專利名稱：：Dmt系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法屬于離散多音頻調(diào)制通信系統(tǒng)的資源分配技術(shù)。
背景技術(shù)：
：隨著互聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展和用戶對于多媒體寬帶數(shù)字業(yè)務(wù)需求的增加，要求下一代寬帶通信系統(tǒng)不僅能夠可靠地進(jìn)行高速率數(shù)據(jù)傳輸，而且能夠靈活地分配系統(tǒng)資源，以滿足不同業(yè)務(wù)類型的不同需求。離散多音頻調(diào)制(DMT)是多載波調(diào)制技術(shù)的一種特殊形式。DMT將通信信道劃分為足夠多的窄帶子信道，每個(gè)子載波都進(jìn)行獨(dú)立的QAM調(diào)制，利用IDFT和DFT對信號進(jìn)行調(diào)制和解調(diào)，具有實(shí)現(xiàn)簡單，頻譜利用率高，抗脈沖噪聲能力強(qiáng)等特點(diǎn)，尤其適合于在符號間干擾(ISI)嚴(yán)重的信道環(huán)境如電話雙絞線和存在多徑衰落的無線信道中進(jìn)行高速率數(shù)據(jù)傳輸，因此被美國和歐洲的標(biāo)準(zhǔn)化組織及國際電信聯(lián)盟選為多種數(shù)字用戶線(xDSL)包括非對稱數(shù)字用戶線(ADSL)和甚高速數(shù)字用戶線(VDSL)的調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)(見B.Nowrouzian，L.Wang，andW.Agha，“Anoverviewofdiscretemultitonemodulation/demodulationsystemsinxDSLapplications”，ConferenceRecordoftheThirty-FifthAsilomarConferenceonSignals，SystemsandComputers，vol.1，pp.31-35，Nov.，2001.)。DMT系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的一個(gè)關(guān)鍵問題就是如何在系統(tǒng)本身各種限制條件下，根據(jù)各子信道的衰減特性和噪聲、干擾分布狀況進(jìn)行資源分配，以優(yōu)化系統(tǒng)性能。其中一個(gè)典型的優(yōu)化問題是在系統(tǒng)總平均功率一定和目標(biāo)比特率一定的情況下，如何調(diào)整各子信道的發(fā)送功率和比特?cái)?shù)，使系統(tǒng)的信噪比(SNR)裕量即系統(tǒng)總平均功率與實(shí)際使用的總發(fā)送功率的差值最大化，等效于使系統(tǒng)實(shí)際使用的總發(fā)送功率最小化，這個(gè)問題也稱為裕量自適應(yīng)(MA)問題。最基本MA問題的約束條件是系統(tǒng)總比特率，相應(yīng)的最優(yōu)加載方法為注水算法。由于注水算法的最優(yōu)解非整數(shù)，要求星座量化度可以無限小，在實(shí)際系統(tǒng)中使難以實(shí)現(xiàn)。因此又增加了各子信道比特?cái)?shù)為整數(shù)的約束條件，相應(yīng)的兩種加載方法是Hughes-Hartog提出的最優(yōu)加載方法(見Hughes-Hartog，“Ensemblemodemstructureforimperfecttransmissionmedia”，USPatent，PatentNumber4833706，1989.)和Chow提出的次優(yōu)加載方法(見P.S.Chow，“Bandwidthoptimizeddigitaltransmissiontechniquesforspectrallyshapedchannelswithimpulsenoise”，StanfordUniversity，1993-05.)。Hughes-Hartog方法是一種貪婪算法，該算法逐個(gè)比特地選擇當(dāng)前最適合傳輸下一比特的子信道，直到總比特率或總發(fā)送功率滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)為止。對于實(shí)際系統(tǒng)的目標(biāo)比特率要求而言，貪婪算法運(yùn)算量太大，并不實(shí)用。Chow方法是對近似注水解四舍五入來進(jìn)行比特分配的，由于Chow方法所需運(yùn)算量幾乎與注水解運(yùn)算量相等甚至更大，因此也不實(shí)用。J.Campello和H.Levin針對貪婪算法的缺點(diǎn)，建立了一套完備并在數(shù)學(xué)上可行的最優(yōu)離散分配算法，稱為LC算法，性能有很大提高(見J.M.Cioffi，“AdvancedDigitalCommunication”，EE379CCourseTextbook，StanfordUniversity，2002.和J.Campello，“Optimaldiscretebitloadingformulticarriermodulationsystems”，InternationalSymposiumonInformationTheory，p.193，August16-12，1998.)。此后的研究考慮到各種DSL業(yè)務(wù)如綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)(ISDN)、高速率數(shù)字用戶線(HDSL)等與ADSL之間的頻譜兼容問題，需要增加對ADSL發(fā)射功率譜密度(PSD)的限制條件(見JohnA.C.Bingham，“ADSL，VDSL，andMulticarrierModulation”，JohnWiley&Sons，2000.)，此外，考慮到同步錯(cuò)誤或信道噪聲、干擾狀況惡化對系統(tǒng)性能的影響，需要給系統(tǒng)留出一定的裕量，還應(yīng)考慮到最大QAM星座尺寸的限制(見R.V.SonalkarandR.R.Shively，“Anefficientbit-loadingalgorithmforDMTapplications”，IEEEGlobalTelecommunicationsConference，vol.5，pp.2683-2688，Nov.，1998.)。針對這些約束條件，F(xiàn)asano從擬陣論角度提出一種基于比特刪除的貪婪最優(yōu)離散加載方法(見A.Fasano，“0ntheoptimaldiscretebitloadingformulticarriersystemswithconstraints”，V57thIEEESemiannualehicularTechnologyConference，vol.2，pp.915-919，April，2003.)。Sonalkar和Shively進(jìn)一步對各子信道最少分配的比特?cái)?shù)進(jìn)行限制，提出基于比特刪除的最優(yōu)加載方法(見R.V.SonalkarandR.R.Shively，“Anefficientbit-loadingalgorithmforDMTapplications”，IEEECommunicationsLetters，vol.4，no.3，pp.80-82，2000.)。盡管約束條件增加了，但這些算法都是基于LC算法。為了解決MA問題，LC算法首先用有效化(EF)算法使得任一初始離散比特分配是有效化的——將任一信息比特從一個(gè)子信道轉(zhuǎn)移到另一子信道都不再能降低系統(tǒng)發(fā)送功率時(shí)，這種比特分配是有效的；然后用比特緊(BT)算法對當(dāng)前比特分配進(jìn)行調(diào)整，將每一個(gè)待發(fā)送的信息比特置于傳輸該比特所需能量最少的子信道中，直到滿足目標(biāo)比特率要求。為了達(dá)到目標(biāo)比特率，每增加或刪除1比特都需要對所有子載波的發(fā)送功率增量進(jìn)行比較，取最小值或最大值，當(dāng)初始加載速率與目標(biāo)速率相差較大時(shí)，運(yùn)算量很大。為了簡化算法，減少由LC算法分配的比特?cái)?shù)，Papandreou和Antonakopoulos等人利用各子信道增益噪聲比(CNR)的差異計(jì)算出初始比特分配，然后根據(jù)初始比特率與目標(biāo)比特率的差值用多比特加載方法逼近最優(yōu)解，最后再利用LC算法逐個(gè)增加或刪除比特以達(dá)到目標(biāo)比特率(見N.PapandreouandT.Antonakopoulos，“Anewcomputationallyefficientdiscretebit-loadingalgorithmforDMTapplication”，IEEETransactionsonCommunications，vol.53，no.5，pp.785-789，2005.)。這種方法先求出每個(gè)子信道比特?cái)?shù)加載上限，然后進(jìn)行初始加載，相當(dāng)于對系統(tǒng)進(jìn)行了兩次加載操作，而且，在初始加載時(shí)未考慮到系統(tǒng)PSD限制，可能使某些子信道的比特?cái)?shù)超過上限，還需要將超出部分減去，增加了算法的冗余度。當(dāng)多載波數(shù)目很大時(shí)，算法所增加的運(yùn)算量開銷與多比特加載所節(jié)省的運(yùn)算量相比，算法優(yōu)勢降低。與目前已提出的其他算法相同的是，這種算法在最后階段仍需借助LC算法收斂到目標(biāo)速率，當(dāng)目標(biāo)速率很低或接近系統(tǒng)最大速率限制時(shí)，運(yùn)算量迅速增大，算法性能下降。本發(fā)明為DMT系統(tǒng)提出一種完全不同于貪婪最優(yōu)分配算法的快速最優(yōu)離散比特分配方法。該方法基于多個(gè)子載波并行加載機(jī)制，每次加載過程是在以0為下界、bmax為上界的約束條件下對初始最大速率有效比特分布的平移，每一環(huán)節(jié)都保證當(dāng)前比特分布在約束條件下的有效性。整個(gè)加載過程由兩個(gè)階段組成初始階段采用最大速率加載，目標(biāo)實(shí)現(xiàn)階段根據(jù)目標(biāo)速率的不同，采用盲多/單比特位并行增、刪和/或非盲單比特并行增、刪，整個(gè)過程只需要對多載波發(fā)送功率增量進(jìn)行一次排序，因此可快速收斂到目標(biāo)速率。算法的主要特點(diǎn)是在初始加載和多載波并行加載時(shí)都保證了比特分配的有效性，從根本上擺脫了逐個(gè)比特比較各子載波發(fā)送功率增量、逐個(gè)比特加載的LC算法，降低了運(yùn)算復(fù)雜度。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提供一種用于DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法，可快速收斂到最優(yōu)解，運(yùn)算量和運(yùn)算復(fù)雜度低。本發(fā)明的特征在于(1)初始化階段首先進(jìn)行等功率最大速率加載，使初始離散比特位分布矢量b＝[b1，b2，…，bM]滿足有效性條件，然后將各子信道比特?cái)?shù)bn(n＝1，2，…，M)鉗制在以最大QAM星座尺寸決定的比特位數(shù)bmax，初始最大速率加載比特位數(shù)bn由下式確定bn＝min(bmax，bn)，(1)其中，整數(shù)比特分布中的比特位數(shù)bn是對非整數(shù)比特分布中的比特位數(shù)取整得到，如下式所示由子信道增益噪聲比CNRn、SNR差額Γ和子信道功率P決定，如下式所示b~n=log2(1+P·CNRnΓ).---(3)]]>其中，P＝PSD·F為最大PSD決定的子信道功率，F(xiàn)為子信道帶寬。初始加載總比特率B由下式確定B=Σn=1Mbn---(4)]]>(2)根據(jù)B與目標(biāo)比特?cái)?shù)BT的差值diffB＝B-BT對多子信道并行比特位加載，包括不需要進(jìn)行發(fā)送功率增量比較的盲多/單比特位并行加載和需要進(jìn)行發(fā)送功率增量比較的非盲單比特位并行加載兩種方式。首先確定加載方式。根據(jù)鉗位之前子載波比特位數(shù)bn是否超過bmax，將子載波分為兩個(gè)集合和其中，N~={n:b‾n>bmax,1≤n≤M,n∈Z+}]]>是初始化離散比特分布中比特位數(shù)bn超過bmax的非零子載波地址集合，N~={n:0<b‾n≥bmax,1≤n≤M,n∈Z+}]]>是初始化離散比特分布中比特位數(shù)bn不超過bmax的非零子載波地址集合。用表示集合中的元素個(gè)數(shù)，用表示集合中的元素個(gè)數(shù)，則加載參數(shù)a由下式給出當(dāng)a≠0時(shí)執(zhí)行盲多比特位或單比特位并行加載，對指定集合中的所有子載波各增加或減少a比特，不比較子載波發(fā)送功率增量ΔPn(bn)。具體而言，當(dāng)a＞0時(shí)從子載波中刪除a比特，當(dāng)a＜0時(shí)往子載波中增加a比特；當(dāng)a＝0時(shí)執(zhí)行非盲單比特位并行加載，對指定集合中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)最大或最小的diffB個(gè)子載波各減少或增加1比特。所述的發(fā)送功率增量ΔPn(bn)按下式計(jì)算其中，Pn(bn)是在子信道n發(fā)送bn比特所需功率，由下式給出Pn(bn)=ΓCNRn(2bn-1)---(7)]]>然后確定多子信道并行加載原則。按照下式求出集合中地址對應(yīng)的子載波初始有效比特位數(shù)bn與bmax之差的最大值v和最小值v；v‾=maxn∈N‾(b‾n-bmax)---(8)]]>v‾=minn∈N‾(b‾n-bmax)---(9)]]>盲多/單比特位并行加載是在以0為下界、bmax為上界的約束條件下，相對有效離散比特分布矢量b平移得到，以保證加載后的比特分布矢量仍為有效的。盲多/單比特位并行刪除時(shí)，應(yīng)將初始化階段因比特位鉗制被刪除的子載波比特位數(shù)考慮在內(nèi)，遵循以下原則若集合中的地址對應(yīng)的每個(gè)子載波減少a(a＞)比特，則集合的子集N~s={n:bmax<b‾n<bmax+a,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的每個(gè)子載波應(yīng)減少a-(bn-bmax)比特，即比特位數(shù)減少至bn＝bn-a，而的另一子集N~c={n:bmax+a≤b‾n≤bmax+v‾,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)保持bmax不變。若集合中的地址對應(yīng)的子載波各減少1比特，則集合中的地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)保持bmax不變。非盲單比特位并行加載需要對指定集合中的各子載波發(fā)送功率進(jìn)行比較。若B＜BT，對某個(gè)子載波集合中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn＜bmax，1≤n≤M)最小的BT-B個(gè)子載波同時(shí)增加1比特；若B＞BT，則對某個(gè)子載波集合中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)子載波同時(shí)刪除1比特。(3)根據(jù)a與v和v的關(guān)系，確定如下五種不同的比特位加載方案(3.1)a＝0時(shí)，將集合中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特。(3.2)a＝v時(shí)，先對集合中的地址對應(yīng)的子載波各刪除a比特，并更新B。若B＝BT，則程序中止；否則，將集合N~s0={n:b‾n=bmax+b‾,n∈N~}]]>和中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特。(3.3)v＜a＜v時(shí)，先對集合中的地址對應(yīng)的子載波各減少v比特，更新B。取的子集N~s1={n:b‾n=bmax+v‾,n∈N~}]]>的長度為更新a為令N~s2={n:bmax+v‾<b‾n<bmax+v‾+a,n∈N~},]]>對集合N~∪N~s1]]>中的地址對應(yīng)的子載波各減少a比特，將集合中的地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)減少至bn＝bn-v-a，更新B。若B＝BT，則程序中止；若B＞BT，則需要對集合和N~s3={n:b‾n=bmax+v‾+a,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特；否則，對集合和中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn＜bmax，1≤n≤M)最小的BT-B個(gè)元素各增加1比特。(3.4)a＝v時(shí)，對集合中的地址對應(yīng)的子載波各減少a比特，并將集合N~s4={n:bmax<b‾n<bmax+a,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)減少至bn＝bn-a，更新B。若B＝BT，則程序中止；若B＞BT，對集合N~∪N~]]>中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特；否則，對集合N~∪N~]]>中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn＜bmax，1≤n≤M)最小的BT-B個(gè)元素各增加1比特。(3.5)v＜a時(shí)，對集合中的地址對應(yīng)的子載波各減少v比特，并將集合N~s5={n:bmax<b‾n<bmax+v‾,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)減少至bn＝bn-v，更新B。然后反復(fù)進(jìn)行如下操作令Ns6={n:bn>0,n∈N~∪N~},]]>Ns6的長度為Ls6，若a＞0，對集合Ns6中的地址對應(yīng)的子載波各減少a比特，更新B；若a＜0，對集合Ns6中的地址對應(yīng)的子載波各增加a比特，上界為bmax，更新B；若a＝0，對集合Ns6中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特，直到B＝BT。效果分析本方法擯棄了常規(guī)最優(yōu)加載方法在趨近目標(biāo)比特率時(shí)所采取的逐個(gè)比特比較子載波發(fā)送功率增量、逐個(gè)比特加載方案，采用多子信道并行加載機(jī)制，可快速收斂到目標(biāo)比特率，具有運(yùn)算量小，運(yùn)算復(fù)雜度低的特點(diǎn)。以包含249個(gè)子信道的DMT系統(tǒng)為例，對本方法、Sonalkar和Shively提出的基于比特刪除的最優(yōu)加載方法以及Papandreou和Antonakopoulos等人提出的改進(jìn)的最優(yōu)加載方法進(jìn)行了對比。本方法所需運(yùn)算量主要由初始加載所需的求對數(shù)運(yùn)算、并行比特增刪所需加減法運(yùn)算和一次發(fā)送功率增量大小的排序運(yùn)算組成，其中加減法主要由計(jì)算v與v所需的開銷減法次數(shù)、多比特并行增刪次數(shù)和單比特并行增刪次數(shù)決定。另外兩種方法所需運(yùn)算量主要由初始加載所需的求對數(shù)運(yùn)算、逐個(gè)比特增刪所需加減法運(yùn)算和多次子載波發(fā)送功率增量大小的比較和求極值運(yùn)算組成，其中，改進(jìn)的最優(yōu)加載方法還需增加開銷減法次數(shù)。仿真結(jié)果針對不同的目標(biāo)速率對三種方法的運(yùn)算量進(jìn)行了比較，從各個(gè)運(yùn)算指標(biāo)來看，本方法的運(yùn)算量均顯著低于改進(jìn)的最優(yōu)加載方法，這是由于改進(jìn)的最優(yōu)加載方法付出了兩次加載的運(yùn)算量和與子載波總數(shù)相同的開銷減法運(yùn)算，而在最后比特分配階段仍采用的是逐個(gè)比特加載方法，所以由多比特加載獲得的運(yùn)算量減少與付出的運(yùn)算代價(jià)相比已沒有優(yōu)勢。與基于比特刪除的最優(yōu)加載方法相比，二者的初始加載速率相同。雖然本方法需要付出部分額外開銷減法運(yùn)算，但卻得到了排序復(fù)雜度的降低，在初始比特率與目標(biāo)比特率差值較小時(shí)，本方法的運(yùn)算效率與基于比特刪除的最優(yōu)方法可比擬甚至更高。在初始比特率與目標(biāo)比特率差值較大時(shí)，由于多子信道并行加載獲得的加減法運(yùn)算量大幅度減少與開銷減法相比占絕對優(yōu)勢，因此本方法的運(yùn)算效率明顯高于基于比特刪除的最優(yōu)方法。總而言之，本方法在各種目標(biāo)速率下的總的運(yùn)算效率在三者之中是最高的。圖1是DMT系統(tǒng)發(fā)送和接收原理框圖。圖2是DMT系統(tǒng)發(fā)送端功能模塊示意圖。圖3是DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法示意圖。圖4是DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法實(shí)施流程圖。圖5是初始最大比特率加載流程圖。圖6是目標(biāo)比特率加載參數(shù)設(shè)置及加載方案示意圖。圖7-圖11分別是五種不同的比特位加載流程圖及應(yīng)用實(shí)例。具體實(shí)施例方式DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法是在DMT系統(tǒng)發(fā)送端作為比特分配電路的數(shù)字集成電路芯片上實(shí)現(xiàn)的。附圖1為DMT系統(tǒng)發(fā)送和接收原理框圖。附圖2為DMT系統(tǒng)發(fā)送端功能模塊示意圖。發(fā)送端輸入比特流經(jīng)過緩沖和串并變換后，利用低速反向信道傳回的信道特性參數(shù)信息，完成子信道比特分配，然后經(jīng)編碼映射、卷積和IFFT變換后，加入循環(huán)前綴(CP)，將并串變換后的比特流經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換后送到線路中。接收端用發(fā)送端的逆過程恢復(fù)數(shù)據(jù)比特率。信道特性參數(shù)可通過初始化訓(xùn)練得到。在標(biāo)準(zhǔn)的ADSL測試環(huán)境中，信道特性參數(shù)是已知的，本發(fā)明在實(shí)現(xiàn)時(shí)利用了ADSL標(biāo)準(zhǔn)測試環(huán)路。DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法示意圖見附圖3。DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法實(shí)施流程圖見附圖4。具體實(shí)施方式可參照附圖5-附圖11來執(zhí)行。下面給出一個(gè)具體的應(yīng)用實(shí)例?？紤]ADSL標(biāo)準(zhǔn)測試環(huán)路T1.601#9環(huán)(見龍騰，CioffiJ.M.和劉峰，xDSL技術(shù)與應(yīng)用，電子工業(yè)出版社，2002.)下行鏈路(30kHz～1.1MHz頻段)，DMT符號長度為250us，子信道帶寬為4.3125kHz，采樣率為2.208MHz。下行鏈路實(shí)際加載子信道數(shù)為M＝249。環(huán)路工作在有10個(gè)HDSL和10個(gè)ADSL串音干擾的環(huán)境下，背景加性高斯白噪聲(AWGN)的PSD為-140dBm/Hz。系統(tǒng)采用回波抵消技術(shù)，總功率為100mW，各子信道最大允許的PSD為-40dBm/Hz，SNR裕量為6dB，編碼增益為2dB，目標(biāo)比特錯(cuò)誤率BER＝10-7所對應(yīng)的SNR差額約為Γ＝9.5-2+6＝13.5(dB)，bmax＝8。首先根據(jù)附圖5進(jìn)行初始最大比特率加載，由(3)、(2)和(1)式依次可求出非整數(shù)比特分布、整數(shù)比特分布和初始最大速率比特分布的比特位數(shù)，由(4)式計(jì)算出初始加載總比特率B為1651比特。然后根據(jù)附圖6確定目標(biāo)比特率加載參數(shù)。由初始加載可知，集合的長度為L~=71,]]>集合的長度為L~=163.]]>當(dāng)目標(biāo)比特率BT分別是1500、1375、1250、1125和625比特時(shí)，B與BT的差值diffB分別是151、276、401、526和1026，由公式(5)可計(jì)算出加載參數(shù)a分別為0、1、2、3和6，由公式(8)、(9)可計(jì)算出v和v分別為3和1。根據(jù)a與v和v的不同關(guān)系，按照附圖6所示，分別實(shí)施附圖7-附圖11所示的加載方案，得到的目標(biāo)比特率分布即為最優(yōu)功率分配對應(yīng)的比特位分布，附圖7-附圖11中亦給出了該應(yīng)用實(shí)例的非整數(shù)比特位分布、有效整數(shù)比特位分布、初始最大速率比特位分布和目標(biāo)速率比特分布圖。<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="848">目標(biāo)比特率(bits/Mbps)開銷減法次數(shù)多比特并行刪除減法次數(shù)單比特并行增刪減法次數(shù)運(yùn)算量比較本方法最優(yōu)方法1最優(yōu)方法21500/6710151L249S1B222L249M151B151L498M241B9611375/5.571163113L249S1B347L249M276B276L498M116B8361250/57135546L249S1B472L249M401B401L498M224B7111125/4.57122045L249S1B336L249M616B616L498M99B586625/2.571462226L249S1B759L249M1026B1026L498M173B888</table></tables>表1針對T1.601#9測試環(huán)路的最優(yōu)并行比特位加載方法運(yùn)算量分析及其與其他方法的比較表1中給出了最優(yōu)并行比特位加載方法運(yùn)算量分析及其與另外兩種最優(yōu)加載方法的比較。其中，最優(yōu)方法1指的是Sonalkar和Shively提出的最優(yōu)加載方法，最優(yōu)方法2指的是Papandreou和Antonakopoulos提出的改進(jìn)最優(yōu)加載方法。符號’L’在三種方法中均表示初始加載所需的求對數(shù)運(yùn)算，符號’S’在本方法中表示發(fā)送功率增量大小的排序運(yùn)算，符號’M’在方法1和方法2中均表示對子載波發(fā)送功率增量大小進(jìn)行比較和求極值運(yùn)算。符號’B’在三種方法中均表示基本的加減法運(yùn)算?！疭’運(yùn)算和’M’運(yùn)算都是用來在最后階段收斂到目標(biāo)比特率，本方法中最后分配的比特?cái)?shù)如表格第4列所示，另外兩種方法中最后分配的比特?cái)?shù)由’M’的運(yùn)算次數(shù)決定。如果最后分配的比特?cái)?shù)diffB相同，則一次求’S’的運(yùn)算量相當(dāng)于在子載波總數(shù)小于249的指定子載波集合中進(jìn)行diffB次發(fā)送功率增量大小的比較和求極值運(yùn)算，每求出一個(gè)極值，指定集合中的子載波數(shù)減小一個(gè)，只需查1次發(fā)送功率增量表，搜索的元素小于249；而diffB次求’M’的運(yùn)算量是在子載波總數(shù)始終為249的子載波集合中進(jìn)行diffB次發(fā)送功率增量大小的比較和求極值運(yùn)算，一共需要查249次發(fā)送功率增量表，每次搜索的元素都為249；因此，排序的運(yùn)算量和運(yùn)算復(fù)雜度均明顯低于逐個(gè)比特求極值運(yùn)算。從三種運(yùn)算來看，本方法所需運(yùn)算量均明顯低于最優(yōu)方法2。當(dāng)目標(biāo)比特率與最大速率比特率差值較大時(shí)，如表格最后兩行，本方法所需運(yùn)算量也明顯低于最優(yōu)方法1。當(dāng)目標(biāo)比特率與最大速率比特率差值較小時(shí)，如表格前三行，雖然本方法需要多付出71次開銷減法運(yùn)算，但從排序的運(yùn)算量和運(yùn)算復(fù)雜度均大大低于逐個(gè)比特加載搜索和求極值運(yùn)算，因此，本方法的運(yùn)算效率與最優(yōu)方法1是可比擬的甚至更高。綜上所述，本方法在三種最優(yōu)加載方法中運(yùn)算效率最高，是一種快速、實(shí)用的DMT系統(tǒng)最優(yōu)比特分配方法。權(quán)利要求1.DMT系統(tǒng)最優(yōu)功率分配的多子信道并行比特位加載方法，其特征在于所述方法是在DMT系統(tǒng)發(fā)送端作為比特分配電路的數(shù)字集成電路芯片上實(shí)現(xiàn)的，依次包含以下步驟步驟1，初始化階段，進(jìn)行最大速率加載，依次按如下步驟進(jìn)行步驟11，根據(jù)目標(biāo)誤碼率和調(diào)制編碼增益確定的信噪比差額Γ、子信道增益噪聲比(CNRn)及系統(tǒng)最大功率譜密度(PSD)，按下式計(jì)算各子信道可加載的非整數(shù)比特位數(shù)b~n(n=1,2,···,M),b~n∈R+,]]>b~n=log2(1+P·CNRnΓ);]]>P＝PSD·F為子信道功率，F(xiàn)為子信道帶寬；得到非整數(shù)比特分布矢量b~=[b~1b~2···b~M];]]>步驟12，對各子信道比特位數(shù)b~n(n=1,2,···,M)]]>分別進(jìn)行下述同樣的取整操作得到整數(shù)或離散比特分布矢量b‾=[b‾1b‾2···b‾M],b‾n∈Z+;]]>步驟13，以最大QAM星座尺寸決定的比特位數(shù)bmax為上界，求出bn(n＝l，2，…，M)作為初始最大速率加載比特位數(shù)或最大速率加載比特率，即bn=min(bmax,b‾n),]]>得到B=Σn=1Mbn,]]>即初始加載總比特位數(shù)或初始加載總比特率；步驟14，求初始比特率B與目標(biāo)比特率BT之差diffB＝B-BT若diffB≤0，則比特位加載結(jié)束，若diffB＞0，則進(jìn)入目標(biāo)速率比特分配階段；步驟2，目標(biāo)速率比特分配階段相對初始化階段有效的離散比特位分布b‾=[b‾1b‾2···b‾M]]]>進(jìn)行一次或若干次多子信道并行加載，并更新B，直到B＝BT為止，每次并行加載后得到的比特位分布在bmax的約束下為有效分布，目標(biāo)比特率對應(yīng)的比特位加載為最優(yōu)功率分配對應(yīng)的比特位加載；所述步驟2依次含有以下步驟步驟2l，根據(jù)初始化階段有效的離散比特位分布中比特位數(shù)是否超過bmax，把子載波地址集合分為和求的長度和的長度，其中N~={n:b‾n>bmax,1≤n≤M,n∈Z+},]]>為初始化階段有效的離散比特位分布中比特位數(shù)超過bmax的非零子載波地址集合；N~={n:0<b‾n≤bmax,1≤n≤M,n∈Z+},]]>為初始化階段有效的離散比特位分布中比特位數(shù)不超過bmax的非零子載波地址集合；表示集合中的元素個(gè)數(shù)；表示集合中的元素個(gè)數(shù)；步驟22，根據(jù)下式計(jì)算加載參數(shù)a(a∈Z):]]>步驟23，按下式計(jì)算b‾n(n∈N~)]]>與bmax之差的最大值v和最小值vv‾=maxn∈N‾(b‾n-bmax);]]>v_=minn∈N‾(b‾n-bmax);]]>步驟24，根據(jù)a和v、v的相對關(guān)系，采用不需要比較發(fā)送功率增量的盲多/單比特位并行加載，和/或需要比較發(fā)送功率增量的非盲單比特位并行加載方法，分別按下述不同的比特位加載方案執(zhí)行步驟241，a＝0時(shí)，僅作一次非盲單比特位并行刪除將集合中地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)子載波各刪除1比特；所述發(fā)送功率增量ΔPn(bn)按下式計(jì)算Pn(bn)是在子信道n發(fā)送bn比特所需功率，按下式計(jì)算Pn(bn)=ΓCNRn(2bn-1);]]>步驟242，a＝v時(shí)，依次執(zhí)行盲多/單比特位、非盲單比特位并行刪除各一次先對集合中地址對應(yīng)的子載波各刪除a比特，并更新B；若B＝BT，則程序中止；否則，將集合N~s0={n:b‾n=bmax+b_,n∈N~}]]>和中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特；步驟243，v＜a＜v時(shí)，依次執(zhí)行盲多/單比特位并行刪除兩次、非盲單比特位并行刪除/增加一次先對集合中地址對應(yīng)的子載波各減少v比特，更新B；再更新a，為集合N~s1={n:b‾n=bmax+v_,n∈N~}]]>的長度；其次，取的子集合N~s2={n:bmax+v_<b‾n<bmax+v_+a,n∈N~},]]>對集合中的地址對應(yīng)的子載波各減少a比特，將集合內(nèi)地址對應(yīng)子載波比特位數(shù)減少至bn=b‾n-v_-a,]]>更新B；若B＝BT，則程序中止；若B＞BT，則需要對集合和N~s3={n:b‾n=bmax+v_+a,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特；否則，對集合和中的地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn＜bmax，1≤n≤M)最小的BT-B個(gè)元素各增加1比特；步驟244，a＝v時(shí)，依次執(zhí)行盲多比特位并行刪除一次和非盲單比特位并行刪除/增加一次先對集合中地址對應(yīng)的子載波各減少a比特，并將集合N~s4={n:bmax<b‾n<bmax+a,n∈N~}]]>中的地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)減少至bn=b‾n-a,]]>更新B；若B＝BT，則程序中止；若B＞BT，則對集合中地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特；否則，對集合中地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn＜bmax，1≤n≤M)最小的BT-B個(gè)元素各增加1比特；步驟245，v＜a時(shí)，先執(zhí)行盲多比特位并行刪除一次，然后執(zhí)行盲多/單比特位并行刪除/增加若干次，最后執(zhí)行非盲單比特位并行刪除一次對集合中地址對應(yīng)的子載波各減少v比特，并將集合N~s5={n:bmax<b‾n<bmax+v‾,n∈N~}]]>中地址對應(yīng)的子載波比特位數(shù)減少至bn=b‾n-v‾,]]>更新B；再反復(fù)進(jìn)行如下操作令Ns6={n:bn>0,n∈N~∪N~},]]>Ns6的長度為Ls6，改變?nèi)鬭＞0，對集合Ns6中地址對應(yīng)的子載波各減少a比特，更新B；若a＜0，對集合Ns6中地址對應(yīng)的子載波各增加|a|比特，上界為bmax，更新B；若a＝0，對集合Ns2中地址對應(yīng)的子載波中發(fā)送功率增量ΔPn(bn)(0＜bn，1≤n≤M)最大的B-BT個(gè)元素各減少1比特，直到B＝BT。全文摘要本發(fā)明屬于離散多音頻調(diào)制系統(tǒng)資源分配領(lǐng)域，其特征在于在初始化階段，根據(jù)目標(biāo)誤碼率要求和子信道衰減及噪聲干擾狀況，在系統(tǒng)最大功率譜密度、最大QAM星座尺寸約束下，對系統(tǒng)進(jìn)行最大速率比特位加載；在目標(biāo)速率比特分配階段，根據(jù)初始比特率和目標(biāo)比特率的差值，相對初始加載過程中某一有效比特分布進(jìn)行多個(gè)子信道并行加載，利用盲多/單比特位，和/或非盲單比特位并行增刪，快速收斂到目標(biāo)比特率。它完全擺脫了常規(guī)的貪婪加載方法，在趨向目標(biāo)比特率的并行加載過程中始終保證比特位加載的有效性，達(dá)到目標(biāo)比特率的同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)在最優(yōu)功率分配下的比特位加載，它在各種目標(biāo)比特率下的運(yùn)算量更小，運(yùn)算復(fù)雜度更低。文檔編號H04L27/26GK1805421SQ20051013547公開日2006年7月19日申請日期2005年12月31日優(yōu)先權(quán)日2005年12月31日發(fā)明者朱麗平,姚彥,周世東,朱義勝申請人:清華大學(xué),大連海事大學(xué)