專利名稱：Agc電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線電接收器的AGC電路。
背景技術(shù)：
無線電接收器的高頻段的AGC(自動增益控制)電路可以例如圖15所示那樣配置。在圖15中，標號1代表天線調(diào)諧電路，標號2代表高頻放大器，標號3代表混合器電路。高頻放大器2由衰減器電路2A到2C、可變增益放大器2D到2G以及加法器電路2H構(gòu)成。
放大器2D到2G是否工作由AGC電壓控制，而工作中的增益以圖16所示的方式被控制。即，如果接收信號SRX的電平在圖16所示的范圍(1)之內(nèi)(即當接收電平很低時)，則從放大器2D獲取接收信號SRX，并通過加法器電路2H將其提供給混合器電路3，在這里通過控制放大器2D的增益來執(zhí)行AGC。如果接收信號SRX的電平在圖16的范圍(2)之內(nèi)，則從放大器2E獲取由衰減器電路2A衰減的接收信號SRX，并通過加法器電路2H將其提供給混合器電路3，在這里通過控制放大器2E的增益來執(zhí)行AGC。
如果接收信號SRX的電平在范圍(3)之內(nèi)，則從放大器2F獲取由衰減器電路2A和2B衰減的接收信號SRX，并通過加法器電路2H將其提供給混合器電路3，在這里通過控制放大器2F的增益來執(zhí)行AGC。如果接收信號SRX的電平在范圍(4)之內(nèi)，則從放大器2G獲取由衰減器電路2A、2B和2C衰減的接收信號SRX，并通過加法器電路2H將其提供給混合器電路3，在這里通過控制放大器2G的增益來執(zhí)行AGC。
使用該AGC電路，可在從很低電平到很高電平的很寬的范圍內(nèi)對接收信號SRX執(zhí)行AGC。具有對應(yīng)于衰減器電路2A到2C的衰減量的高電平的接收信號SRX可被處理，同時保持了低失真。作為控制高頻段的增益的方法，本方法十分出色?？勺鳛閰⒖嫉默F(xiàn)有技術(shù)文獻例如日本專利申請早期公開No.2001-53564。

發(fā)明內(nèi)容
雖然如上構(gòu)造的高頻放大器2具有低失真，但是接收信號SRX的S/N比(信噪比)卻降低了，其降低量對應(yīng)于由衰減器電路2A到2C所降低的電平。為了提高S/N比，必須向高頻放大器2提供大的接收信號SRX，盡管失真會有所增加。在存在強干擾波的接收條件下出現(xiàn)了這樣的問題，即S/N比由于干擾信號而降低。在由寬帶信號造成的干擾中，例如在數(shù)字廣播中，干擾信號造成的互調(diào)制失真是一個實際的問題。
依賴于AGC電壓產(chǎn)生方法，即使在干擾波不造成任何問題的接收條件下，當接收信號SRX變大時電平受到控制，因此與增益開始被降低的接收電平情況下相比，S/N比并沒有變得更好。
本發(fā)明解決上述問題。
本發(fā)明提供的AGC電路包括由可變增益放大器構(gòu)成的高頻放大器；用于將第一AGC電壓轉(zhuǎn)換為具有預定特性的第一控制電流的第一控制電路；用于將第二AGC電壓轉(zhuǎn)換為具有預定特性的第二控制電流的第二控制電路，其中所述第一和第二控制電流作為增益控制信號被反饋回構(gòu)成所述高頻放大器的可變增益放大器。


圖1是根據(jù)本發(fā)明實施方式的接收器的連接圖；圖2是圖1所示的接收器的高頻放大器的連接圖；圖3是圖2所示的高頻放大器的衰減器電路的連接圖；圖4A和4B的曲線圖示出了圖2所示的高頻放大器的特性；圖5是圖1所示的接收器的控制電流產(chǎn)生電路的連接圖；圖6是圖5所示的控制電流產(chǎn)生電路的對數(shù)壓縮電路的連接圖；圖7是圖5所示的控制電路產(chǎn)生電路的另一對數(shù)壓縮電路的連接圖；圖8是圖5所示的控制電流產(chǎn)生電路的切換控制電路的連接圖；
圖9的曲線圖示出了圖6所示的對數(shù)壓縮電路的特性；圖10是圖7所示的對數(shù)壓縮電路的修改的連接圖；圖11是圖8所示的對數(shù)壓縮電路的修改的連接圖；圖12是圖1所示的接收器的控制電流產(chǎn)生電路的修改的連接圖；圖13是圖12所示的控制電流產(chǎn)生電路的對數(shù)壓縮電路的修改的連接圖；圖14是圖12所示的控制電流產(chǎn)生電路的切換控制電路的連接圖；圖15是高頻放大器的一個示例的方框圖；以及圖16的曲線圖示出了圖15所示的高頻放大器的特性。
具體實施例方式接收器圖1示出了接收器的實施例。
該接收器是所謂的低IF(中頻)系統(tǒng)，其中通過將本振頻率設(shè)置為接近接收頻率，從而將中頻設(shè)置為比接收頻率低得多。接收信號被頻率轉(zhuǎn)換為一對正交中頻信號，并且通過相位處理來提高鏡像特性。
也就是說，從電調(diào)諧型的天線調(diào)諧電路11拾取具有目標接收頻率的接收信號SRX，通過高頻放大器12將該接收信號SRX提供給一對混合器電路13A和13B。本振電路31由PLL(鎖相環(huán))電路構(gòu)成，其產(chǎn)生具有90°相位差并且頻率接近接收信號SRX的頻率(例如在用于數(shù)字音頻廣播的接收器的情形下，比接收頻率高500kHz的頻率)的兩個信號SLOA和SLOB。將信號SLOA和SLOB作為本振信號分別提供給混合器電路13A和13B。
混合器13A和13B分別使用本振信號SLOA和SLOB，將接收信號SRX分頻為一對中頻信號SIFA和SIFB。在這種情形下，中頻信號SIFA和SIFB中的每一個都包含具有期望頻率的信號分量(目標信號分量)和具有像頻的信號分量。為了簡化，在下面的描述中，具有期望頻率的信號分量被稱為中頻信號SIFA和SIFB，而具有像頻的信號分量被稱為像分量。
由于本振信號SLOA和SLOB具有90°相位差，因此中頻信號SIFA和SIFB以90°相位差正交，而像分量與中頻信號SIFA和SIFB成相反關(guān)系地以90°相位差正交。
從構(gòu)成本振電路31的PLL電路獲取將要提供給PLL電路的VCO(未示出)的可變電容二極管的控制電壓的一部分，該控制電壓作為調(diào)諧電壓被提供給調(diào)諧電路11，以調(diào)諧到(tune in)接收信號SRX。
來自混合器電路13A和13B的中頻信號SIFA和SIFB(以及像分量)被提供給幅度和相位校正電路14，其校正中頻信號SIFA和SIFB的相對幅度誤差和相位誤差。經(jīng)過誤差校正的中頻信號SIFA和SIFB通過帶通濾波器15A和15B被提供給移相電路16A和16B。移相電路16A和16B以例如中頻信號SIFA和SIFB具有相同相位而像分量具有相反相位的方式進行移相。移相后的中頻信號SIFA和SIFB被提供給計算電路17并被相加。當像分量被去除后，從計算電路17輸出中頻信號SIF。
接下來，通過中頻放大器18和帶通濾波器19將中頻信號SIF提供給數(shù)字處理電路20，其對中頻信號進行A/D轉(zhuǎn)換，并執(zhí)行對應(yīng)于接收信號SRX的格式的預定數(shù)字處理，以輸出音頻信號。
放大器12和18由可變增益放大器構(gòu)成。來自帶通濾波器19的中間信號SIF的一部分被提供給AGC電壓產(chǎn)生電路32，其產(chǎn)生AGC電壓VAGC。AGC電壓VAGC作為增益控制信號被提供給放大器18，以在中頻段進行AGC。
從混合器電路13A和13B輸出的中頻信號SIFA和SIFB也被提供給AGC電壓產(chǎn)生電路33，其與過量輸入有關(guān)，當接收電平由于干擾波或類似原因而變得過高時，所述電路就產(chǎn)生AGC電壓VOL。該AGC電壓VOL被提供給控制電流產(chǎn)生電路34。來自AGC電壓產(chǎn)生電路32的AGC電壓VAGC也被提供給控制電流產(chǎn)生電路34。
雖然后面將描述控制電流產(chǎn)生電路34的細節(jié)，但是該電路產(chǎn)生的控制電流以匹配的預定特性的方式隨所提供的AGC電壓VAGC和VOL而改變。該控制電流作為增益AV的控制信號而被提供給高頻放大器12，以在高頻段進行延遲的AGC。
由于當接收電平因干擾波或類似原因而變?yōu)轭~定值或更高值時產(chǎn)生AGC電壓VOL，因此該AGC電壓VOL主要對高電平的干擾信號有效。由于AGC電壓VAGC是由經(jīng)AGC電壓VOL處理的中頻信號SIF產(chǎn)生的，因此，該AGC電壓VAGC主要對期望的接收信號有效。
為了簡化，在下面的描述中，AGC電壓VAGC和延遲AGC電壓VOL相加得到的電壓由AGC電壓VCTL表示。對于需要來限制放大器12的增益的AGC電壓，通過給予其比其他AGC電壓更高的優(yōu)先權(quán)而執(zhí)行上述相加操作。該相加操作的實施例將在[5]中描述。
除了調(diào)諧電路11、本振電路31中的諧振電路以及數(shù)據(jù)處理電路20以外，上述接收電路被制造為一片IC(集成電路)。數(shù)字處理電路10也被制造為同一片IC。
提供微計算機35作為系統(tǒng)控制電路。諸如調(diào)諧開關(guān)的操作開關(guān)36被連接到微計算機35。當操作開關(guān)36被操作時，微計算機35向本振電路31提供預定的控制信號，以改變本振信號SLOA和SLOB的振蕩頻率以及接收頻率。
例如，當電源接通時，微計算機35向幅度和相位校正電路14提供校正控制信號，繼而幅度和相位校正電路14以前述方式受到控制，即，使得包含在中頻信號SIFA和SIFB中的像分量具有相同的幅度和相反的相位，從而計算電路17可以去除像分量。
高頻放大器12及其AGC電路圖2示出了由可變增益放大器構(gòu)成并用于進行AGC的高頻放大器12的實施例，在本實施例中，高頻放大器12具有級聯(lián)的三級衰減器電路42到44、調(diào)諧電路11，還具有用于拾取調(diào)諧電路11和衰減器電路42到44的每個輸出信號的差分放大器51到54。
更具體地，調(diào)諧電路11具有調(diào)諧線圈，其副繞組由以下串聯(lián)電路來等同地表示，該串聯(lián)電路包括電感L11、電阻R11、電感L12和電容C12的并聯(lián)電路以及電阻R12。在電阻R11和R12的一端以平衡方式拾取接收信號SRX。
衰減器電路42到44中的每一個都具有如圖3所示的結(jié)構(gòu)。即，電容C41和電阻R41的并聯(lián)電路連接在一個輸入端T41和一個輸出端T43之間，而電阻R43和電容C43的并聯(lián)電路連接在一個輸出端T43和一個中心端T45之間。電容C42和電阻R42的并聯(lián)電路連接在另一輸入端T42和另一輸出端T44之間，而電阻R44和電容C44的并聯(lián)電路連接在輸出端T44和中心端T45之間。
利用元件R41到R44和C41到C44，以這樣的方式形成了平衡型衰減器電路42到44。
這些衰減器電路42到44構(gòu)成了平衡型梯狀衰減器電路。在衰減器電路42到44中，前級衰減器電路的輸出端T43到T44連接到后級衰減器電路的輸入端T41和T42。輸入端T41和T42連接到電阻R11和R12的輸出側(cè)，而端T45被互連。
在每個衰減器電路42到44中，滿足下面的關(guān)系C41×R41＝C43×R43C42×R42＝C44×R44如果各個衰減器電路42到44的衰減量被設(shè)置為相等，則衰減器電路42到44的元件R41到R44和C41到C44的值設(shè)置為相等，衰減器電路44的電阻R43和R44的值被設(shè)置為衰減器電路42的電阻R43和R44的值的一半，衰減器電路44的電容C43和C44的值被設(shè)置為衰減器電路42的電阻C43和C44的值的二倍。
通過用1/n倍(其中n是大于等于2的整數(shù))來代表衰減器電路42到44的每一級的衰減量，下面的公式被滿足R43/R41＝2/(n-1)C41/C43＝2/(n-1)例如，每級的衰減量為12dB(＝1/4倍)。
如圖2所示，晶體管Q51和Q52的發(fā)射極連接到恒流源晶體管Q53的集電極以構(gòu)成差分放大器51，而晶體管Q53和晶體管Q54構(gòu)成電流鏡電路51A，其將地端T52作為參考電勢點。與差分放大器51類似，差分放大器52到54由晶體管(Q51，Q52)到(Q51，Q52)構(gòu)成，且與電流鏡電路51A類似，電流鏡電路52A到54A由晶體管(Q53，Q54)到(Q53，Q54)構(gòu)成。
差分放大器51的晶體管Q51和Q52的基極連接到電阻R11和R12的輸出側(cè)。差分放大器52到54的晶體管(Q51，Q52)到(Q51，Q52)的基極連接到衰減器電路42到44的輸出端(T43，T44)到(T43，T44)。偏置電壓V45被施加在衰減器電路42到44的中心端T45到T45上。
差分放大器51和52的晶體管Q51和Q51的集電極連接到基極接地晶體管Q55的發(fā)射極以構(gòu)成共射共基(cascode)放大器51B，差分放大器51和52的晶體管Q52和Q52的集電極連接到基極接地晶體管Q56的發(fā)射極以構(gòu)成共射共基放大器52B。類似地對于差分放大器53和54形成共射共基放大器53B和54B。
共射共基放大器51B和53B的晶體管Q55和Q55的集電極連接到公共負載電阻R55，共射共基放大器52B和54B的晶體管Q56和Q56的集電極連接到公共負載電阻R56。在負載電阻R55和R56處獲得的接收信號SRX被提供給下一級的混合器電路13A和13B。由于接收信號SRX是平衡型的，因此混合器電路13A和13B都被配置為平衡型的。
控制電流產(chǎn)生電路34輸出四路AGC控制電流I51到I54。這些控制電流I51到I54被提供給電流鏡電路51A到54A的輸入側(cè)晶體管Q54到Q54。標號T51代表電源端。該電路與圖1所示的接收器一起被制造在同一片IC中。
使用上述電路結(jié)構(gòu)，當從調(diào)諧電路11輸出接收信號SRX時，衰減器電路42到44接連輸出電平降低12dB的接收信號SRX。
這里假設(shè)在從控制電流產(chǎn)生電路34輸出的控制電流I51到I54中，控制電流I51具有預定幅度，而其他控制電流I52到I54是0。在此情形下，電流I51經(jīng)由電流鏡電路51A流過差分放大器51，使得差分放大器51處于工作中，而電流I52到I54將不流過其他差分放大器52到54，因此差分放大器52到54不工作。
因此，從調(diào)諧電路11輸出的接收信號SRX經(jīng)由差分放大器51和共射共基放大器51B和52B被提供給混合器電路13A和13B。在此情形下，由于差分放大器52到54不工作，所以將從衰減器電路42到44輸出的接收信號SRX不會被提供被混合器電路13A和13B。
差分放大器51的增益A51由下式給出A51＝a×I51倍...(10)，其中a是常數(shù)。
由于控制電流I51的幅度隨AGC電壓VCTL變化，因此差分放大器51的增益A51相應(yīng)地變化，控制從調(diào)諧電路11經(jīng)由差分放大器51被提供給混合器電路13A和13B的接收信號SRX的電平。
與增益A51類似，其他差分放大器52到54的增益A52到A54由控制電流I52到I54控制，從衰減器電路42到44輸出的接收信號SRX經(jīng)由差分放大器52到54被提供給混合器電路13A和13B。因此，AGC電壓VCTL的變化控制著將從衰減器電路42到44經(jīng)由運算放大器52到54被提供給混合器電路13A和13B的接收信號SRX到SRX的電平。
由此，通過根據(jù)AGC電壓VCTL來改變高頻放大器12的增益AV，從而進行AGC。
例如，如公式(10)所示，差分放大器51到54的增益A51到A54分別隨著控制電流I51到I54線性變化。因此，如圖4B所示，如果控制電流I51到I54的對數(shù)值隨AGC電壓VCTL線性變化，則差分放大器51到54的增益A51到A54隨控制電流I51到I54的對數(shù)值而線性變化。
因此，例如圖4A所示(與圖16相同)，放大器12的增益AV(分貝值)通過以下操作可以在很寬的范圍內(nèi)線性變化當AGC電壓VCTL在范圍(1)內(nèi)時，拾取來自差分放大器51的接收信號SRX并利用控制電流I51來控制增益A51；當AGC電壓VCTL在范圍(2)內(nèi)時，拾取來自差分放大器52的接收信號SRX并利用控制電流I52來控制增益A52，等等。
控制電流產(chǎn)生電路34控制電流產(chǎn)生電路34根據(jù)如上所述的AGC電壓VCTL(VAGC，VOL)來產(chǎn)生控制電流I51到I54，而且還在差分放大器51到54之間進行切換并對控制電流I51到I54執(zhí)行對數(shù)壓縮。
為此，控制電流產(chǎn)生電路34包括例如圖5所示的對數(shù)壓縮電路60和70以及切換控制電路80。例如，對數(shù)壓縮電路60和70以及切換控制電路80具有以下結(jié)構(gòu)[3-1]對數(shù)壓縮電路60圖6示出了對數(shù)壓縮電路60的實施例。對數(shù)壓縮電路60將AGC電壓VCTL對數(shù)地轉(zhuǎn)換為控制電流Im。雖然從后面的描述中將會清楚，在圖4A所示的范圍(1)內(nèi)Im＝I51，在范圍(2)內(nèi)Im＝I52，在范圍(3)內(nèi)Im＝I53，在范圍(4)內(nèi)Im＝I54。即，在范圍(1)到(4)內(nèi)，控制電流Im分別是控制電流I51到I54。
參照圖6，AGC電壓VCTL被施加到運算放大器61的非反相輸入端，運算放大器的輸出端連接到晶體管Q61的基極，電阻R61連接到發(fā)射極和地端T52。電阻R61上的電壓被施加在運算放大器61的反相端上。
晶體管Q61的集電極連接到晶體管Q62的集電極。晶體管Q62和晶體管Q63通過使用電源端T51的參考電勢點而構(gòu)成了電流鏡電路62。晶體管Q63的集電極連接到電壓比較運算放大器63的非反相輸入端，并經(jīng)由電阻R62連接到偏置電壓V61的電壓源。
晶體管Q64和Q65的基極相互連接，并連接到晶體管Q64的集電極，恒流源64連接在集電極和電源端T51之間。晶體管Q64的發(fā)射極連接到偏置電壓V61的電壓源，晶體管Q65的發(fā)射極連接到運算放大器63的反相輸入端，集電極連接到電源端T51。
運算放大器63的輸出端連接到晶體管Q66的基極，其中晶體管Q66的發(fā)射極接地，晶體管Q66的集電極連接到運算放大器65的非反相端，其中運算放大器65的輸出端連接到晶體管Q67的基極。電阻R64連接在晶體管Q67的發(fā)射極和地端T52之間，晶體管Q67的發(fā)射極連接到運算放大器65的反相端。
電阻R64上的電壓V60被提供給切換控制電路80。晶體管Q67的集電極連接到構(gòu)成電流鏡電路66的輸入側(cè)晶體管Q68，從輸出側(cè)晶體管Q69拾取電流I60。如后面將要描述的那樣，電流I60被對數(shù)壓縮電路70轉(zhuǎn)換為預定的控制電流Is，控制電流Is被提供給切換控制電路80。
雖然后面將描述切換控制電路80的細節(jié)，但是晶體管Qm等同于切換控制電路80的輸出晶體管，其集電極連接到運算放大器63的非反相端。晶體管Qm的集電極電流是控制電流Im。電壓V60和控制電流Is以實現(xiàn)負反饋的極性被提供給晶體管Qm。
使用上述結(jié)構(gòu)，100％的負反饋經(jīng)由晶體管Q67被施加在運算放大器65上，運算放大器65和晶體管Q67工作為電壓跟隨器。因此，運算放大器63的輸出經(jīng)由晶體管Q66，并且經(jīng)由運算放大器65和晶體管Q67被負反饋到晶體管Qm。
由于給予運算放大器63以負反饋，因此滿足下式VB＝VA ...(11)其中VA是運算放大器63的反相輸入端的電勢，而VB是運算放大器63的非反相輸入端的電勢。
也滿足下式VA＝V61+VR62 ...(12)V61+VBE64＝VB+VBE65...(13)其中VR62是電阻R62上的電壓，VBE64是晶體管Q64的基極-發(fā)射極電壓，VBE65是晶體管Q65的基極-發(fā)射極電壓。
從公式(11)到(13)可得到下式VBE64-VBE65＝VR62 ...(14)下式也被滿足I64＝α×exp(β×VBE64)...(15)IC65＝α×exp(β×VBE65) ...(16)其中α是常數(shù)，β＝q/(K×T)，其中q是電子電量，K是波爾茲曼常數(shù)，T是絕對溫度，I64是恒流源64的輸出電流，也是晶體管Q64的集電極(發(fā)射極)電流，IC65是晶體管Q65的集電極(發(fā)射極)電流。
根據(jù)公式(15)和(16)，得到下式I64/IC65＝exp(β×(VBE64-VBE65))通過將公式(14)代入本式，可得到下式I64/IC65＝exp(β×VR62)...(17)公式(17)的對數(shù)形式為
log(I64)-log(IC65)＝β×VR62通過重新排列本式，得到log(IC65)＝-β×VR62+log(I64) ...(18)由于經(jīng)由晶體管Q61將100％的負反饋給予運算放大器61，因此電阻R61上的電壓是VCTLICTL＝VCTL/R61，其中ICTL是流過電阻R61的電流。
由于該ICTL是晶體管Q61的集電極電流并經(jīng)由電流鏡電路62流過電阻R62VR62＝ICTL×R62＝R62/R61×VCTL ...(19)通過將公式(19)代入公式(18)可得下式log(IC65)＝-γ×VCTL+log(I64) ...(20)，其中γ＝β×R62/R61。
由于Im＝IC65，因此公式(20)變?yōu)閘og(Im)＝-γ×VCTL+log(I64)...(21)如果VCTL＝0，則公式(21)變?yōu)閘og(Im)＝log(I64) ...(22)這意味著控制電流Im等于恒流源64的輸出電流I64。
因此，AGC電壓VCTL和控制電流Im之間的關(guān)系變?yōu)槿鐖D4B所示，而控制電流Im的對數(shù)值log(Im)變?yōu)榘凑肇撓禂?shù)-γ與AGC電壓VCTL成線性比例關(guān)系。即，AGC電壓VCTL被轉(zhuǎn)換為對數(shù)壓縮的控制電流Im。
對數(shù)壓縮電路70圖7示出了對數(shù)壓縮電路70的實施例。對數(shù)壓縮電路70將從對數(shù)壓縮電路60輸出的與AGC電壓VCTL成線性比例關(guān)系的電流I60轉(zhuǎn)換為與log(I60)成線性比例關(guān)系的控制電流Is。對數(shù)壓縮電路70的結(jié)構(gòu)與對數(shù)壓縮電路60基本相同。
參照圖7，來自對數(shù)壓縮電路60的電流I60經(jīng)由接成二極管形式的晶體管Q78而被施加到電阻R72的一端，電阻R72連接到偏置電壓V71的電壓源。電阻R72上的電壓被施加到電壓比較運算放大器73的反相端。
晶體管Q74和Q75的基極被互連，并連接到晶體管Q74的集電極。在集電極和電源端T51之間連接了恒流源74。晶體管Q74的發(fā)射極連接到偏置電壓V71的電壓源，晶體管Q75的發(fā)射極連接到運算放大器73的非反相端，晶體管Q75的集電極連接到電源端T51。
運算放大器73的輸出端連接到晶體管Q77的基極，集電極連接到運算放大器73的非反相端，發(fā)射極連接到地端T52。晶體管Q76的基極-發(fā)射極路徑與晶體管Q77的基極-發(fā)射極路徑并聯(lián)。拾取晶體管Q76的集電極電流作為控制電流Is，它被提供給切換控制電路80。
使用上述結(jié)構(gòu)，運算放大器73、晶體管Q74和Q75以及電阻R72之間的互連關(guān)系與圖6所示的對數(shù)壓縮電路60的運算放大器63、晶體管Q64和Q65以及電阻R62之間的互連關(guān)系相同。當電流I60流過電阻R72時，電阻R73上的電壓被施加到運算放大器73的反相端。在運算放大器73中，輸出經(jīng)由晶體管Q77被負反饋到非反相端。
由于電流IC75對應(yīng)于圖6所示的控制電流Im，所以從公式(18)得到下式log(IC75)＝-β×VR72+log(I74) ...(31)，其中VR72是電阻R72上的電壓，I74是恒定電壓源74的輸出電流并等于晶體管Q74的集電極(發(fā)射極)電流，IC75是晶體管Q75的集電極(發(fā)射極)電流。
在此情形下，由于VR72＝R62×I60，因此將其代入公式(31)可得log(IC75)＝-β×R62×I60+log(I74) ...(32)晶體管Q75的集電極電流I75等于晶體管Q77的集電極電流IC77。由于經(jīng)由運算放大器73，從晶體管Q77的集電極對晶體管Q77和Q76的基極施加相同的電壓，因此晶體管Q77和Q76使用晶體管Q77作為輸入側(cè)而工作為電流鏡電路77，而且晶體管Q76的集電極電流IC76等于晶體管Q77的集電極電流Is。即
IC75＝IC77＝Is從而公式(32)變?yōu)閘og(Is)＝-β×R62×I60+log(I74) ...(33)于是控制電流Is的對數(shù)值log(Is)與電流I60線性地成比例。具有這些特性的控制電流Is被提供給切換控制電路80。
切換控制電路80圖8示出了切換控制電路80的實施例。該切換控制電路80用對數(shù)壓縮電路60的輸出電壓V60和對數(shù)壓縮電路70的輸出電流Is來產(chǎn)生控制電流I51到I54和Im。
圖8所示的切換控制電路80由電壓比較電路81和電流鏡電路821到824和831到834構(gòu)成。電壓比較電路81將電壓V60與參考電壓進行比較，從而根據(jù)對應(yīng)于圖4B所示的范圍(1)到(4)的電壓而切換差分放大器51到54。
即，恒流源晶體管Q94的發(fā)射極-集電極路徑、電阻R83到R81和晶體管Q93的發(fā)射極-集電極路徑串聯(lián)在電源端T51和地端T52之間。預定的偏置電壓被施加在晶體管Q94的基極，晶體管Q93的基極連接到地端T52。在電阻R81到R83的互連點獲取對應(yīng)于圖4B所示的范圍(1)到(4)的參考電壓。
恒流源晶體管Q96的發(fā)射極-集電極路徑、電阻R93到R91和晶體管Q95的發(fā)射極-集電極路徑串聯(lián)在電源端T51和地端T52之間。預定的偏置電壓被施加在晶體管Q96的基極，來自對數(shù)壓縮電路60的電壓V60被施加在晶體管Q95的基極上。
通過使用圖7所示的對數(shù)壓縮電路70的晶體管Q76作為恒流源，晶體管Q91和Q81被差分連接以構(gòu)成電壓比較電路811。晶體管Q91的基極連接到電阻R92和R91之間的互連點，晶體管Q81的基極連接到電阻R82和R81之間的互連點。
通過使用晶體管Q91作為恒流源，晶體管Q92和Q82被差分連接以構(gòu)成電壓比較電路812。晶體管Q92的基極連接到電阻R93和R92之間的互連點，晶體管Q82的基極連接到電阻R83和R82之間的互連點。
通過使用晶體管Q92作為恒流源，晶體管Q84和Q83被差分連接以構(gòu)成電壓比較電路813。晶體管Q84的基極連接到晶體管Q86的集電極，晶體管Q83的基極連接到晶體管Q84的集電極。
使用電源端T51的參考電勢點的電流鏡電路821由晶體管Q85到Q87構(gòu)成。輸入側(cè)晶體管Q85的集電極連接到晶體管Q81的集電極。類似地，電流鏡電路822到824由晶體管(Q85到Q87)到(Q85到Q87)構(gòu)成，并且輸入側(cè)晶體管Q85到Q85的集電極連接到晶體管Q82、Q83和Q84的集電極。
使用地端T52的參考電勢點的電流鏡電路831由晶體管Q88到Q89構(gòu)成。輸入側(cè)晶體管Q88的集電極連接到電流鏡電路821的第一輸出側(cè)晶體管Q86。類似地，電流鏡電路832到834由晶體管(Q88到Q89)到(Q88到Q89)構(gòu)成，并且輸入側(cè)晶體管Q88到Q88的集電極連接到電流鏡電路822到824的第一輸出側(cè)晶體管Q86到Q86的集電極。
電流鏡電路821到824的第二輸出側(cè)晶體管Q87到Q87的集電極連接到圖2所示的電流鏡電路51A到54A的輸入側(cè)晶體管Q54到Q54的集電極。因此，電流鏡電路821到824的第二輸出側(cè)晶體管Q87到Q87的集電極電流等于高頻放大器12的電流鏡電路51A到54A的輸入側(cè)晶體管Q54到Q54的集電極電流I51到I54。
電流鏡電路831到834的輸出側(cè)晶體管Q89到Q89對應(yīng)于圖6所示的切換控制電路80的晶體管Qm。晶體管Q89到Q89的集電極互連并連接到對數(shù)壓縮電路60的晶體管Q65的發(fā)射極。
電流鏡電路821到824的每個輸入側(cè)晶體管Q85到Q85的集電極電流都被設(shè)置為具有相對于每個輸出側(cè)晶體管(Q86和Q87)到(Q86和Q87)的集電極電流的預定比率。電流鏡電路821到824的晶體管(Q86和Q87)到(Q86和Q87)的集電極電流被設(shè)置為具有以下比率1/1∶1/4∶1/16∶1/64。該比率是對應(yīng)于每個衰減器電路42到44的衰減量12dB(＝1/4)而確定的。
使用上述結(jié)構(gòu)，隨著AGC電壓VCTL變大，控制電壓V60變大而晶體管Q85的集電極電流變小。因此，隨著AGC電壓VCTL變大，晶體管Q91、Q92和Q84的基極電壓變大，從而通過合適地設(shè)置電阻R81到R83和R91到R93的值，晶體管Q81到Q84、Q91和Q92可以下述方式被導通和截止(A)如果AGC電壓VCTL具有圖4所示的范圍(1)內(nèi)的幅度，則晶體管Q91截止而晶體管Q81導通(因為晶體管Q91截止，所以晶體管Q92和Q82到Q84也截止)；(B)如果AGC電壓VCTL具有圖4所示的范圍(2)內(nèi)的幅度，則晶體管Q91導通而晶體管Q81截止，并且晶體管Q92截止而晶體管Q82導通(因為晶體管Q92截止，所以晶體管Q83和Q84也截止)；(C)如果AGC電壓VCTL具有圖4所示的范圍(3)內(nèi)的幅度，則晶體管Q91導通而晶體管Q81截止，晶體管Q92導通而晶體管Q82截止，并且晶體管Q84截止而晶體管Q83導通；以及(D)如果AGC電壓VCTL具有圖4所示的范圍(4)內(nèi)的幅度，則晶體管Q91導通而晶體管Q81截止，晶體管Q92導通而晶體管Q82截止，并且晶體管Q84導通而晶體管Q83截止。
在(A)情形下，晶體管Q76的輸出電流Is作為控制電流I51(＝Is)和控制電流Im(＝I51)而流動，其中前者經(jīng)由晶體管Q81和電流鏡電路821而流過放大器12，后者經(jīng)由電流鏡電路831而流過對數(shù)壓縮電路60。在此情形下，晶體管Q91、Q81、Q82到Q84截止，而且I52到I54是0。
由此，在圖2所示的電路中，從調(diào)諧電路11輸出的接收信號SRX經(jīng)由差分放大器51被提供給混合器電路13A和13B。在此情形下，如圖4B所示，由于控制電流I51(＝Im)根據(jù)AGC電壓VCTL而以對數(shù)函數(shù)方式變化，所以差分放大器51的增益A51根據(jù)AGC電壓VCTL而以對數(shù)函數(shù)方式變化，從而可獲得圖4A所示的范圍(1)內(nèi)的特性。
在(B)情形下，晶體管Q76的輸出電流Is作為控制電流I52(＝Is)和控制電流Im(＝I52)而流動，其中前者經(jīng)由晶體管Q91和Q82以及電流鏡電路822而流過放大器12，后者經(jīng)由電流鏡電路832而流過對數(shù)壓縮電路60。在此情形下，晶體管Q81、Q92、Q83和Q84截止，而且I51、I53和I54是0。
由此，在圖2所示的電路中，從衰減器電路42輸出的接收信號SRX經(jīng)由差分放大器52被提供給混合器電路13A和13B。在此情形下，如圖4B所示，由于控制電流I52(＝Im)根據(jù)AGC電壓VCTL而以對數(shù)函數(shù)方式變化，所以差分放大器52的增益A根據(jù)AGC電壓VCTL而以對數(shù)函數(shù)方式變化，從而可獲得圖4A所示的范圍(2)內(nèi)的特性。
對情形(C)和(D)也執(zhí)行類似操作，晶體管Q76的輸出電流Is作為流過放大器12的控制電流I53或I54而流動，從而可獲得圖4A所示的范圍(3)或(4)內(nèi)的特性。
因此可獲得圖4A所示的AGC電壓VCTL和增益(分貝值)之間的特性。
由于控制電流I51到I54經(jīng)由電流鏡電路821到824和電流鏡電路831到834而被變?yōu)榭刂齐娏鱅m，而且該控制電流Im被負反饋到圖6所示的運算放大器63，因此圖4A所示的范圍(1)到(4)的邊界處的特性可線性變化，導致增益(分貝值)在整個很寬的范圍上線性變化。
由于特性可在很寬的范圍上線性變化，因此可在從弱接收信號到強接收信號的很寬的輸入范圍內(nèi)獲得具有恒定響應(yīng)特性的AGC操作。
對偏置電流和溫度特性的補償下面描述對對數(shù)壓縮電路60和70的偏置電流和溫度特性的補償。
對數(shù)壓縮電路60在圖6所示的對數(shù)壓縮電路60中，構(gòu)成運算放大器63的晶體管的偏置電流Ib和Ib流過運算放大器63的反相輸入端和非反相輸入端。當AGC電壓VCTL(控制電壓V60)變大時，晶體管Q65的集電極電流IC65(＝Im)變小。在此情形下，流過運算放大器63的非反相輸入端的電流Ib變得不可忽略，而且控制電流Im的對數(shù)壓縮特性偏離線性特性，如圖9中虛線所表明的那樣。因此，增益的分貝值可被線性控制的范圍變窄。
為了解決這個問題，設(shè)置集電極電流IC65的幅度，使得即使當集電極電流IC65(＝Im)變小時，集電極電流仍保持足夠大于基極電流Ib。但是，對數(shù)壓縮電路的消耗電流增大了。
而且，在圖6所示的對數(shù)壓縮電路中，從公式(16)和(17)可清楚地看出，由于具有代表了壓縮特性的斜率的項-γ的公式包含絕對溫度T，因此壓縮特性隨絕對溫度T變化，如圖9所示。
圖10所示的對數(shù)壓縮電路60可忽略流過運算放大器63的偏置電流Ib和Ib，而且可補償溫度特性。
以下面的方式構(gòu)造對偏置電流Ib和Ib的補償電路。在運算放大器63中，晶體管Q6A和Q6B被連接到恒流源晶體管Q6C的集電極以構(gòu)成差分放大器631。作為差分放大器631的負載，電流鏡電路632連接到晶體管Q6A和Q6B的集電極。于是形成了運算放大器63，其將晶體管Q6A的基極作為非反相輸入端，將晶體管Q6B的基極作為反相輸入端，將晶體管Q6B的集電極作為輸出端。
提供晶體管P61，其中偏置電壓V62被施加在基極上，電阻R64連接在發(fā)射極和地端T52之間，從而構(gòu)成恒流源67。從晶體管P61的集電極提供恒定電流Ip。在此情形下，偏置電壓V62是以下串聯(lián)電路兩端的帶隙電壓，即經(jīng)由一個電阻施加到該串聯(lián)電路的DC電壓，所述串聯(lián)電路由預定數(shù)量的將基極和發(fā)射極連接在一起而接成二極管形式的晶體管構(gòu)成。
恒定電流Ip流過與晶體管P64和晶體管Q6C一起構(gòu)成電流鏡電路68的晶體管P62，所述電流鏡電路由晶體管P63進行偏置。晶體管P64構(gòu)成圖6所示的恒流源64，因此晶體管P64的集電極電流對應(yīng)于圖6所示的恒定電流I64并且I64＝Ip。晶體管P63的集電極電流也具有值Ip。
晶體管P63的集電極電流流過與晶體管P66和P67一起構(gòu)成電流鏡電路69的晶體管P65。晶體管P66和P67的集電極連接到晶體管Q6A和Q6B的基極。因此晶體管P66和P67的集電極電流作為偏置電流Ib和IB被提供給晶體管Q6A和Q6B的基極。
晶體管P63的集電極電流由下式給出3×Ip/hFE，其中hFE是晶體管P62、P63和Q6A到Q6C的電流放大因子。晶體管Q6A和Q6B滿足下式Ib＝Ip/(2×hFE)因此，例如，如果晶體管P66和P67的基極-發(fā)射極結(jié)面積被設(shè)置為晶體管P65的結(jié)面積的1/6，則晶體管P66、P67的集電極電流是Ip/(2×hFE)因此，流過運算放大器63(晶體管Q6A和Q6B的基極)的偏置電流Ib和Ib被晶體管P66和P67的集電極電流所抵消，于是可獲得圖9的實線所表示的線性壓縮特性。
壓縮特性的溫度補償電路以下述方式構(gòu)造。構(gòu)成電流鏡電路62的輸出側(cè)晶體管Q63的集電極連接到電流鏡電路161的輸入側(cè)晶體管B61的集電極，輸出側(cè)晶體管B62作為恒流源和晶體管B63和B64構(gòu)成了差分放大器162。
在差分放大器162中，預定的基極偏置電壓V63被施加到晶體管B63的基極，由電阻R65和R66分壓的偏置電壓V63被施加到晶體管B64的基極。與偏置電壓V62類似，偏置電壓V63是帶隙電壓。
當電流ICTL流過晶體管Q63的集電極時，該電流ICTL經(jīng)由電流鏡電路161流過差分放大器162。在此情形下，電流ICTL以電阻R65和R66間的分割比率而分流過晶體管B63和B64。
分流過晶體管B64的電流ICTL經(jīng)由由晶體管B65和B66構(gòu)成的電流鏡電路163和接成二極管形式的晶體管B68，流過電阻R62。
雖然與AGC電壓VCTL成比例的電流ICTL流過電阻R62，但是流過電阻R62的電流ICTL是由差分放大器162分割的電流，并具有由電阻R65和R66以及帶隙電壓V63確定的幅度。因此，流過電阻R62的電流ICTL具有正溫度系數(shù)。
因此，電阻R62上的電壓VR62具有正溫度系數(shù)。通過合適地設(shè)置電阻R65和R66以及帶隙電壓V63，圖9所示的壓縮特性中的溫度變化可由電流ICTL的溫度特性抵消，從而可抑制壓縮特性的溫度變化。
也可以抑制受到增益控制的高頻放大器12的增益AV所發(fā)生的溫度變化。更具體地說，圖2所示的差分放大器51的增益A51由公式(10)給出A51＝a×I51倍 ...(10)，其中a是常數(shù)且等于(1/2)×β×RL，RL是負載電阻。因此A51＝β×RL×I51×1/2 ...(41)在圖4A所示的范圍(1)內(nèi)，由于電流鏡電路821I51＝Im，于是公式(41)變?yōu)锳51＝β×RL×Im/2 ...(42)如果負載電阻形成在IC中，則負載電阻RL隨溫度變化，而且晶體管具有溫度特性，使得增益A51受溫度影響。
但是，圖10所示的電壓V62是帶隙電壓V62＝VBE61+N/β，其中VBE61是晶體管P61的基極-發(fā)射極電壓，N是常數(shù)。可以這樣的方式來設(shè)置常數(shù)N，即，使得帶隙電壓V62的溫度特性可被忽略。
因此從晶體管P61提供的恒定電流Ip由下式給出Ip＝(V62-VBE61)/R64＝(N/β)/R64...(43)如圖4B和公式(22)所示，圖2所示的差分放大器51的增益A51在VCTL＝0時取最大值。為了簡化，假設(shè)VCTL＝0，那么公式(22)變?yōu)镮m＝I64 ...(44)在圖10中，晶體管Q64的集電極電流I64等于電流Ip。因此，公式(43)將公式(44)重排Im＝Ip＝(N/β)/R64...(45)將公式(45)代入公式(42)可得A51＝β×RL×Im/2＝β×RL×((N/β)/R64)/2＝(N/2)×RL/R64 ...(46)
差分放大器51的增益A51由與溫度無關(guān)的常數(shù)和電阻比RL/R64來確定，電阻比RL/R64不受溫度影響。如上所述，控制電壓VCTL和控制電流ICTL的轉(zhuǎn)換特性不受溫度影響。差分放大器52到54也不受溫度影響。
由此，使用圖10所示的對數(shù)壓縮電路60，可控制高頻放大器12的增益AV以使分貝值成為線性，而且增益AV將不受溫度影響。由于在IC制造中電阻比RL/R64的變化很小，因此可抑制IC的變化。
對數(shù)壓縮電路70與圖6所示的對數(shù)壓縮電路60的運算放大器63類似，構(gòu)成圖7所示的對數(shù)壓縮電路70的運算放大器73的晶體管的偏置電流流過運算放大器73的反相輸入端和非反相輸入端。當晶體管Q77的集電極電流變小時，即當電流Is變小時，流過運算放大器73的非反相輸入端的偏置電流變得不可忽略。
由于電流Is和I60之間的關(guān)系由公式(33)表示，與圖6所示的對數(shù)壓縮電路60類似，因此對數(shù)壓縮電路70受到溫度T的影響。
圖11所示的對數(shù)壓縮電路60可忽略流過運算放大器73的偏置電流，并可以補償溫度特性。
用于偏置電流和溫度特性的補償電路的構(gòu)造方式類似于圖10所示的對數(shù)壓縮電路60。用于偏置電流的補償電路以下列方式構(gòu)造。在運算放大器73中，晶體管Q7A和Q7B的發(fā)射極連接到恒流源晶體管Q7C的集電極以構(gòu)成差分放大器731。作為差分放大器731的負載，電流鏡電路732連接到晶體管Q7A和Q7B的集電極。因而形成了運算放大器73，其將晶體管Q7A的基極作為非反相輸入端，將晶體管Q7B的基極作為反相輸入端，將晶體管Q7B的集電極作為輸出端。
提供晶體管P71，其中偏置電壓V72被施加在基極上，電阻R74連接在發(fā)射極和地端T52之間，從而構(gòu)成恒流源77。從晶體管P71的集電極提供恒定電流Iq。在此情形下，與偏置電壓V62類似，偏置電壓V72是帶隙電壓?？稍O(shè)置Iq＝Ip。
所述電流Iq流過與晶體管P74和晶體管Q7C一起構(gòu)成電流鏡電路68的晶體管P72，所述電流鏡電路由晶體管P73進行偏置。晶體管P74構(gòu)成圖7所示的恒流源74，因此晶體管P74的集電極電流對應(yīng)于圖7所示的恒定電流I74并且I74＝Iq。晶體管P73的集電極電流也具有值Iq。
晶體管P73的集電極電流流過與晶體管P76和P77一起構(gòu)成電流鏡電路79的晶體管P75。晶體管P76和P77的集電極連接到晶體管Q7A和Q7B的基極。
因此晶體管P76和P77的集電極電流作為偏置電流被提供給晶體管Q7A和Q7B的基極。因此，與對數(shù)壓縮電路60的運算放大器63類似，可以抵消流過運算放大器73(晶體管Q7A和Q7B的基極)的偏置電流。
以下述方式構(gòu)造溫度補償電路。對數(shù)壓縮電路60的輸出電流I60流過電流鏡電路171的輸入側(cè)晶體管B71，輸出側(cè)晶體管B72作為恒流源和晶體管B73和B74一起構(gòu)成了差分放大器172。
在差分放大器172中，預定的基極偏置電壓V73被施加到晶體管B73的基極，由電阻R75和R76分壓的偏置電壓V73被施加到晶體管B74的基極。與偏置電壓V62類似，偏置電壓V73是帶隙電壓。
當從對數(shù)壓縮電路60提供電流I60時，該電流I60經(jīng)由電流鏡電路171而分流過晶體管B73和B74。分流過晶體管B74的電流I60經(jīng)由由晶體管B75和B76構(gòu)成的電流鏡電路173并經(jīng)由連接成二極管形式的晶體管B78而流過電阻R72。
可使電阻R72上的電壓與電流I60成比例并具有正的溫度系數(shù)。因此可補償電流I60和Is之間的溫度特性。
補充[3-3]中描述的切換控制電路80的結(jié)構(gòu)可用于具有[4-1]和[4-2]所述的結(jié)構(gòu)的對數(shù)壓縮電路60和70。
兩個獨立AGC系統(tǒng)如前所述，對于高頻放大器12的AGC，使用AGC電壓VOL的AGC是主要對大干擾信號有效的延遲AGC，而使用AGC電壓VAGC的AGC是主要對期望的接收信號有效的AGC。下面將描述使用AGC電壓VAGC和VOL的獨立AGC。
如圖12所示，除了對數(shù)壓縮電路60以外，還準備了另一對數(shù)壓縮電路60A。對數(shù)壓縮電路60由AGC電壓VAGC產(chǎn)生電壓V60和電流I60，對數(shù)壓縮電路60A由延遲AGC電壓VOL產(chǎn)生電壓V60和電流I60。這些電壓V60和V60被提供給切換控制電路80。
電流I60和I60從對數(shù)壓縮電路60和60A被提供給輸出控制電流Is的對數(shù)壓縮電路70?？刂齐娏鱅s被提供給產(chǎn)生控制電流I51到I54的切換控制電路80?？刂齐娏鱅51到I54被提供給高頻放大器12。從對數(shù)壓縮電路70提供的控制電流Im和Im被負反饋到對數(shù)壓縮電路60和60A。
對數(shù)壓縮電路60圖12所示的對數(shù)壓縮電路60的結(jié)構(gòu)例如圖10所示，使用AGC電壓VAGC來代替圖10所示的AGC電壓VCTL。產(chǎn)生電壓V60和電流I60并將控制電流Im負反饋回去。
對數(shù)壓縮電路60A對數(shù)壓縮電路60A的結(jié)構(gòu)例如圖13所示，其具有與圖10所示的對數(shù)壓縮電路60相同的結(jié)構(gòu)。對應(yīng)的元件以相同的標號表示，因此省略對其的描述。
在該對數(shù)壓縮電路60A中，從晶體管Q67的發(fā)射極輸出電壓V60，并經(jīng)由構(gòu)成電壓跟隨器的運算放大器261和晶體管B69以及電阻R67將其施加到差分放大器162的晶體管B63。經(jīng)由電流鏡電路66拾取晶體管B69的集電極電流作為電流I60。
圖10所示的電流鏡電路66的晶體管Q69的集電極和對數(shù)壓縮電路60的電流鏡電路66的晶體管Q69的集電極被線或(wired-OR)連接并被連接到圖11所示的對數(shù)壓縮電路70的電流鏡電路171的晶體管B71。
對數(shù)壓縮電路70圖12所示的對數(shù)壓縮電路70的結(jié)構(gòu)可如圖11所示。
切換控制電路80圖12所示的切換控制電路80的構(gòu)造方式基本上與圖8所示的切換控制電路80相同。為了避免對數(shù)壓縮電路60和對數(shù)壓縮電路60A之間的干擾，切換控制電路80的構(gòu)造如圖14所示。
在圖14中，與圖8所示的切換控制電路80中的元件相對應(yīng)的元件由相同標號表示，并省略對其的描述。電流鏡電路831到834具有額外的輸出側(cè)晶體管B89到B89，它們的集電極連接在一起。
晶體管B89到B89的公共集電極被連接到圖13所示的對數(shù)壓縮電路60A的差分放大器631的晶體管Q6A的基極，并被連接到圖10所示的對數(shù)壓縮電路60的運算放大器631的晶體管Q6A的基極。
因此，控制電流Im和Im可被負反饋到對數(shù)壓縮電路60和60A。
補充AGC電壓VOL是代表了主要為高電平干擾信號的幅度的信號，而AGC電壓VAGC是代表了主要為期望的接收信號的幅度的信號。因此，對于使用AGC電壓VOL的高頻放大器12的AGC，差分放大器52的增益被設(shè)置為大于差分放大器51的增益，而且使用了在輸入信號(接收信號SRX)衰減量更大的級上的差分放大器。對于差分放大器51到54的延遲AGC，使工作中的差分放大器具有最大工作電流。
由于衰減器電路42到44所進行的衰減首先受到影響，然后差分電路51到54的放大受到影響，因此可避免干擾信號的干擾。可以根據(jù)干擾信號和期望的接收信號的幅度來進行最佳增益控制。
如果向?qū)?shù)壓縮電路60A提供手動且線性變化的控制電壓而非AGC電壓VOL，或者將AGC電壓VOL與手動且線性變化的控制電壓相加，就可以手動調(diào)整高頻增益。
總結(jié)根據(jù)上述AGC電路，可在從低電平到高電平的很寬范圍內(nèi)對接收信號SRX進行AGC。由于接收信號SRX可對應(yīng)于衰減器電路42到44的衰減量被處理，因此可處理從低電平到高電平的接收信號SRX，同時保持低失真和低噪聲。
可通過使用負反饋環(huán)路來執(zhí)行差分放大器51到54之間的切換以及對切換到的差分放大器的工作電流的控制。因此，即使在范圍的邊界處，差分放大器之間的切換和對工作電流的控制也很平滑，而且高頻放大器12的增益也可適當?shù)刈兓?。因此，AGC操作可具有與接收信號SRX幅度無關(guān)的恒定響應(yīng)特性。
當控制高頻放大器12的增益AV時，與增益AV強相關(guān)的控制電流Im被控制，從而可實現(xiàn)非常穩(wěn)定的增益控制。由于中頻放大器級AGC和高頻放大器AGC的環(huán)路增益都很穩(wěn)定，因此可以很高的精度來設(shè)置AGC響應(yīng)特性。因此，即使用于數(shù)字廣播的需要嚴格AGC響應(yīng)特性的接收器也可獲得出色的接收性能。
如果改變對數(shù)壓縮電路60的特性，則可相應(yīng)地獲得任意增益變化特性，擴展了應(yīng)用范圍。由于增益變化特性之間的差別由負反饋補償，因此可獲得期望的增益變化特性，即使可變增益電路是由具有迥異特性的電路構(gòu)成的，例如工作電流I51到I54被控制的差分放大器51到54以及衰減器電路42到44。
根據(jù)本發(fā)明，可控制從低電平到高電平的很寬范圍內(nèi)的輸入信號的電平。而且，可在保持低失真和低噪聲的同時實現(xiàn)從低電平到高電平的電平控制。
可變增益放大器之間和衰減器電路之間的切換可通過負反饋而平滑地進行，可以使增益變化特性恒定。因此，可獲得與接收信號幅度無關(guān)的恒定AGC響應(yīng)特性。
本發(fā)明包含與2004年4月6日遞交到日本特許廳的日本專利申請JP2004-111692有關(guān)的主題，上述申請的全部內(nèi)容作為參考被包括進來。
權(quán)利要求
1.一種自動增益控制電路，包括相對于接收信號串行連接的多個衰減器電路；多個可變增益放大器，所述接收信號以及來自所述衰減器電路的每個輸出信號分別被提供給所述多個可變增益放大器；信號獲取電路，該電路連接到所述可變增益放大器的輸出端，用以獲取電平受控的輸出信號；以及控制電流產(chǎn)生電路，用于從第一和第二自動增益控制電壓產(chǎn)生具有預定特性的控制電流，其中從所述控制電流產(chǎn)生電路輸出的控制電流被提供給所述可變增益放大器，作為切換其操作以及對其增益的控制信號，并且對應(yīng)于所述控制電流的控制電流由所述控制電流產(chǎn)生電路來執(zhí)行負反饋。
2.一種自動增益控制電路，包括配置有可變增益放大器的高頻放大器；用于將第一自動增益控制電壓轉(zhuǎn)換為具有預定特性的第一控制電流的第一轉(zhuǎn)換電路；以及用于將第二自動增益控制電壓轉(zhuǎn)換為具有所述預定特性的第二控制電流的第二轉(zhuǎn)換電路，其中所述第一和第二控制電流作為增益控制信號被反饋回構(gòu)成所述高頻放大器的可變增益放大器。
3.如權(quán)利要求2所述的自動增益控制電路，其中所述第一轉(zhuǎn)換電路是用于將所述第一自動增益控制電壓對數(shù)壓縮為所述第一控制電流的第一對數(shù)壓縮電路；所述第二轉(zhuǎn)換電路是用于將所述第二自動增益控制電壓對數(shù)壓縮為所述第二控制電流的第二對數(shù)壓縮電路；并且構(gòu)成所述高頻放大器的所述可變增益放大器是差分放大器，其中構(gòu)成所述差分放大器的恒流源的恒定電流被設(shè)置為從所述第一和第二對數(shù)壓縮電路輸出的所述第一和第二控制電流。
4.如權(quán)利要求2或3所述的自動增益控制電路，其中所述自動增益控制電路的整體被制造在一片集成電路上。
全文摘要
本發(fā)明的AGC電路包括相對于接收信號串行連接的多個衰減器電路；多個可變增益放大器，所述接收信號以及來自所述衰減器電路的每個輸出信號分別被提供給所述多個可變增益放大器；信號獲取電路，該電路連接到所述可變增益放大器的輸出端，用以獲取電平受控的輸出信號；以及控制電流產(chǎn)生電路，用于從第一和第二AGC電壓產(chǎn)生具有預定特性的控制電流，其中從所述控制電流產(chǎn)生電路輸出的控制電流被提供給所述可變增益放大器，作為切換其操作以及對其增益的控制信號，并且對應(yīng)于所述控制電流的控制電流由所述控制電流產(chǎn)生電路來執(zhí)行負反饋。
文檔編號H04B17/02GK1681205SQ200510063200
公開日2005年10月12日 申請日期2005年4月6日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月6日
發(fā)明者岡信大和 申請人:索尼株式會社