(dǎo)頻載波執(zhí)行頻域 內(nèi)插，之后繼之以濾波器系數(shù)更新。在一個實(shí)施例中，濾波器系數(shù)更新可以是基于 判決的。用于該系數(shù)更新的誤差信號是基于判決來計(jì)算的如果k=3K+l， (K是整數(shù))我們使用濾波器1將信道傳遞函數(shù)估計(jì)H(n,k)計(jì) 算為H(n,k)=i:Vl(n-l,j)H(n,k-l+3j)(在j=-Jl+l, -Jl+2,...-1,0,1,…J2上的累加)。如果k=3K+2，我們使用濾波器2將信道傳遞函數(shù)估計(jì)H(n,k)計(jì)算為 H(n,k)=ZV2(n-l,j)H(n，k-2+3j) (j=-Jl+l,陽Jl+2，…-l,0，l,…J2)。在計(jì)算H(n,k)之后，我們通過計(jì)算X(n,k"Y(n，k)/H(n,k)來計(jì)算X(n,k)的估計(jì)。 通過判決從所發(fā)送的信號X(n,k)得到X(n,k)的估計(jì)^(n，k)。誤差被計(jì)算為E(n,k) = g(n，k)-H(n，k)其中級n,k一Y(n,k)/2an,k)。 E(n，k)被用于更新2組濾波器系數(shù)中的一組(VI 或V2)。如果k=3K+l，則VI被更新Vl(n，j)=Vl(n-l,j)+^iE*(n,k)H(n,k-l+3j) j=-Jl+l, -J1+2,..,1，0,1，...J2 如果]^3K+2，則V2被更新V2(n,j)=V2(n-l，j)+|iE*(n,k)H(n,k-l+3j) j=-Jl+l,-Jl+2,..,1,0,1,…J2我們可使用所有可能的載波來更新VI和V2:如果k:3K+l，則V1被塊更新Vl(n,j)=Vl(n-l,j)+^ZE*(n,k)H(n,k-l+3j)(k的全部或子集上的累加) 如果1^3K+2，則V2被塊更新V2(n,j)=V2(n-l,j)+pi:E*(n,k)H(n,k-l+3j) (k的全部或子集上的累加) 判決誤差可影響濾波器系數(shù)更新并甚至可導(dǎo)致濾波器發(fā)散。圖19中的框圖將 被用于描述在其中解決了該潛在可能問題的一個實(shí)施例。圖19是與圖1中的接收 機(jī)相似的基于OFDM的無線接收機(jī)的框圖，區(qū)別在于添加了減法塊610、比較塊 620以及選擇塊630。在圖19中，誤差E(n，k)由減法塊610計(jì)算出并通過比較塊620 與預(yù)設(shè)的閾值相比較。例如，E(n,k)的實(shí)部和虛部的絕對值(或幅值)被計(jì)算出并 與預(yù)設(shè)的閾值相比較以判決該E(n,k)是否被用于更新。如果所計(jì)算出的誤差大于該 閾值，則比較模塊620通過選擇塊630選擇0 (零)，由此跳過對該載波的更新。如果所計(jì)算出的誤差小于該閾值，則比較模塊620通過選擇塊630選擇該計(jì)算出的 誤差E(n,k)以便更新該載波。在另一實(shí)施例中，該內(nèi)插是基于最近更新的系數(shù)來執(zhí)行的如果k=3K+l， (K是整數(shù))我們使用濾波器1將信道傳遞函數(shù)估計(jì)H(n,k)計(jì) 算為H(n,k)=ZVl(n，K-l,j)H(n,k-l+3j)(在j=-Jl+l, -Jl+2,...-1,0,1,…J2上的累加)。如果k=3K+2，我們使用濾波器2將信道傳遞函數(shù)估計(jì)H(n,k)計(jì)算為 H(n,k)=ZV2(n,K-l,j)H(n,k-l+3j)(j=-Jl+l, -Jl+2"..-l,0，lv..J2)。然后我們使用新計(jì)算出的估計(jì)H(n,k)來計(jì)算X(n,k)=Y(n,k)/H(n,k)，然后通過 判決從X(n,k)得到Z(n,k)，然后H(n，k)=Y(n,k)/^(n,k)。誤差E(n,k^H(n,k)-H(n,k)被用于更新V1或V2:如果k-3K+l，則V1被更新V1 (n，K,j)=V1 (n,K-l,j )+^E* (n,k)H(n,k-1 +3j) j=-J1+1 ， - J1 +2,….1,0,1 ，... J2 如果k-3K+2，則V2被更新V2(n,K,j)=V2(n,K-l,j)+(iE* (n,k)H(n，k-1 +3j) j=-J1 +1, - J1 +2,.., 1,0,1,…J2在第一個載波，系數(shù)值是從前一碼元的末尾獲取的。與在節(jié)n-c中討論的替換性時域內(nèi)插更新方法類似，也可對載波的子集執(zhí)行用于頻域內(nèi)插器更新的LMS更新以降低復(fù)雜度，或反復(fù)執(zhí)行以加速收斂。圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例的內(nèi)插過程的流程圖，它包括時域和頻 域內(nèi)插。信道估計(jì)器160包括塊161、 162和165。塊161計(jì)算包括連續(xù)導(dǎo)頻信元 和離散導(dǎo)頻信元的導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。時域內(nèi)插器162包括塊163和164。 塊163基于LMS算法計(jì)算時域內(nèi)插器系數(shù)更新。在塊164中，使用時域內(nèi)插計(jì)算 所有離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。在時域內(nèi)插之后，所有離散導(dǎo)頻 音上的信道傳遞函數(shù)通過時域內(nèi)插的估計(jì)或計(jì)算值可用。頻域內(nèi)插器165計(jì)算所有非導(dǎo)頻音上的信道傳遞函數(shù)。塊165包括塊166和 167。塊166基于LMS算法計(jì)算頻域內(nèi)插器系數(shù)更新。在塊167中，使用頻域內(nèi) 插計(jì)算所有非導(dǎo)頻音上的信道傳遞函數(shù)。在頻域內(nèi)插之后，通過所有非導(dǎo)頻音的頻 域內(nèi)插或所有離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元的時域內(nèi)插器，所有數(shù)據(jù)載波上的所有傳遞 函數(shù)的估計(jì)都可用。該結(jié)果被發(fā)送到FEQ 170以設(shè)置FEQ系數(shù)。IV.內(nèi)插濾波器結(jié)構(gòu)通常，內(nèi)插濾波器被設(shè)計(jì)為低通數(shù)字濾波器。通帶的帶寬取決于內(nèi)插比。例 如，對于DVB-T/DVB-H系統(tǒng)中的時域內(nèi)插，內(nèi)插比是4，則該低通濾波器的帶寬為奈奎斯特頻率的1/4。對于DVB-T/DVB-H系統(tǒng)中的頻域內(nèi)插，內(nèi)插比是3，所 以該低通濾波器的通帶是奈奎斯特頻率的1/3。低通濾波器通常是用圍繞中心抽頭 對稱的實(shí)系數(shù)來實(shí)現(xiàn)的。因此，對于在節(jié)II中所述的時域內(nèi)插濾波器，M1=M2， 以及對于節(jié)III中的頻域內(nèi)插濾波器，J1=J2。然而，在時域內(nèi)插中，我們具有如下的濾波器操作(以第一個濾波器為例)(見節(jié)II):H(n,ki)=ZWl(n，m)H(n-l+4m,ki) (m=-Ml+l，-Ml+2,.,l,0,lv..M2上的累加) 對于0〈n^M2， n-l+4m>n。因此，我們需要"將來"信道傳遞函數(shù)H(n-l+4m，ki) 來計(jì)算H(n,ki)。這要求存儲4(MI+M2)個碼元的連續(xù)和離散導(dǎo)頻音上的全部H值， 以及所有數(shù)據(jù)載波的4M2個碼元的全部接收信號Y(n，k)。由于載波數(shù)目相當(dāng)大(在 DVB-T中高達(dá)8k),這要求相當(dāng)大的存儲器空間。為了降低存儲器要求，減小 M2是合乎需要的。在一實(shí)施例中，使用了 M2<M1的復(fù)數(shù)對稱內(nèi)插濾波器。復(fù)數(shù)濾波器雖然使每 個抽頭的計(jì)算加倍，但幫助改善了性能并降低了抽頭數(shù)目，特別有助于減小M2。 為了進(jìn)一步降低存儲器要求，對于一些濾波器，M2甚至可以為0。例如，如果第 一個濾波器的M2為0但其它2個濾波器的M2=l ，我們僅需要存儲所有數(shù)據(jù)載波 的3個碼元。在頻域內(nèi)插中，內(nèi)插濾波器的所有輸入都在同一碼元內(nèi)。沒有"存儲將來" 問題。主要問題在邊界上。如果J1=J2，我們需要在所計(jì)算的載波的每一側(cè)的3J1 和3J2個載波。除了在沒有足夠載波可用于內(nèi)插濾波器的邊界上，這并不是個問題。 因此，H的估計(jì)在兩端退化。為了解決該問題，使用具有較小的J1或J2 (和l一 樣小)的不對稱濾波器是合乎需要的。通過使用復(fù)數(shù)濾波器使之成為可能。內(nèi)插濾波器可基于最差條件被離線地預(yù)先設(shè)計(jì)。例如，對于時域內(nèi)插，該濾 波器應(yīng)覆蓋最高的多普勒頻率而對于頻域內(nèi)插，該濾波器應(yīng)該覆蓋最長的延遲色 散。內(nèi)插濾波器的阻帶應(yīng)該具有足夠的衰減以確保良好的內(nèi)插準(zhǔn)確度和噪聲抑制。 注意該噪聲通常是覆蓋所有頻率的白噪聲。如果該濾波器的通帶是整個帶寬的1/3， 該噪聲的2/3處于阻帶中并由此噪聲可被抑制。因此，只要能夠覆蓋多普勒頻率或 延遲色散，為了抑制噪聲，內(nèi)插濾波器通帶應(yīng)該盡可能的窄。另一方面，深度阻帶 衰減對內(nèi)插濾波器資源造成了繁重的負(fù)擔(dān)。因此，阻帶抑制不應(yīng)該太深，只要足夠 深到能確保性能退化可忽略即可。對于移動環(huán)境，多普勒頻率、延遲色散以及信道噪聲條件變化頻繁。預(yù)先設(shè)計(jì)的內(nèi)插濾波器對于該快速變化的環(huán)境決不是最優(yōu)的。根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)濾波器 為用于任意信道條件下最優(yōu)性能的最優(yōu)濾波器設(shè)置提供了理想解決方案。在真實(shí)的無線通信環(huán)境中，多普勒頻率、延遲色散以及信道噪聲條件不一定 都在它們的最差條件上。主要由于濾波器長度(復(fù)雜度)約束，內(nèi)插濾波器具有有 限資源。根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)內(nèi)插允許內(nèi)插濾波器最優(yōu)化其設(shè)置以最優(yōu)化在任何特 定快速變化的信道條件下的系統(tǒng)性能。復(fù)數(shù)濾波器系數(shù)的使用允許對于一些信道條件可能最優(yōu)的不對稱濾波器響 應(yīng)。例如，對于多徑延遲色散，我們應(yīng)挑選第一路徑作為開頭從而使來自其它路徑 的信號可被循環(huán)前綴所覆蓋。這意味著所有其它路徑具有更長的延遲，因此延遲色 散是單側(cè)的。在該情形中，最優(yōu)內(nèi)插濾波器響應(yīng)應(yīng)該為單側(cè)。通過使用復(fù)數(shù)系數(shù)并 在線調(diào)節(jié)系數(shù)使之成為可能。該單側(cè)響應(yīng)幫助降低噪聲效應(yīng)并使得能夠?qū)榫哂须p 側(cè)響應(yīng)的內(nèi)插濾波器所能覆蓋的最大延遲色散2倍的延遲色散進(jìn)行補(bǔ)償(參見圖4 和5)。圖6和7將使用LMS自適應(yīng)算法的時域內(nèi)插器的性能與針對最差情形的多普 勒頻率設(shè)計(jì)的固定系數(shù)的性能相比較。在圖6中，使用了相對較低的50Hz的多普 勒頻率，而在圖7中，使用了相對較高的150Hz的多普勒頻率。內(nèi)插器的長度是 17、 25或33。圖8和9將使用LMS自適應(yīng)算法的頻域內(nèi)插器的性能和針對最差情形的延遲 色散所設(shè)計(jì)的固定系數(shù)的性能相比較。在圖8中，使用了相對較小的延遲色散
pS，而在圖9中使用了較大的延遲色散([O 0.2 0.5 1.6 2.3 5.0]pS,
+50|iS,
+10(HiS}。內(nèi)插器的長度是21、 27、或33。圖10示出了在12dB輸入SNR和21抽頭情形下單側(cè)延遲色散為(
pS,
+50pS,
+100^iS〉時頻域LMS自 適應(yīng)內(nèi)插器的響應(yīng)。內(nèi)插器輸入的FFT也用藍(lán)色示出。自右起的前三個峰值表示 三個延遲群。LMS內(nèi)插器允許這三個峰值通過。所有其它峰值在LMS自適應(yīng)內(nèi)插 器的零位(null)中，因此被移除。圖11示出了時域LMS自適應(yīng)內(nèi)插器、固定內(nèi)插器以及濾波器輸入的FFT。 在12dB輸入信號SNR情形下使用50Hz的中等多普勒頻率。使用了25個濾波器 抽頭。注意，由于多普勒較低，所以通帶在自適應(yīng)內(nèi)插器中要比在固定的原始濾波 器中窄。較窄的通帶允許較少噪聲通過，由此改善了性能。自適應(yīng)內(nèi)插器中的阻帶 衰減被放寬到獲得對于該情形僅夠用的衰減。原始內(nèi)插器中較深的衰減是沒有必要的并且陡峭的濾波器經(jīng)常造成其它問題且使性能退化。顯然，自適應(yīng)濾波器最優(yōu)地 使用可用的濾波器資源來最小化輸出的均方誤差。圖12示出了在50Hz多普勒頻率情況下的不對稱時域復(fù)數(shù)濾波器。使用這種 不對稱濾波器，僅需要一個"將來"H值，由此極大降低了用于"將來"碼元的存 儲。圖11示出了這種濾波器及其輸入的FFT。圖14和15示出了不對稱頻域內(nèi)插器。在12 dB輸入SNR和21抽頭情形下使 用延遲色散([O 0.2 0.5 1.6 2.3 5.0風(fēng)
+50nS,
+100pS}。不對稱頻域內(nèi)插器幫助降低了邊界效益，這在圖16中被示出。該自 適應(yīng)內(nèi)插的收斂在圖17中被示出。雖然以上提供了對本發(fā)明的各實(shí)施例的具體描述，但許多替換方案、修改、 和等效方案也是可能的。例如，雖然自適應(yīng)信道估計(jì)的許多實(shí)施例是在DVB-T和DVB-H的環(huán)境背景中描述的，但根據(jù)本發(fā)明的該自適應(yīng)信道估計(jì)也可用來實(shí)現(xiàn)其 它無線標(biāo)準(zhǔn)。因此，本發(fā)明的范圍不應(yīng)被限于所述的實(shí)施例，而應(yīng)由所附權(quán)利要求 來限定。
權(quán)利要求
1.一種用于在無線通信系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計(jì)的方法，包括(I)使用在連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上發(fā)送和接收的信號計(jì)算所述連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)；(II)使用從步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)執(zhí)行時域自適應(yīng)內(nèi)插以得到離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)；以及(III)使用從步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)執(zhí)行頻域自適應(yīng)內(nèi)插以得到非導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。
2. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，步驟(II)還包括(A) 更新內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行連續(xù)導(dǎo)頻音上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步 驟(l)的內(nèi)插結(jié)果相比較計(jì)算估計(jì)誤差；(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新連續(xù)導(dǎo)頻音的至少一個子集上的內(nèi)插濾 波器系數(shù)；以及(B) 使用經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行離散導(dǎo)頻音上的內(nèi)插以得到所述離散 導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的傳遞函數(shù)估計(jì)。
3. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，步驟(III)還包括 (A)更新內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行非導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的內(nèi)插；(2) 使用得自步驟(l)的內(nèi)插結(jié)果，補(bǔ)償發(fā)送信號的信道畸變；(3) 基于得自步驟(2)的經(jīng)補(bǔ)償?shù)慕邮招盘柾ㄟ^判決估計(jì)所述發(fā)送信號；(4) 計(jì)算所述判決前后的差異，并在所述差異的幅值大于預(yù)先設(shè)置的閾值的情況下跳過步驟(5)-(7);(5) 基于接收信號和所述對發(fā)送信號的判決來計(jì)算非導(dǎo)頻音上的信道傳遞函數(shù)；(6) 通過將從步驟(5)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(1)的內(nèi)插結(jié)果相比較計(jì)算估計(jì)誤差；以及(7) 使用從步驟(6)計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新非導(dǎo)頻音的至少一個子集上的內(nèi)插濾波器系數(shù)。
4. 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，步驟(A)是基于LMS算法來實(shí)施的。
5. 如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，步驟(5)-(7)是基于LMS算法來實(shí) 施的。
6. 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述內(nèi)插濾波器系數(shù)是復(fù)數(shù)不對 稱系數(shù)。
7. 如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述內(nèi)插濾波器系數(shù)是復(fù)數(shù)不對 稱系數(shù)。
8. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，步驟(III)還包括 (A)更新內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行非導(dǎo)頻音上的內(nèi)插；(2) 使用得自步驟(l)的內(nèi)插結(jié)果，補(bǔ)償發(fā)送信號的信道畸變；(3) 基于得自步驟(2)的經(jīng)補(bǔ)償?shù)慕邮招盘柾ㄟ^判決估計(jì)所述發(fā)送信號；(4) 計(jì)算判決誤差；(5) 如果所述判決誤差的幅值小于預(yù)先設(shè)置的閾值，則更新所述內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(a) 基于接收信號和所述對發(fā)送信號的判決來計(jì)算非導(dǎo)頻音上的信道傳遞函數(shù)；(b) 通過將從步驟(a)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l)的內(nèi)插結(jié) 果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；以及(c) 使用從步驟(b)計(jì)算出的所述估計(jì)誤差，更新非導(dǎo)頻音的至少一 個子集上的內(nèi)插濾波器系數(shù)。
9. 如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，步驟(II)還包括(A)更新預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻音上的內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(1) 使用來自在先碼元的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻 音中的第一個上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步 驟(l)的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻音中的所述第 一個上的內(nèi)插濾波器系數(shù)；(4)對所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻音中剩余的連續(xù)導(dǎo)頻音的每一個重復(fù)步 驟(l)-(3);以及(B)使用經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行離散導(dǎo)頻音上的內(nèi)插以得到所述離散 導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的傳遞函數(shù)估計(jì)。
10. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，步驟(II)還包括(A) 基于LMS算法更新內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(B) 使用經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行離散導(dǎo)頻音上的內(nèi)插以得到所述離散 導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的傳遞函數(shù)估計(jì)。
11. 如權(quán)利要求IO所述的方法，其特征在于，步驟(A)還包括(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行連續(xù)導(dǎo)頻音上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l) 的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；以及(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新連續(xù)導(dǎo)頻音的至少一個子集上的內(nèi)插濾波器系數(shù)。
12. 如權(quán)利要求IO所述的方法，其特征在于，步驟(A)還包括(1) 使用來自在先碼元的經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻音中的第一個上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l) 的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻音中的所述第一個 上的內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(4) 對所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻音中剩余的連續(xù)導(dǎo)頻音中的每一個重復(fù)步驟 (1)-(3)。
13. 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，步驟(III)還包括(A) 基于LMS算法更新內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(B) 使用經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行非導(dǎo)頻音上的內(nèi)插。
14. 如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，步驟(A)還包括(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行連續(xù)導(dǎo)頻碼元上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l) 的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；以及(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新連續(xù)導(dǎo)頻碼元的至少一個子集上的內(nèi)插濾波器系數(shù)。
15. 如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，步驟(A)還包括(1) 使用來自在先碼元的經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻 碼元中的第一個上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l) 的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻碼元中的所述第一 個上的內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(4) 對所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻碼元中剩余的連續(xù)導(dǎo)頻碼元中的每一個重復(fù) 步驟(1)-(3)。
16. —種用于在無線通信系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計(jì)的方法，包括(I) 使用在連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上發(fā)送和接收的信號計(jì)算所述連續(xù)和離散導(dǎo) 頻信元上的信道傳遞函數(shù)；(II) 使用時域自適應(yīng)內(nèi)插，計(jì)算離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)， 包括以下步驟(A) 更新內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行連續(xù)導(dǎo)頻音上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得 自步驟(l)的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新連續(xù)導(dǎo)頻音的至少一個子集上的 內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(B) 使用經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行離散導(dǎo)頻音上的內(nèi)插以得到所 述離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的傳遞函數(shù)估計(jì)。(III) 使用頻域自適應(yīng)內(nèi)插，計(jì)算非導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)， 包括以下步驟(A)更新內(nèi)插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行非導(dǎo)頻音上的內(nèi)插；(2) 使用得自步驟(III)-(A)-(1)的內(nèi)插結(jié)果，補(bǔ)償發(fā)送信號的信道畸變；(3) 基于得自步驟(III)-(A)-(2)的經(jīng)補(bǔ)償?shù)慕邮招盘柾ㄟ^判決估計(jì)所 述發(fā)送信號；(4) 計(jì)算判決誤差；(5) 如果所述判決誤差的幅值小于預(yù)先設(shè)置的閾值，則更新所述內(nèi) 插濾波器系數(shù)，包括以下步驟(a) 基于接收信號和所述對發(fā)送信號的判決計(jì)算非導(dǎo)頻音上的 信道傳遞函數(shù)；(b) 通過將從步驟(a)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟 (III)-(A)-(l)的內(nèi)插結(jié)果相比較計(jì)算估計(jì)誤差；以及(c) 使用從步驟(b)計(jì)算出的所述估計(jì)誤差，更新非導(dǎo)頻音的至 少一個子集上的內(nèi)插濾波器系數(shù)。
17. —種用于在無線通信系統(tǒng)中進(jìn)行信道估計(jì)的方法，包括 使用在連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上發(fā)送和接收的信號計(jì)算所述連續(xù)和離散導(dǎo) 頻信元上的信道傳遞函數(shù)；(II) 使用頻域自適應(yīng)內(nèi)插，計(jì)算非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)；以及(III) 使用時域自適應(yīng)內(nèi)插，計(jì)算非導(dǎo)頻碼元的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。
18. 如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，步驟(II)還包括(A) 基于LMS算法更新內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(B) 使用經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行非導(dǎo)頻音上的內(nèi)插。
19. 如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，步驟(A)還包括(1) 使用當(dāng)前內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行連續(xù)導(dǎo)頻碼元上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求13中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l) 的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；以及(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新連續(xù)導(dǎo)頻碼元的至少一個子集上的內(nèi)插濾波 器系數(shù)。
20. 如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，步驟(A)還包括(1) 使用來自在先碼元的經(jīng)更新的內(nèi)插濾波器系數(shù)，執(zhí)行預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻 碼元中的第一個上的內(nèi)插；(2) 通過將從所述權(quán)利要求1中步驟(I)計(jì)算出的信道傳遞函數(shù)與得自步驟(l) 的內(nèi)插結(jié)果相比較來計(jì)算估計(jì)誤差；(3) 使用計(jì)算出的估計(jì)誤差，更新所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻碼元中的所述第一 個上的內(nèi)插濾波器系數(shù)；以及(4) 對所述預(yù)定數(shù)目的連續(xù)導(dǎo)頻碼元中剩余的連續(xù)導(dǎo)頻碼元中的每一個重復(fù)步驟(1)陽(3)。
全文摘要
一種用于無線通信系統(tǒng)中的信道估計(jì)的方法包括以下步驟。使用在連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上發(fā)送和接收的信號計(jì)算該連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。使用所計(jì)算出的連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)執(zhí)行時域自適應(yīng)內(nèi)插以得到該離散導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。使用所計(jì)算出的連續(xù)和離散導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)執(zhí)行頻域自適應(yīng)內(nèi)插以得到非導(dǎo)頻音的非導(dǎo)頻信元上的信道傳遞函數(shù)。
文檔編號H04L27/28GK101228760SQ200680024278
公開日2008年7月23日 申請日期2006年5月30日 優(yōu)先權(quán)日2005年5月27日
發(fā)明者G·隆, Y-W(E)·常 申請人:米迪亞菲股份有限公司