專利名稱：用于音調(diào)檢測的可調(diào)諧濾波器的制作方法
用于音調(diào)檢測的可調(diào)諧濾波器本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)以及信號的檢測，如該系統(tǒng)中的同步信號。尤其是在數(shù)字通信系統(tǒng)中，同時在時域和頻域里把每個移動電臺(MS)鎖定到 與其進行通信的基站(BS)是很重要的。通過使基站有規(guī)律地發(fā)送一已知信號，可以 使移動電臺更容易獲得定時和頻率基準。例如，在全球移動通信(GSM)系統(tǒng)中，基 站發(fā)送對移動電臺而言其格式是固定且已知的頻率脈沖(FB)。該頻率脈沖包含一個 在標稱載波之上1625/24千赫茲的頻率偏置處的聲調(diào)。該頻率脈沖的寬度等于148 個調(diào)制符號。該頻率脈沖被移動電臺所使用，以獲得粗略的到基站的定時和頻率鎖 定。通過檢測FB聲調(diào)并計算離預期1625/24千赫茲基準的偏置，便實現(xiàn)了粗略的 與BS的同步化。時間同步化是通過檢測頻率脈沖的首尾節(jié)點而實現(xiàn)的。--旦已實 現(xiàn)粗略的到BS的時間和頻率同步化，則MS有可能接收更多的邏輯信道以便建立 或接收一個與基站的連接。典型地，同步信道(SCH)可被用于實現(xiàn)一種更精確的與 BS的時間和頻率同步。由基站發(fā)送的頻率脈沖包含一個在標稱載波信號之上1625/24千赫茲的頻率 偏置處的純音調(diào)。因此，如果基站和移動電臺的時鐘基準被很好地鎖定，則該移動 電臺可能會通過尋找一個在定義好的大小為1625/24千赫茲的偏置處的音調(diào)來檢測頻率脈沖的存在性。然而，移動電臺的時鐘基準將永遠不會與基站的時鐘基準完全 對準。此外，該基準或許會隨著時間和溫度而漂移。因此，重要的是，即使當偏置 不完全等于期望值1625/24千赫茲時，頻率脈沖檢測器也要能夠成功地鑒別頻率脈 沖。

圖1顯示了可以在一典型的接收器里發(fā)現(xiàn)的不同的組件。注意這些不同的級 代表了對標準信號所執(zhí)行的處理，但并不必然對應于一個實際的接收器的實現(xiàn)方 式。在接收器的天線109處接收到的信號首先被射頻單元101處理。然后，所得的
模擬電子信號被傳遞到混合-信號處理單元102，以轉(zhuǎn)化為數(shù)字格式?；旌闲盘柼幚戆?shù)轉(zhuǎn)換(ADC) 103、低通濾波104和最終的抽選105。該信號然后被傳 輸?shù)綌?shù)字信號處理單元106。頻率脈沖檢測接收器體系結(jié)構被實現(xiàn)在數(shù)字信號處理 單元105中。復I/Q樣本是在基帶處獲得的，并被處理以鑒別用于表現(xiàn)FB的特征 的頻率音調(diào)。根據(jù)被執(zhí)行的任務的本性，頻率脈沖檢測接收器屬于更一般的一類頻率檢測 算法。就這一點而言，在過去許多不同的方法已經(jīng)被提出以用于頻率檢測接收器的 設計。一組可能的算法通過使用快速頻率變換(FFT)或離散頻率變換(DFT)而運行在 頻域里。典型地，接收到的采樣信號首先被轉(zhuǎn)換到頻域中。頻域組件然后被用來鑒 別接收到的信號里是否存在一個強頻率成分。強頻率成分的存在將表明頻率脈沖正 在被接收。與運行在頻域里的算法相關的主要缺陷之一就是實現(xiàn)的復雜性。把接收的時 域信號轉(zhuǎn)換到頻域中可能實現(xiàn)起來很復雜，特別是運行在一個實時環(huán)境中時。因此， 已經(jīng)出現(xiàn)許多復雜性略小的算法。其中之 一 是Goertzel算法(參看 http:〃www.numerix隱dsp.com/goertzel.html; P.Mock， " Add DTMF generation and decoding to DSP microprocessor designs" ， EDN，第30巻，第205頁到220頁，1985 年3月21日。)但是，復雜性略小的算法如Goertzel算法同樣也受到很多限制。當接收器使 用Goertzel算法進行頻率脈沖的檢測時，檢測精確度與檢測范圍直接相關。只有當 檢測范圍是有限的時候。才能獲得良好的檢測性能。結(jié)果是，只有當移動電臺的頻 率基準符合精度和穩(wěn)定性要求時才能獲得好的檢測性能。圖2呈現(xiàn)了一個改版的可以被用作頻率音調(diào)信號檢測的Goertzel算法。 接收的復信號首先被儲存在接收信號緩沖器201中。該接收信號緩沖器可能 具有所需的尺寸，使得它可以保存包含頻率脈沖在內(nèi)的所有樣本。這樣做對于估計 下列兩種頻率之間的偏置很有用發(fā)送頻率脈沖所用的己知頻率，以及接收到的頻率脈沖的頻率。該頻率偏置的估計接下來可能被進一步用于實現(xiàn)基站和移動電臺之 間的頻率同步。復I/Q樣本在K個樣本的群里被處理。對k個樣本構成的每一塊，在單元203 中計算信號品質(zhì)值?？梢杂嬎阍撝挡⒁灾鳛榭缭剿邮盏腎/Q樣本塊的能量柳=t ( +(w))2)《("是第k個接收塊的輸入信號品質(zhì)值。^(力和^(;')被分別用來表示第j 個接收樣本的I部分和Q部分。很明顯，對那些熟悉該項技術之人，其它測量可 以被用在輸入信號品質(zhì)方面。這種測量包括信號振幅和信噪比。在單元205中，對輸入能量值進一步求平均。該濾波級的時間常數(shù)應該使得 它對應于頻率脈沖的長度。假設頻率脈沖里的樣本總數(shù)為N，那么用于求平均單元 205的一種可行的實現(xiàn)方式是j 盧'j &=附+[—-1,)=f 柳從接收信號緩沖器201中檢索出的復樣本同樣也被濾波單元202所使用。典 型地，在該處理級中實現(xiàn)的濾波器將會是一個帶通濾波器。該濾波器的通帶常常以 待測聲調(diào)在頻域里的預期位置為中心。在MGA算法中，該濾波級通常實現(xiàn)成二階 無限沖激響應(IIR)濾波器。然而應該注意的是這不是該方法固有的要求，同 時該技術可以很容易地拓展成和其它濾波技術一起共同操作。然后，在單元204中處理被濾波的復樣本，其中計算出信號品質(zhì)值。在單元 204中執(zhí)行的計算和在單元202中執(zhí)行的計算完全一樣，并且用來產(chǎn)生一個濾波能 量值^("。然后這些濾波能量值^")用在單元206中，以產(chǎn)生平均濾波能量值 A(w)。在該級中所執(zhí)行的處理和在單元205中所執(zhí)行的處理是完全一樣的。平均輸入能量值4(^和濾波能量值A—)接下來在單元207中結(jié)合在一起， 此處計算前面兩個量值的比例。然后，所得的輸出-輸入能量比"4 )"^)被 用于檢測是否存在頻率脈沖。檢測比例k也可以被用作鑒別被測頻率脈沖的首尾節(jié) 點在時域里的位置。然后，該信息被移動電臺利用，以實現(xiàn)粗略的與基站的同步。圖3描述了能量比k的軌跡，并闡明了該比例是如何被用來鑒別頻率脈沖的 存在及其位置的。當接收的I/Q樣本包含除頻率脈沖以外的任何信號時，該信號能
量中的大多數(shù)將被單元202過濾掉。這就意味著過濾后的信號和輸入信號能量之 間的比例將會非常低。因此，檢測率k的值將接近于零。值得注意的是，在沒有頻 率脈沖的情況下檢測率k的殘余量可以被用來估計接收信號里的噪音強度。既然在 單元202中所實現(xiàn)的濾波器的通帶以頻率脈沖的期望頻率為中心，則對于組成頻率 脈沖一部分的樣本塊而言過濾后的和輸入的能量之比將會接近于1。結(jié)果，當來自 頻率脈沖的第一樣本塊被處理時，檢測率k將會開始上升到殘余噪聲級之上。該檢 測率將會不斷上升，直到來自頻率脈沖的最后一個樣本塊被處理。此時，檢測率應 該接近于l。因此，如果檢測率k大于一個閾值T，則接收信號里的音調(diào)的存在性 將能夠被鑒別，而該閾值T例如可以通過仿真而被確定。當其達到最大值之后， 檢測率的值將會下降，直到達到殘余噪聲級。因此，可以看到，頻率脈沖的存在性 可以通過監(jiān)視檢測率k的上升而被檢測到。而且，檢測率的最大值位置可以被用作 估計頻率脈沖的結(jié)束位置。該信息接下來可以被用作恢復基站定時信息。當一頻率 脈沖被識別時，有可能一旦檢測率的最大值已被檢測到就中斷該接收信號的MGA 處理。許多不同的技術可以被用作檢測該最大值。在一個可能的實施例中，最大值 可以被識別為閾值T之上的最后一個值，其大于它之前的值。這樣簡單的技術可 以通過在該接收信號的MGA處理結(jié)束之前尋找檢測率的-一個微小下跌而被進一 步優(yōu)化。如圖2所表示的那樣，輸出信號可能被寫回到原始信號緩沖器201中。過濾后的信號接下來可以被用來計算基站和移動電臺之間的的頻率偏置。該頻率偏置信 息將幫助實現(xiàn)移動電臺和基站之間的頻率同步。通過把該過濾后信號寫回到該接收信號緩沖器201中，有可能減少數(shù)字接收器的存儲器要求。然而，根據(jù)為實現(xiàn)濾波 單元202而選擇的技術，這或許是不可能的。在這種情況下， 一個獨立的內(nèi)存儲存 可以被用來保存濾波操作之后的I/Q樣本。MGA是一個復雜性相對低的算法，該算法允許用通帶濾波器來檢測頻率脈 沖，該通帶濾波器的頻率響應以待測聲調(diào)的預期位置為中心。該濾波器的通帶寬度 驅(qū)動了該算法的檢測范圍。如果該濾波器非常狹窄，那么當頻域里的位置接近于期 望值時該接收器將僅僅能夠檢測該頻率脈沖。這就意味著只有基站和移動電臺的 頻率基準相互非常接近時，才能檢測到該頻率脈沖。該要求的實際結(jié)果就是移動 電臺的頻率基準需要非常的準確和穩(wěn)定。這種部分的使用將導致移動電臺的成本上
漲。為了提高頻率檢測范圍，有可能加寬該濾波器的通帶部分。然而，這樣做的話， 其檢測概率將會降低，同時假警報概率(被定義為在沒有接收到任何頻率脈沖時檢 測到頻率脈沖的概率)將會升高。依據(jù)本發(fā)明的某一方面，本發(fā)明提供了一種利用改版Goertzd算法的改編版 本來分析包括一連串符號的信號的裝置，其中MGA的改編版本利用了濾波構件， 其被安排去跟蹤該信號的譜特性并在該濾波構件的通帶內(nèi)維持該特性。本發(fā)明還包括一種利用改版Goertzel算法的改編版本來分析包括一連串符號 的信號的方法，其中該MGA的改編版本利用了濾波，其被安排去跟蹤該信號的譜 特性并在濾波的通帶內(nèi)維持該特性。依據(jù)另一方面，本發(fā)明提供了用于分析包括一連串符號的信號的裝置，該裝 置包含用于計算所述信號的度量的構件、用于對該信號進行濾波的濾波構件、用于 計算濾波后的信號的度量的構件、以及用于比較所述度量的構件，其中該濾波構件 被安排去跟蹤該信號的譜特性并在該濾波構件的通帶內(nèi)維持該特性。本發(fā)明還包括一種用于分析包括一連串符號的信號的方法，該方法包括計算 所述信號的度量、對所述信號進行濾波、計算濾波后的信號的度量、以及比較所述 度量，其中該濾波被安排去跟蹤該信號的譜特性并在該濾波的通帶內(nèi)維持該特性。所提出的接收器體系結(jié)構或許可以實現(xiàn)在處理器上的硬件、軟件或其組合之中。僅僅作為示例，本發(fā)明確定的實施例現(xiàn)在將參考附帶的示意圖而被描述，其中圖一系一無線通信信號接收器的高級方塊圖；圖二系一個MGA處理的方塊圖，其中該MGA處理可被用在如圖一中所顯 示的接收器中。圖三系由在圖二所顯示的MGA處理所產(chǎn)生的檢測率曲線圖；以及 圖四系在圖二中所顯示的MGA處理的一種變體的方塊圖?，F(xiàn)在將會被描述的接收器體系結(jié)構是參照圖2所述Goertzd算法的進一步發(fā)
展，其避免了檢測精確度對檢測范圍的依賴性。下面被描述的接收器體系結(jié)構可因 此實現(xiàn)良好的檢測性能，同時不對主機設備的頻率基準強加嚴格的精度和穩(wěn)定性要 求。在下面所描述的體系結(jié)構中，一頻率檢測接收器以K個復樣本的塊為單位來處 理接收到的信號。對于每一塊，計算信號品質(zhì)測量。每一塊中的信號的主要頻率成 分被估計，并被用于推導濾波器的系數(shù)。接收到的復樣本接下來通過該濾波器進行 處理，并且計算與濾波后的信號相關聯(lián)的信號品質(zhì)測量。濾波后的信號品質(zhì)與輸入 信號品質(zhì)的比例被用作鑒別是否存在帶強頻率成分的信號。因為用于處理接收信號的濾波器系數(shù)是針對每一個由K個樣本構成的塊而計算的，所以下面描述的接收器體系結(jié)構的檢測范圍并不依賴于該濾波器的寬度。這就非常有利地使得檢測性能不 依賴于檢測范圍。但是，針對每一接收塊的濾波器系數(shù)的改變可能會導致濾波處理 不穩(wěn)定。這種情況可以通過在接收樣本的每一新塊的起始處修改該濾波器的狀態(tài)而 予以避免。在使用下面所描述的接收器體系結(jié)構的情況下，通過估計該頻率脈沖的末端在 時間上的位置，使用這種體系結(jié)構的設備有可能實現(xiàn)粗略的與發(fā)射機的時間同步。這種定時估計的精度依賴于塊長度K。下面被描述的接收器體系結(jié)構非常適合于運行在如全球移動通信系統(tǒng)這樣的 蜂窩式通信系統(tǒng)之中的手機設備。由所提議的接收器體系結(jié)構獲得的大檢測范圍使 得手機有可能使用一種對精確度和穩(wěn)定性要求并不高的頻率基準。通過比較圖二和圖四可以看出圖四中所提議的接收器體系結(jié)構是圖二中所顯示MGA體系結(jié)構的一種拓展，同時它們的絕大多數(shù)處理步驟都是完全相同。MGA 和所提議的接收器體系結(jié)構之間主要的差異就是..該濾波處理單元202被一自適應 濾波器301所代替。在MGA中，單元202中所使用的濾波器被設計成能夠使相關 頻率響應以頻率脈沖的期望位置為中心。在圖四中所顯示的接收器體系結(jié)構通過使 濾波器301的頻率響應適應于接收信號的頻率內(nèi)容從而拓展了該方法。通過這樣的 操作，接受器的檢測范圍被提高了，同時不依賴于該濾波器301的通帶寬度。對于每一個由K個接收樣本構成的塊，該濾波單元301的配置都會被調(diào)整以和 當前的頻率響應匹配。針對接收信號特性而對濾波器301所作的調(diào)整是由單元302 和303來執(zhí)行的。單元302在K個接收樣本構成的塊中計算頻率偏置。然后，該頻
率偏置估計被單元302所使用，以計算單元301里的濾波器配置。 一旦配置完成， 單元301就會對K個接收樣本的最近的集合進行濾波。該處理過程會針對每個接 收樣本塊而重復進行，直到一個頻率脈沖被鑒別或者待處理的樣本集已經(jīng)用完。該頻率估計單元302的一種可能的實現(xiàn)方式現(xiàn)在將會被介紹。一個塊內(nèi)的連續(xù) 符號之間的平均相差可以與給定塊內(nèi)的頻率偏置關聯(lián)起來。對于第i個接收塊，平 均相差可以以如下式計算出來<formula>formula see original document page 10</formula>其中Z表示"角度成分"，而W力是來自緩沖器20 1的第j個接收到的復符號:其可表示為該頻率偏置可以通過下面的方程式和平均相差關聯(lián)起來:說,其中,是對數(shù)字信號進行采樣所用的頻率。注意使用許多可供選擇的技術以估計頻率偏置或?qū)钠骄嗖钍怯锌赡艿摹?例如，計算一個塊中每個接收到的樣本的角度分量是可能的。然后，可以通過對相位值進行線性回歸從而估計頻率偏置，因為它正比于線性 擬合的斜率。一旦平均相差或?qū)念l率偏置已經(jīng)被估計出來，則濾波器301的系數(shù)就在單 元302中被計算出來。在一個所提出的接收器體系結(jié)構的首選實施例中，該濾波器 301被實現(xiàn)成二階無限沖激響應(IIR)?，F(xiàn)在將針對該首選實施例描述該濾波器配置 的計算過程。但是，對于那些熟悉該技術之人而言，把所提議的方法拓展到其它濾 波器配置是很容易的。所提議的二階無限沖激響應濾波器的頻率響應在一般情況下可以在Z域中表 示為<formula>formula see original document page 11</formula>、 ^"一'}表示兩個零的位置，同時^。，^^表示該濾波器兩極的位置。為了減少該濾波單元301實現(xiàn)的復雜性，把兩個零選擇定位于z平面的原點是可能的。如果這 樣做，該濾波器單元301的頻率響應就簡化為 ) = ~~^r~(1-z Po)x(l-Z a)然而要注意，所提議的方法并不限制在這個案例的應用中。兩極的位置控制著該濾波器301的頻率響應。該濾波器配置應該被設計成使得 該濾波器的通帶包括由單元302所估計的頻率偏置。通過示例，有可能按照如下方 法為第i個接收到的塊選擇兩極位置參數(shù)a和《的值控制著該濾波器301的頻率響應，其同時還能被選擇成使該檢 測概率最大化。在這種兩極位置定義的情況下，該濾波器301的頻率響應(為第i個接收到的 塊配置的)可以被表示為 it1 一 2您離')cos(《)z一1 + aV順￡—2濾波器K的增益應該被選擇以至于^^lz^e一)^1。這就意味著接收到的樣本塊的主要頻譜成分通過該濾波器301后并未衰減。為了達到這個條件，該濾波器增益K應該被設置為然后為第i個接收塊而配置的濾波器的總頻率響應可以被表示為l一2ofcos(《)+cg2柳:—2您慮)cos(^z-、"V離'V2從極位置的定義可以看出，在所提議的接收器體系結(jié)構的首選實施例中，只有相位被調(diào)整以與接收信號譜特性相適應。在處理該接收信號期間，電極的振幅a被 保持為定值。這就帶來了兩個優(yōu)勢。第一個優(yōu)勢就是濾波器的增益K并不依賴于 與當前的樣本塊相關聯(lián)的相位》(0。類似的是，該濾波器的群延時不依賴于所估計 的相位偏置3(/)。該接收器體系結(jié)構首選實施例的這兩個特性就簡化了所提議方法 的實現(xiàn)過程。然而，對那些熟悉該技術之人而言把所提議的方法拓展到濾波器配置 是很容易的，其中電極的振幅a被調(diào)整以與接收的信號相符合。使用該濾波器305頻率響應的上述定義，與第j個接收樣本(屬于第i個接收 塊)對應的過濾后的信號可以被表示成如下形式o W=(n r(/))—k 1))-"21) x v(/-2))其中""0和""0是第i個接收塊的復濾波器系數(shù)，它們等于這兩個濾波器系數(shù)是由該濾波器系數(shù)計算單元303所產(chǎn)生的值。從用于描述濾波信號是如何產(chǎn)生的那個方程中可以看出第j個濾波樣本取決于第j個接收樣本和兩個先前的濾波樣本^d和"(7.—2)(其也被當作為"濾波器狀態(tài)")。這就意味著接收塊i+l中的第一個濾波樣本取決于塊i中最后兩 個濾波樣本。但是，接收塊i+l的濾波系數(shù)通常不同于接收塊i的濾波系數(shù)。使 用接收塊i的濾波值^(;'—"和^G —2)(接收塊i具有與接收塊i+l相關的濾波系 數(shù)"'(/ + 1)和"2(/ + 2))將會在被過濾的序列中產(chǎn)生不連續(xù)，并能夠?qū)е聻V波輸出的 不穩(wěn)定性。最終，這種不連續(xù)將會降低所提議的接收器的檢測性能。這個問題的一 種可能的解決方法就是當開始處理新的塊時重新初始化該濾波器狀態(tài)。然而，這將會在濾波序列的產(chǎn)生過程中帶來一個延時，其等于濾波器的群延時。如果塊長度K與濾波器的群延時相比是較大的，那么這還是可以接受的。但是，在所提議的接收 器體系結(jié)構的實際實現(xiàn)方式中，塊長度和濾波器群延時將會具有相同量級的幅值。在每個新的接收塊的起始處重新初始化濾波器狀態(tài)將因此導致濾波信號信息的嚴 重損失。下面的技術可以被用來避免這種損失。在來自接收塊i+l的第一個樣本巧(7')被產(chǎn)生之前，濾波器的狀態(tài)以如下方式被更改通過來自塊i的濾波器系數(shù)和塊i+l的濾波器系數(shù)的比例的乘法運算，濾波器 的狀態(tài)得到修改。通過這種方法，濾波輸出中的不連續(xù)就可以避免，同時沒有因濾 波器狀態(tài)的重新初始化而導致的信息損失。如本文檔前面所描述的那樣，用于產(chǎn)生濾波器系數(shù)的相位^0可以通過使用平力(/
均復數(shù)符號差而被計算
<formula>formula see original document page 14</formula>
這個平均復數(shù)符號差有如下形式
<formula>formula see original document page 14</formula>
其中/^)依賴于接收信號，它還隨著塊的不同而發(fā)生變化。因此，&'')可以通過計算復數(shù)符號A(/)的相位而被估計出來。但是，這樣的估計處理通常非常復雜， 因為它通常要求計算反正切函數(shù)。現(xiàn)在將描述這樣一種技術，其中濾波系數(shù)"'①和的計算過程不需要清楚地計算相位&0 。這樣的一種技術有助于減少所提議的接收器體系結(jié)構的實現(xiàn)復雜度。為了避免明確計算相位&o，下面的兩個量被計算出來并儲存在接收器的內(nèi)存中
<formula>formula see original document page 14</formula>
在所提議的接收器體系結(jié)構的首選的實施例中，在該接收信號的處理過程中a 和《的值沒有被修改。因此，；和^的值可以被預先計算出來且其還不需要被更新。一旦平均復數(shù)差分符號A(/)已經(jīng)被計算出來，它就被歸一化以至于相關聯(lián)的振 幅等于l。所得的復數(shù)符號可以表示為
<formula>formula see original document page 14</formula>
其還可以被分解為相應的實部和虛部分量
然后該濾波器系數(shù)"々)可以使用簡單的乘法運算而被計算出來 類似的是，該濾波器系數(shù)^(/)可以使用下面一組方程而被計算出來，((i) = 2 x <52 x K!')x A,②其中，《w和";w表示該濾波器系數(shù) w的實部和虛部。因此在所提議的技術的情形下，該濾波器系數(shù)"'^和"2W可以在不明確計算相位&0的情況下被計算出來。應該注意的是，即使復數(shù)符號A(/)的振幅歸一化處理 是可以使用平方根計算而得到的，但是還可以使用公知的不需要計算量很大的函數(shù) 的逼近算法。如前上述，該濾波器的狀態(tài)在一個新的數(shù)據(jù)塊開始處理之前被更新。通過該操 作，與濾波器不穩(wěn)定性相關的問題都可以避免掉。當這種技術被使用時，每個濾波 器狀態(tài)值通過舊的濾波器系數(shù)和新的濾波器系數(shù)的比例而進行調(diào)整。因此，當依據(jù) 前面所介紹的方程式而執(zhí)行時，該技術就要求計算兩個復數(shù)的比值。這樣的一種方 法或許計算起來很復雜。因此，不需要執(zhí)行任何復雜除法操作的濾波器狀態(tài)更新計 算的實現(xiàn)方式現(xiàn)在將會被介紹?，F(xiàn)在針對于狀態(tài)"(/_1)更新的描述將被提供，但 是對于那些熟悉該技術之人而言這樣的一種方法如何被通用化是很明顯的。該濾波器的狀態(tài)可以依據(jù)下面的方程式在新塊的起始處被更新
通過定義，該濾波器系數(shù)"'①和"'(;+ 1)有如下的形式 因此，狀態(tài)更新方程式可以表示為結(jié)果，很明顯的是，狀態(tài)更新可以作為與相位復向量—一(')一^))的乘法運算 而被實現(xiàn)。該相位復向量可以使用分別對應于當前和先前塊的振幅歸一化平均符號 差分^(/ + 1)和^(/)而被計算出來。該相位復向量計算的實現(xiàn)方式僅僅需要加法和乘法運算。因此，使用這種技術進行濾波器狀態(tài)更新，其實現(xiàn)復雜度可以被降低。如前面所表述的那樣，頻率脈沖的檢測不僅用來實現(xiàn)MS和BS的頻率同步， 而且還用于實現(xiàn)粗略的時間同步。頻率脈沖在時間中的位置可以被用來使移動電臺 的時基與基站的時基校準。一種可能的可以獲得這種效果的方法包括鑒別檢測率是 最大時的位置點。在沒有噪音的情況下，該點將對應于頻率脈沖的尾端。當通過接 收器獲知頻率脈沖的長度N時，有可能計算頻率脈沖的起始點。這個定時信息允 許移動電臺把它的時基與基站的時基對齊。定時信息的準確性直接依賴于每個塊中被處理的樣本的個數(shù)。如果為第i個接 收塊而檢測到頻率脈沖的尾端，那么頻率脈沖的尾端的精確定時可以對應于形成該 塊一部分的K個樣本中的任何一個。因此，為了以較高的精度檢測到頻率脈沖的 定時，該塊長度K應該被盡可能地低地設置(事實上，為了提供最好的同步精度， 其應該等于l)。但是，減少塊長度K會導致計算復雜度的升高。對于每個被處理 的塊，相位差&0需要被估計，同時該濾波器303的系數(shù)需要被計算。減少塊長度 K會提高這樣計算的次數(shù)。因此，在所提議的接收器體系結(jié)構中， 一個后處理級可 以被附加上去以提高定時信息的精確性。通過這種操作，定時精度在沒有必要減少 塊長度K的情況下可以被提高。當頻率脈沖的尾端僅僅由檢測比k(i)是最大值的脈沖索引i確定時，該定時可 以對應于索引數(shù)來自集合Wx"…，①'")x"一"的樣本的任何一個。然后對應于脈 沖尾端的樣本的選擇可以被確定，通常，為("iQ。在所提議的接收器體系結(jié)構中， 該原始估計通過計算一個K比例塊內(nèi)部檢測率k(i)的重心(COG)而被提高。 一旦 最大檢測率k(i)已經(jīng)被識別，該接收信號就會被處理，直到M個新的檢測率被計 算。集中在最大檢測率周圍的(2><^) + 1個檢測率然后被組合，且它們的重心被計 算出來。"=,一.A/ ............._頻率脈沖尾端的原始估計^可以通過使用如下的重心(COG)計算而被提高因此，通過使用重心計算的結(jié)果，有可能實現(xiàn)低于塊長度K的定時估計分辨率。最后，應該注意所提議的接收器體系結(jié)構可以很容易地通過更改計算頻率偏置 或等價的相位差而被拓展，以至于來自多個接收塊的結(jié)果被組合在一起。在所提議 的方法的首選實施例中，相位差&0通過僅僅使用來自第i個接收塊的樣本而被估 計出來。但是，為了產(chǎn)生該相位估計而使用前面塊里的樣本也是可能的。所提議的 接收器體系結(jié)構的一種拓展的可能的執(zhí)行將會在其正在濾波器參數(shù)計算單元303 中使用之前去過濾與不同的接收塊相關聯(lián)的相位差估計e(G。
權利要求
1.利用修改后的Goertzel算法MGA的改編版本來分析包括一連串符號的信號的裝置，其中所述MGA的改編版本使用了濾波構件，所述濾波構件跟蹤信號譜特性并在所述濾波構件的通帶內(nèi)保持所述特性。
2. 用于分析包括一連串符號的信號的裝置，所述裝置包括用于計算所述信 號的度量的構件；用于對所述信號進行濾波的濾波構件；用于計算所述濾波信號的 度量的構件；以及用于比較所述度量的構件，其中所述濾波構件跟蹤信號譜特性并 在所述濾波構件的通帶內(nèi)保持所述特性。
3. 如權利要求1或2所述之裝置，其特征在于，所述濾波構件基于在到所述 濾波構件的途中對信號的分析來跟蹤所述特性。
4. 如權利要求1、 2或3所述之裝置，其特征在于，所述符號是按塊來處理的， 以確定所述濾波構件是如何跟蹤所述特性的。
5. 如權利要求1至4中任一項所述之裝置，其特征在于，所述濾波構件具有 濾波器電極"e"^)和^一力，其中"和纟表示濾波器形狀，同時3是相鄰符號之間的平均相位差。
6. 如權利要求1至5中任一項所述之裝置，還包括用于計算A的構件，所述A是指相鄰符號之間的平均相位差。
7. 如權利要求6所述之裝置，還包括通過確定A的角度分量從而計算3的構件。
8. 如權利要求6所述之裝置，還包括在沒有首先計算S的情況下根據(jù)A來計算 濾波器系數(shù)的構件。
9. 如權利要求1至8中任一項所述之裝置，其特征在于，所述符號是按塊進 行分析的，而所述濾波構件是按塊進行更新的，以跟蹤所述特性。
10. 如權利要求1至9中任一項所述之裝置，其特征在于，在對濾波構件重新 配置以跟蹤所述特性時，濾波器狀態(tài)適于避免能影響所述濾波構件輸出的不連續(xù)性。
11. 如權利要求1至10中任一項所述之裝置，其特征在于，所述特性是信號 的平均頻率。
12. —種利用修改后的Goertzel算法MGA的改編版本來分析包括一連串符號 的信號的方法，其中所述MGA的改編版本使用了濾波，所述濾波用于跟蹤信號譜 特性并在所述濾波的通帶內(nèi)維持所述特性。
13. —種用于分析包括一連串符號的信號的方法，所述方法包括計算所述 信號的度量；對所述信號進行濾波；計算所述濾波信號的度量；以及比較所述度量， 其中所述濾波用于跟蹤信號譜特性并在所述濾波的通帶內(nèi)維持所述特性。
14. 如權利要求12或13所述之方法，其特征在于，所述濾波基于在到濾波 處理的途中對信號的分析來跟蹤所述特性。
15. 如權利要求12、 13或14所述之方法，其特征在于，所述符號是按塊進 行處理的，以確定所述濾波是如何跟蹤所述特性的。
16. 如權利要求12或15所述之方法，其特征在于，所述濾波具有濾波器電 極"e^+。和^一力，其中"和《表示濾波器形狀，同時3是相鄰符號之間的平均相位差。
17. 如權利要求12至16中任一項所述之方法，還包括計算A即相鄰符號之 間的平均相差。
18. 如權利要求17所述之方法，還包括通過確定A的角度分量從而計算》。
19. 如權利要求17所述之方法，還包括在沒有首先計算^的情況下根據(jù)A來 計算濾波器系數(shù)。
20. 如權利要求12至19中任一項所述之方法，其特征在于，所述符號是按 塊進行分析的，并且所述濾波是按塊進行更新的，以跟蹤所述特性。
21. 如權利要求12至20中任一項所述之方法，其特征在于，在對所述濾波 進行重新配置以跟蹤所述特性時，濾波器狀態(tài)適于避免能影響所述濾波輸出的不連 續(xù)性。
22. 如權利要求12至21中任一項所述之方法，其特征在于，所述特性是信 號的平均頻率。
23. —種使數(shù)據(jù)處理裝置執(zhí)行如權利要求12至22中任一項所述方法的程序。
全文摘要
一種用于分析包括一連串符號的信號的裝置，該裝置包含用于計算上述的信號的度量的構件、對上述的信號進行濾波的濾波構件、計算上述被濾波的信號的度量的構件、以及比較上述的兩個度量的構件，其中該濾波構件被安排以跟蹤信號的譜特性并在濾波構件的通帶內(nèi)維持該特性。根據(jù)一個方面，該裝置使用改版Goertzel算法的改編版本，其中濾波器的頻率響應適于考慮針對每個K個樣本構成的塊的頻率偏置估計。
文檔編號H04Q1/30GK101133655SQ200680006843
公開日2008年2月27日 申請日期2006年2月27日 優(yōu)先權日2005年3月4日
發(fā)明者賽瑞爾·凡拉登 申請人:Ttpcom有限公司