專利名稱：交織ofdma上行鏈路系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于寬帶無(wú)線接入技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種采用交織(Interleaved)子載波分配方法的正交頻分復(fù)用多址(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access，OFDMA)上行鏈路系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
近年來(lái)，在寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)中都采用了OFDM或OFDMA技術(shù)。OFDM/OFDMA以其抗多徑衰落能力強(qiáng)，頻譜利用率高等特點(diǎn)，已經(jīng)成為下一代移動(dòng)通信中最具競(jìng)爭(zhēng)力的傳輸技術(shù)之一。
OFDMA是指在多用戶OFDM系統(tǒng)中，通過(guò)為每個(gè)用戶分配不同的子載波，從而得到的一種新的多址方式。在OFDMA系統(tǒng)中，用戶占用不同的子載波，因此多個(gè)用戶可以同時(shí)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸；并且由于各個(gè)子載波之間相互交疊，不需要為每個(gè)用戶加入保護(hù)頻帶，從而提高了頻譜利用率；同時(shí)子載波的正交性可以防止載波間干擾(inter-carrier interference，ICI)以及用戶間干擾(multiuser interference，MUI)。因此，作為一種靈活的多址方式，并且隨著WiMAX技術(shù)的廣泛推廣，OFDMA必將成為未來(lái)寬帶無(wú)線移動(dòng)通信系統(tǒng)中最具競(jìng)爭(zhēng)力的空中接口標(biāo)準(zhǔn)。
但是OFDMA系統(tǒng)對(duì)載波頻偏(Carrier Frequency Offset，CFO)很敏感，CFO不僅會(huì)導(dǎo)致本用戶信號(hào)幅度的衰減，而且還會(huì)引起本用戶子載波間的自干擾(sefl-ICI)，同時(shí)還存在由其他用戶的頻率偏移所引起的用戶間干擾。為了獲得理想的性能，用戶與基站之間的載波必須保持同步，例如在IEEE 802.16d/e協(xié)議中就要求載波頻率的偏差應(yīng)小于子載波間隔的2％。因此載波頻率同步是影響OFDMA應(yīng)用前景的關(guān)鍵問(wèn)題。其中CFO估計(jì)是載波頻率同步的主要任務(wù)。
在CFO估計(jì)方面，大量的研究都是針對(duì)于單用戶或下行鏈路OFDM系統(tǒng)的，然而這些頻率偏差估計(jì)方法不適用于多用戶上行鏈路系統(tǒng)中，因?yàn)樵诠烙?jì)每個(gè)用戶的頻偏參數(shù)時(shí)，首先要將該用戶的信號(hào)同其他用戶的信號(hào)分離開(kāi)，所以O(shè)FDMA系統(tǒng)的子載波分配方案與頻偏的估計(jì)方法是緊密聯(lián)系的。
在OFDMA系統(tǒng)中，主要有兩種子載波分配方法塊(Block)方法和交織(Interleaved)方法，如圖1所示。前者是將整個(gè)頻帶劃分為若干個(gè)連續(xù)的子頻帶，每個(gè)用戶占據(jù)一個(gè)或幾個(gè)子頻帶；而后者分配給每個(gè)用戶的子載波是交織分布在整個(gè)頻帶內(nèi)的。塊分配方法的頻率分集度不高，可能會(huì)造成某個(gè)用戶的子載波完全處于深衰落之中；而且用戶之間需要子載波保護(hù)間隔，這樣就會(huì)導(dǎo)致接入用戶的個(gè)數(shù)減少。交織分配方法可以提供最大的頻率分集和信道分集，但是由于不同用戶的子載波相距較近，因此該方法容易引入用戶間干擾。
目前還沒(méi)有可行的方法解決交織OFDMA上行鏈路系統(tǒng)中載波頻偏的估計(jì)問(wèn)題，而通過(guò)構(gòu)造接收機(jī)的信號(hào)結(jié)構(gòu)，借鑒現(xiàn)有DOA估計(jì)方法，例如多重信號(hào)分類法(MUSIC)，采用一個(gè)OFDMA符號(hào)塊則可以實(shí)現(xiàn)多個(gè)用戶頻偏的聯(lián)合估計(jì)。

發(fā)明內(nèi)容
提出本發(fā)明的目的是為了解決交織OFDMA上行鏈路系統(tǒng)中多用戶載波頻偏的估計(jì)問(wèn)題，首先分析了交織OFDMA上行鏈路系統(tǒng)的信號(hào)結(jié)構(gòu)，在此基礎(chǔ)上提出了一種基于子空間的兩階段頻偏搜索方法。
本發(fā)明的特征在于，在交織OFDMA上行鏈路的發(fā)射端，在集成電路芯片上依次按照以下步驟來(lái)構(gòu)造接收端接收到的OFDM信號(hào)的信號(hào)結(jié)構(gòu)步驟a把用戶m在一個(gè)OFDMA符號(hào)塊內(nèi)的P個(gè)調(diào)制符號(hào){S0(m)，S1(m)，…，SP-1(m)}輸入到一個(gè)子載波映射電路，即把{Sp(m)}p＝0P-1映射到N個(gè)子載波上，得到{Xi(m)}i＝0N-1，其對(duì)應(yīng)關(guān)系為 其中，i＝0，1，…，N-1表示頻率采樣序號(hào)，p＝0，1，2，…，P-1為該P(yáng)個(gè)調(diào)制符號(hào)的序號(hào)，Q為子信道數(shù)，滿足M≤Q，M為用戶個(gè)數(shù)，q(m)為第m個(gè)用戶所占用的子信道序號(hào)，q(m)∈{0，1，…，Q-1}；步驟b把步驟a中得到的{Xi(m)}i＝0N-1輸入到一個(gè)N點(diǎn)的IFFT運(yùn)算電路，轉(zhuǎn)化為時(shí)域OFDM信號(hào)；步驟c把步驟b的時(shí)域OFDM信號(hào)后面的NCP個(gè)數(shù)據(jù)通過(guò)一個(gè)移位寄存器插入沿時(shí)間軸排列的OFDM信號(hào)之前，完成插入循環(huán)前綴的操作；步驟d把步驟c得到的已完成插入循環(huán)前綴操作的時(shí)域OFDM信號(hào)送往一個(gè)并/串變換電路，從而轉(zhuǎn)化為串行OFDM信號(hào)，用x(m)(n)表示；步驟e把步驟d得到的串行OFDM信號(hào)送往一個(gè)數(shù)/模轉(zhuǎn)換電路轉(zhuǎn)化為模擬信號(hào)，用x(m)(t)表示；步驟f把步驟e得到的模擬信號(hào)輸入到一個(gè)載波調(diào)制電路后，再通過(guò)天線把時(shí)域OFDM信號(hào)發(fā)射出去；
在接收端，在集成電路芯片上依次按以下步驟進(jìn)行基于子空間的兩階段頻偏搜索操作步驟g接收端把接收到的時(shí)域OFDM信號(hào)輸入到另一個(gè)移位寄存器以去掉CP，得到的包含所有用戶信號(hào)的OFDMA符號(hào)r(n)=Σm=1Mr(m)(n)]]>其中r(m)(n)表示第m個(gè)用戶的OFDM符號(hào)r(m)(n)=Σp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πN(pQ+q(m)+ϵ(m))n]]>=ej2πN(q(m)+ϵ(m))nΣp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πPpn]]>其中，n＝0，1，…，N-1表示時(shí)域采樣序號(hào)，ε(m)∈(-0.5，0.5)為第m個(gè)用戶的歸一化頻偏ϵ(m)=Δf(m)Δf]]>Δf(m)表示用戶m的頻偏，而Δf表示子載波間隔，則{Δf(m)}m＝0M表示所有用戶的頻偏；Hp(m)表示用戶m在第(pQ+q(m))個(gè)子載波上的信道頻率響應(yīng)，其表達(dá)式為Hp(m)=Σl=1L(m)αl(m)e-j2π(q(m)+pQ)Δfτl(m)]]>其中，αl(m)和τl(m)分別為第l條路徑的復(fù)增益和時(shí)間延遲，L(m)為總的路徑數(shù)；步驟h把步驟g得到的r(n)輸入到一個(gè)串/并存儲(chǔ)轉(zhuǎn)換器，對(duì)剩余的N點(diǎn)采樣信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)重組，得到一個(gè)OFDM符號(hào)塊的矩陣表達(dá)式Y(jié)，Y＝A+Z＝VS+Z；其中， Z為Q×P維的加性高斯白噪聲矩陣；步驟i把步驟h得到的矩陣Y輸入到一個(gè)協(xié)方差矩陣計(jì)算電路，得到矩陣Y的協(xié)方差矩陣估計(jì)值 Ψ^=1PYYH=1PΣl=1PylylH]]>(·)H表示共軛轉(zhuǎn)置；
步驟j采用Jacobi特征值分解電路對(duì) 進(jìn)行特征值分解，得到 的特征值和特征向量，并通過(guò)比較器把特征值按從大到小的順序排列，得到λ1≥λ2≥…≥λM≥λM+1≥…≥λQ相應(yīng)的特征向量表示為u1=u1,1u1,2···u1,Q,u2=u2,1u2,2···u2,Q,···,uQ=uQ,1uQ,2···uQ,Q]]>步驟k采用AIC用戶個(gè)數(shù)估計(jì)電路得到用戶個(gè)數(shù)的估計(jì)值 M^=argminm{2m(2Q-m)+2P(Q-m)1gL]]>L=Σi=m+1Qλi/(Q-m)(Πi=m+1Qλi)1(Q-m)]]>通過(guò)比較器把 對(duì)應(yīng)的特征向量選出來(lái)組成矩陣 從而得到Uz的估計(jì)值； 步驟l在粗估計(jì)電路中，對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在θ∈
內(nèi)進(jìn)行大尺度譜峰搜索，(Q-1)表示子信道序號(hào)，θ的遞增值為θinc＝0.1/Q，再利用PCFO(θ)的 個(gè)峰值位置得到 大尺度搜索的估計(jì)值 其中θ(m)＝(q(m)+ε(m)/Q；該步驟l依次按照以下步驟進(jìn)行步驟l.1同一個(gè)頻偏譜計(jì)算電路按下式計(jì)算頻偏譜PCFO(θ)PCFO(θ)=1||aH(θ)UzUzHa(θ)||2]]>步驟l.2把步驟l.1得到的PCFO(θ)、步驟k得到的用戶個(gè)數(shù)估計(jì)值 輸入到一個(gè)選擇電路，得到所述估計(jì)值 步驟l.3按下式經(jīng)乘法器、加法器、向上取整電路后得到每個(gè)用戶占用的子信道序號(hào)的估計(jì)值 步驟m對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在每個(gè)用戶的θ(m)∈[(q(m)-0.5)/Q，(q(m)+0.5)/Q]范圍內(nèi)進(jìn)行小尺度搜索，得到頻偏的精確估計(jì)值，θ(m)的遞增值為θinc＝0.001/Q，所述步驟m在一個(gè)精確估計(jì)電路中依次按照以下步驟實(shí)現(xiàn)步驟m.1通過(guò)選擇電路從 個(gè)用戶中任選一個(gè)用戶m；步驟m.2在精確估計(jì)電路中，利用頻偏譜計(jì)算電路計(jì)算在θ∈[(q^(m)-0.5)/Q,(q^(m)+0.5)/Q]]]>范圍內(nèi)進(jìn)行小尺度譜峰搜索時(shí)的頻偏譜PCFO(θ)，再利用PCFO(θ)的峰值位置得到θ(m)小尺度搜索的估計(jì)值 步驟m.3按下式經(jīng)乘法器、減法器、乘法器得到用戶m的頻偏估計(jì)值 Δf^(m)=ϵ^(m)Δf=(Qθ^S(m)-q^(m))Δf]]>依次進(jìn)行以上操作，則可以得到所有用戶的頻偏估計(jì)值 為了驗(yàn)證提出的載波頻偏估計(jì)方法的有效性，并驗(yàn)證理論推導(dǎo)，我們進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真驗(yàn)證。
在仿真中，系統(tǒng)參數(shù)采用IEEE 802.16d/e標(biāo)準(zhǔn)中的定義。上行鏈路帶寬(BW)為20MHz，子載波個(gè)數(shù)N＝2048，循環(huán)前綴(CP)長(zhǎng)度為256，調(diào)制方式為QPSK，采樣頻率fs＝BW·8/7，因此子載波間隔Δf為11.16kHz。
實(shí)驗(yàn)一驗(yàn)證算法的有效性首先驗(yàn)證本發(fā)明提出的基于子空間的兩階段頻偏搜索方法的有效性及精確度。將全部子載波分成16個(gè)子信道(Q＝16)，用戶個(gè)數(shù)為4，占用的子信道分別為
，其歸一化頻偏分別為
。圖10為經(jīng)過(guò)兩階段譜峰搜索之后得到的頻偏譜，圖11為對(duì)用戶的譜峰進(jìn)行放大之后的頻偏譜。圖中實(shí)曲線為第一階段譜峰搜索得到的頻偏譜，虛曲線為第二階段譜峰搜索得到的頻偏譜，豎虛線表示子信道的位置，橫坐標(biāo)為θ的值，縱坐標(biāo)為頻偏譜值。
經(jīng)過(guò)兩階段頻偏搜索之后，得到用戶頻偏的估計(jì)值
，接近于實(shí)際值，從而驗(yàn)證了該方法的有效性及精確度。
實(shí)驗(yàn)二標(biāo)準(zhǔn)均方根誤差(NRMSE)
目前一般采用標(biāo)準(zhǔn)均方根誤差來(lái)評(píng)定頻偏估計(jì)的性能，其定義式為ENRMSE=1MΠΣρ=1ΠΣm=1M[ϵ^ρ(m)-ϵρ(m)]2]]>其中Π表示蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)， 為歸一化頻偏ερ(m)的估計(jì)值。仿真中，采用500次蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)，子信道個(gè)數(shù)Q為16。在每次實(shí)驗(yàn)中，隨機(jī)產(chǎn)生每個(gè)用戶的載波頻率偏差(CFO)及信道的沖激響應(yīng)。圖12給出了用戶個(gè)數(shù)分別為4，8，12時(shí)的標(biāo)準(zhǔn)均方根誤差曲線。在用戶個(gè)數(shù)為4的情況下，當(dāng)SNR較大(大于或等于10dB)時(shí)，頻偏估計(jì)的標(biāo)準(zhǔn)均方根誤差小于子載波間隔的1％，當(dāng)SNR較小(3dB)時(shí)，頻偏估計(jì)的標(biāo)準(zhǔn)均方根誤差大約為子載波間隔的2％。當(dāng)用戶個(gè)數(shù)增多時(shí)，算法的性能會(huì)有所下降，但仍能滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)的要求，因此該結(jié)果進(jìn)一步驗(yàn)證了該方法的有效性。
在計(jì)算機(jī)仿真的技術(shù)上，本發(fā)明在FPGA中得到了實(shí)現(xiàn)，實(shí)際測(cè)試取得了良好的效果。


圖1為子載波分配方法a.塊方法；b.交織方法。
圖2為交織OFDMA上行鏈路的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)。
圖3為接收端載波頻偏估計(jì)結(jié)構(gòu)圖。
圖4為串并存儲(chǔ)轉(zhuǎn)換電路。
圖5為共軛轉(zhuǎn)置電路。
圖6為頻偏譜計(jì)算電路。
圖7為粗估計(jì)電路圖。
圖8為精確估計(jì)電路圖。
圖9為接收端載波頻偏估計(jì)流程圖。
圖10為四個(gè)用戶時(shí)的頻偏譜。
圖11為放大以后的頻偏譜。
圖12為標(biāo)準(zhǔn)均方根誤差曲線，用戶個(gè)數(shù)分別為4，8，12。
具體實(shí)施例方式
以下將參照附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施進(jìn)行詳細(xì)的描述。
圖2為交織OFDMA上行鏈路的發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)框圖，假設(shè)系統(tǒng)的子載波個(gè)數(shù)為N、用戶個(gè)數(shù)為M、子信道數(shù)為Q(滿足M≤Q)，并且每個(gè)用戶分配的子載波個(gè)數(shù)相同，則每個(gè)子信道有P＝N/Q個(gè)子載波。子信道{q}的子載波序號(hào)為{q，Q+q，…，(P-1)Q+q}，q＝0，1，…，Q-1。假設(shè)第m個(gè)用戶所占用的子信道為q(m)，{S0(m)，S1(m)，…，SP-1(m)}為該用戶在一個(gè)OFDMA符號(hào)塊內(nèi)的P個(gè)調(diào)制符號(hào)。
在第m個(gè)用戶的發(fā)射端，通過(guò)子載波映射電路將{Sp(m)}p＝0P-1映射到N個(gè)子載波上，得到{Xi(m)}i＝0N-1，i＝0，1，…，N-1表示頻率采樣序號(hào)。其對(duì)應(yīng)關(guān)系為 {Xi(m)}i＝0N-1經(jīng)過(guò)N點(diǎn)IFFT運(yùn)算轉(zhuǎn)化為時(shí)域OFDM信號(hào)，然后通過(guò)移位寄存器將時(shí)域信號(hào)后面的NCP個(gè)數(shù)據(jù)插入沿時(shí)間軸排列的OFDM信號(hào)之前，從而完成插入循環(huán)前綴的操作。并/串變換電路將并行OFDM信號(hào)轉(zhuǎn)化為串行OFDM信號(hào)x(m)(n)，數(shù)/模變換電路將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)化為模擬信號(hào)x(m)(t)，最后再經(jīng)過(guò)載波調(diào)制則可以進(jìn)行OFDM信號(hào)的發(fā)射。
在不考慮噪聲的情況下，在OFDMA上行鏈路接收端，通過(guò)移位寄存器去掉循環(huán)前綴(CP)之后，N點(diǎn)的OFDMA符號(hào)可以表示為r(n)=Σm=1Mr(m)(n)---(2)]]>其中r(m)(n)表示第m個(gè)用戶的OFDM符號(hào)r(m)(n)=Σp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πN(pQ-q(m)+ϵ(m))n]]>=ej2πN(q(m)+ϵ(m))nΣp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πPpn---(3)]]>其中，n＝0，1，…，N-1表示時(shí)域采樣序號(hào)，ε(m)∈(-0.5，0.5)為第m個(gè)用戶的歸一化頻偏，如果{Δf(m)}m＝0M表示用戶的頻偏，而Δf表示子載波間隔，則ε(m)定義為ϵ(m)=Δf(m)Δf;---(4)]]>Hp(m)表示第m個(gè)用戶在第(pQ+q(m))個(gè)子載波上的信道頻率響應(yīng)，其表達(dá)式為Hp(m)=Σl=1L(m)αl(m)e-j2π(q(m)+pQ)Δfτl(m)---(5)]]>其中L(m)為總的路徑數(shù)，αl(m)和τl(m)分別為第l條路徑的復(fù)增益和時(shí)間延遲。
觀察(3)式，我們可以看出r(m)(n)具有如下的性質(zhì)r(m)(n+vP)=ej2πv(q(m)+ϵ(m))/Qr(m)(n)---(6)]]>
v為整數(shù)。(6)式表明{r(m)(n)}n＝0N-1具有一種特殊的周期結(jié)構(gòu)，周期為P。因此{(lán)r(n)}n＝0N-1可以排列成Q×P的矩陣形式 在上式中，⊙表示Schur乘積(點(diǎn)積運(yùn)算)，S＝U⊙(BFP)，U=u(1)u(2)···u(M)M×PB=b(1)b(2)···b(M)M×P---(8)]]>V＝[v(1)，v(2)，…，v(M)]為范德蒙矩陣，其結(jié)構(gòu)為 FP為P×P維的IFFT矩陣 v(m)、u(m)、b(m)分別定義為v(m)=1ej2πθ(m)···ej2π(Q-1)θ(m)T]]>u(m)=1ej2πθ(m)/P···ej2π(P-1)θ(m)/P]]>b(m)=H1(m)S1(m)H2(m)S2(m)···HPmSP(m)]]>=s(m)DP(h(m))]]>其中，(·)T表示轉(zhuǎn)置運(yùn)算，h(m)=H1(m)H2(m)···HP(m)T,x(m)=X0(m)X1(m)···XP-1(m),]]>DP(h(m))為h(m)的元素所組成的P×P維對(duì)角矩陣，θ(m)的表達(dá)式為θ(m)=(q(m)+ϵ(m))Q.---(10)]]>由于ε(m)∈(-05，0.5)，所以θ(m)的取值范圍為[(q(m)-0.5)/Q，(q(m)+0.5)/Q]?？紤]到噪聲的因素，一個(gè)OFDMA符號(hào)塊可以表示為矩陣的形式Y(jié)＝A+Z＝VS+Z (11)其中Z為Q×P維的加性高斯白噪聲(AWGN)矩陣，其元素為零均值、方差為σ2的高斯隨機(jī)變量。yl，sl，zl分別為Y，S，Z的第l列，l＝1，2，…，P，他們之間的關(guān)系為yl＝Vsl+zl。yl的協(xié)方差矩陣可以表示為Ψ=E[ylylH]=vΦvH+σ2I---(12)]]>其中，Φ=E[slslH]]]>為sl的協(xié)方差矩陣，I為Q×Q維的單位矩陣，(·)H表示共軛轉(zhuǎn)置。由于Ψ為Hermitian矩陣，所以其特征值為正值。若將Ψ的Q個(gè)特征值按大小依次排列，則前M個(gè)與信號(hào)有關(guān)，其數(shù)值大于σ2，即λ1≥λ2≥…≥λM＞σ2，而后面的特征值完全決定于噪聲，即λM+1＝λM+2＝…＝λQ＝σ2。對(duì)Ψ進(jìn)行特征值分解Ψ=UsΣsUsH+σ2UzUzH---(13)]]>其中∑s＝diag[λ1，…λM]，Us為λ1，…λM對(duì)應(yīng)的特征向量組成的矩陣，Uz為λM+1，…，λQ對(duì)應(yīng)的特征向量組成的矩陣。
由Us所張成的空間S為Ψ的信號(hào)子空間，由Uz所張成的空間Z為Ψ的噪聲子空間。由于s和 相互正交，因此UsUzH=0.]]>將Uz分別右乘(12)和(13)式，可以得到VΦVHUz＝0。由于所有用戶的信號(hào)是獨(dú)立產(chǎn)生的，因此Φ是滿秩的，所以必然有VHUz＝0。即對(duì)于V的任意列vm，m＝1，2，…，M，有UzHvm=0.]]>這說(shuō)明由V的列向量所張成的空間與s相同，并且正交于 根據(jù)陣列信號(hào)處理中MUSIC空間譜的定義，我們定義PCFO(θ)為頻偏譜，其表達(dá)式為PCFO(θ)=1||aH(θ)UzUzHa(θ)||2---(14)]]>其中a(θ)＝[1，ej2πθ，…，ej2π(Q-1)θ]，{θ(m)}m＝1M則對(duì)應(yīng)于PCFO(θ)的M個(gè)峰值。
當(dāng)P較大時(shí)，協(xié)方差矩陣Ψ可以由式(15)估計(jì)得到Ψ^=1PYYH=1PΣl=1PylylH---(15)]]>對(duì) 進(jìn)特征值分解，就可以得到Uz的估計(jì)值 綜上所述，通過(guò)構(gòu)造交織OFDMA上行鏈路系統(tǒng)的信號(hào)結(jié)構(gòu)，可以采用基于子空間的MUSIC算法在一個(gè)OFDMA符號(hào)塊內(nèi)實(shí)現(xiàn)多個(gè)用戶頻偏的聯(lián)合估計(jì)。本發(fā)明提出了一種適用于交織OFDMA上行鏈路系統(tǒng)的基于子空間的兩階段頻偏搜索方法，如圖3所示，圖9為流程圖。其頻偏估計(jì)分為兩個(gè)階段完成第一階段首先采用AIC準(zhǔn)則估計(jì)用戶個(gè)數(shù) 然后對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在θ∈[(0-0.5)/Q，(Q-1+0.5)/Q]的區(qū)域內(nèi)進(jìn)行大尺度譜峰搜索，確定用戶占用的子信道序號(hào)，并且得到載波頻偏的粗略估計(jì)值，θ的遞增值為θinc＝0.1/Q。該方法類似于MUSIC算法，可以總結(jié)為1).采用移位寄存器去掉OFDM信號(hào)的循環(huán)前綴，然后通過(guò)串/并存儲(chǔ)轉(zhuǎn)換器對(duì)剩余的N點(diǎn)采樣信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)重組，得到矩陣的形式Y(jié)；2).利用圖3中的協(xié)方差矩陣計(jì)算電路，得到協(xié)方差矩陣的估計(jì)值 Ψ^=1PYYH=1PΣl=1PylylH]]>3).采用Jacobi特征值分解電路對(duì) 進(jìn)行特征值分解，得到 的特征值和特征向量，并通過(guò)比較器將特征值按從大到小的順序排列；λ1≥λ2≥…≥λM≥λM+1≥…≥λQ與特征值對(duì)應(yīng)的特征向量表示為u1=u1,1u1,2···u1,Q,u2=u2,1u2,2···u2,Q,···,uQ=uQ,1uQ,2···uQ,Q]]>4).利用AIC用戶個(gè)數(shù)估計(jì)電路得到用戶個(gè)數(shù)的估計(jì)值 通過(guò)比較器將λM+1，…，λQ對(duì)應(yīng)的特征向量選出來(lái)組成矩陣 從而得到Uz的估計(jì)值； 的共軛轉(zhuǎn)置矩陣為
AIC準(zhǔn)則M^=argminm{2m(2Q-m)+2P(Q-m)1gL}]]>其中L=Σi=m+1Qλi/(Q-m)(Πi=m+1Qλi)1(Q-m)]]>5).在粗估計(jì)電路(如圖7所示)中對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在θ∈[(-0.5)/Q，(Q-1+0.5)/Q]內(nèi)進(jìn)行譜峰搜索，θ的遞增值為θinc＝0.1/Q，利用PCFO(θ)的 個(gè)峰值位置得到 大尺度搜索的估計(jì)值 6).利用公式(16)估計(jì)每個(gè)用戶占用的子信道； 第二階段對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在每個(gè)用戶的θ(m)∈[(q(m)-0.5)/Q，(q(m)+0.5)/Q]范圍內(nèi)進(jìn)行小尺度搜索，得到頻偏的精確估計(jì)值，θ(m)的遞增值為θinc＝0.001/Q。其具體步驟為1).通過(guò)選擇電路從 個(gè)用戶中任選定一個(gè)用戶m；2).在精確估計(jì)電路(如圖8所示)中對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在θ∈[(q^(m)-0.5)/Q,(q^(m)+0.5)/Q]]]>內(nèi)進(jìn)行譜峰搜索，θ的遞增值為θinc＝0.001/Q，利用PCFO(θ)的峰值位置得到θ(m)小尺度搜索的估計(jì)值 3).利用公式(17)得到用戶m的頻偏估計(jì)值；Δf^(m)=ϵ^(m)Δf=(Qθ^S(m)-q^(m))Δf---(17)]]>4).返回第一步，直到 個(gè)用戶的頻偏估計(jì)完成為止。
上面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施進(jìn)行了詳細(xì)說(shuō)明，但前述的實(shí)施例僅為示例性的并不應(yīng)被解釋為對(duì)本發(fā)明的限制。本發(fā)明可以推廣到其他類型的應(yīng)用。此外，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例的描述是說(shuō)明性的，而非限制權(quán)利要求的范圍，很明顯本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以進(jìn)行各種修改、替換和變動(dòng)。
權(quán)利要求
1.交織OFDMA上行鏈路系統(tǒng)的載波頻偏估計(jì)方法，其特征在于在交織OFDMA上行鏈路的發(fā)射端，在集成電路芯片上依次按照以下步驟來(lái)構(gòu)造接收端接收到的OFDM信號(hào)的信號(hào)結(jié)構(gòu)步驟a把用戶m在一個(gè)OFDMA符號(hào)塊內(nèi)的P個(gè)調(diào)制符號(hào){S0(m)，S1(m)，…，SP-1(m)}輸入到一個(gè)子載波映射電路，即把{Sp(m)}P＝0p-1映射到N個(gè)子載波上，得到{Xi(m)}i＝0N-1，其對(duì)應(yīng)關(guān)系為 其中，i＝0，1，…，N-1表示頻率采樣序號(hào)，p＝0，1，2，…，P-1為該P(yáng)個(gè)調(diào)制符號(hào)的序號(hào)，Q為子信道數(shù)，滿足M≤Q，M為用戶個(gè)數(shù)，q(m)為第m個(gè)用戶所占用的子信道序號(hào)，q(m)∈{0，1，…，Q-1}；步驟b把步驟a中得到的{Xi(m)}i＝0N-1輸入到一個(gè)N點(diǎn)的IFFT運(yùn)算電路，轉(zhuǎn)化為時(shí)域OFDM信號(hào)；步驟c把步驟b的時(shí)域OFDM信號(hào)后面的NCP個(gè)數(shù)據(jù)通過(guò)一個(gè)移位寄存器插入沿時(shí)間軸排列的OFDM信號(hào)之前，完成插入循環(huán)前綴的操作；步驟d把步驟c得到的已完成插入循環(huán)前綴操作的時(shí)域OFDM信號(hào)送往一個(gè)并/串變換電路，從而轉(zhuǎn)化為串行OFDM信號(hào)，用x(m)(n)表示；步驟e把步驟d得到的串行OFDM信號(hào)送往一個(gè)數(shù)/模轉(zhuǎn)換電路轉(zhuǎn)化為模擬信號(hào)，用x(m)(t)表示；步驟f把步驟e得到的模擬信號(hào)輸入到一個(gè)載波調(diào)制電路后，再通過(guò)天線把時(shí)域OFDM信號(hào)發(fā)射出去；在接收端，在集成電路芯片上依次按以下步驟進(jìn)行基于子空間的兩階段頻偏搜索操作步驟g接收端把接收到的時(shí)域OFDM信號(hào)輸入到另一個(gè)移位寄存器以去掉CP，得到的包含所有用戶信號(hào)的OFDMA符號(hào)r(n)=Σm=1Mr(m)(n)]]>其中r(m)(n)表示第m個(gè)用戶的OFDM符號(hào)r(m)(n)=Σp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πN(pQ+q(m)+ϵ(m))n]]>=ej2πN(q(m)+ϵ(m))nΣp=0P-1Hp(m)Sp(m)ej2πPpn]]>其中，n＝0，1，…，N-1表示時(shí)域采樣序號(hào)，ε(m)∈(-0.5，0.5)為第m個(gè)用戶的歸一化頻偏ϵ(m)=Δf(m)Δf]]>Δf(m)表示用戶m的頻偏，而Δf表示子載波間隔，則{Δf(m)}Mm＝0表示所有用戶的頻偏；Hp(m)表示用戶m在第(pQ+q(m)個(gè)子載波上的信道頻率響應(yīng)，其表達(dá)式為Hp(m)=Σl=1L(m)αl(m)e-j2π(q(m)+pQ)Δfτl(m)]]>其中，αl(m)和τl(m)分別為第l條路徑的復(fù)增益和時(shí)間延遲，L(m)為總的路徑數(shù)；步驟h把步驟g得到的r(n)輸入到一個(gè)串/并存儲(chǔ)轉(zhuǎn)換器，對(duì)剩余的N點(diǎn)采樣信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)重組，得到一個(gè)OFDM符號(hào)塊的矩陣表達(dá)式Y(jié)，Y＝A+z＝vs+z；其中， Z為Q×P維的加性高斯白噪聲矩陣；步驟i把步驟h得到的矩陣Y輸入到一個(gè)協(xié)方差矩陣計(jì)算電路，得到矩陣Y的協(xié)方差矩陣估計(jì)值 Ψ^=1PYYH=1PΣl=1PylylH]]>(·)H表示共軛轉(zhuǎn)置；步驟j采用Jacobi特征值分解電路對(duì) 進(jìn)行特征值分解，得到 的特征值和特征向量，并通過(guò)比較器把特征值按從大到小的順序排列，得到λ1≥λ2≥…≥λM≥λM+1≥…≥λQ相應(yīng)的特征向量表示為u1=u1,1u1,2···u1,Q,u1=u2,1u2,2···u2,Q,...,uQ=uQ,1uQ,2···uQ,Q]]>步驟k采用AIC用戶個(gè)數(shù)估計(jì)電路得到用戶個(gè)數(shù)的估計(jì)值 M^=argminm{2m(2Q-m)+2P(Q-m)lgL}]]>L=Σi=m+1Qλi/(Q-m)(Πi=m+1Qλi)1(Q-m)]]>通過(guò)比較器把 ，…，λQ對(duì)應(yīng)的特征向量選出來(lái)組成矩陣_z，從而得到Uz的估計(jì)值； 步驟l在粗估計(jì)電路中，對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在θ∈[(0-0.5)/Q，((Q-1)+0.5)/Q]劍內(nèi)進(jìn)行大尺度譜峰搜索，(Q-1)表示子信道序號(hào)，θ的遞增值為θinc＝0.1/Q，再利用PCFO(θ)的 個(gè)峰值位置得到 大尺度搜索的估計(jì)值 其中θ(m)＝(q(m)+ε(m)/Q；該步驟l依次按照以下步驟進(jìn)行步驟l.1同一個(gè)頻偏譜計(jì)算電路按下式計(jì)算頻偏譜PCFO(θ)PCFO(θ)=1||aH(θ)UzUzHa(θ)||2]]>步驟l.2把步驟l.1得到的PCFO(θ)、步驟k得到的用戶個(gè)數(shù)估計(jì)值 輸入到一個(gè)選擇電路，得到所述估計(jì)值 步驟，l.3按下式經(jīng)乘法器、加法器、向上取整電路后得到每個(gè)用戶占用的子信道序號(hào)的估計(jì)值 步驟m對(duì)頻偏譜PCFO(θ)在每個(gè)用戶的θ(m)∈[(q(m)-0.5)/Q，(q(m)+0.5)/Q]范圍內(nèi)進(jìn)行小尺度搜索，得到頻偏的精確估計(jì)值，θ(m)的遞增值為θinc＝0.001/Q，所述步驟m在一個(gè)精確估計(jì)電路中依次按照以下步驟實(shí)現(xiàn)步驟m.1通過(guò)選擇電路從 個(gè)用戶中任選一個(gè)用戶m；步驟m.2在精確估計(jì)電路中，利用頻偏譜計(jì)算電路計(jì)算在θ∈[(q^(m)-0.5)/Q,(q^(m)+0.5)/Q]]]>范圍內(nèi)進(jìn)行小尺度譜峰搜索時(shí)的頻偏譜PCFO(θ)，再利用PCFO(θ)的峰值位置得到θ(m)小尺度搜索的估計(jì)值 步驟m.3按下式經(jīng)乘法器、減法器、乘法器得到用戶m的頻偏估計(jì)值 Δf^(m)=ϵ^(m)Δf=(Qθ^s(m)-q^(m))Δf]]>依次進(jìn)行以上操作，則可以得到所有用戶的頻偏估計(jì)值
全文摘要
本發(fā)明屬于寬帶無(wú)線接入領(lǐng)域，其特征在于，該方法通過(guò)改造接收機(jī)的信號(hào)結(jié)構(gòu)，使得接收信號(hào)以每個(gè)子信道中的子載波數(shù)作為其周期，以便接收機(jī)對(duì)該信號(hào)依次進(jìn)行數(shù)據(jù)重組、計(jì)算協(xié)方差矩陣、計(jì)算Jacobi特征值和特征向量后，再采用AIC準(zhǔn)則估計(jì)用戶的個(gè)數(shù)，在計(jì)算出頻偏譜后，通過(guò)粗估計(jì)、精確估計(jì)兩個(gè)階段從而得到用戶載波頻偏的估計(jì)值。實(shí)驗(yàn)證明，得到的用戶頻偏的估計(jì)值接近于實(shí)際值。
文檔編號(hào)H04L5/02GK1819574SQ20061001155
公開(kāi)日2006年8月16日 申請(qǐng)日期2006年3月24日 優(yōu)先權(quán)日2006年3月24日
發(fā)明者范達(dá), 曹志剛, 樊平毅 申請(qǐng)人:清華大學(xué)