專利名稱：一種基于組合導(dǎo)頻的高性能ofdm信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于組合導(dǎo)頻的高性能的OFDM信道估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)把高速串行數(shù)據(jù)分成多條低速數(shù)據(jù)并分別對(duì)多個(gè)正交子載波進(jìn)行調(diào)制，從而使子載波上的符號(hào)速率大大降低，符號(hào)持續(xù)時(shí)間大大加長，因而對(duì)多徑時(shí)延擴(kuò)展有較強(qiáng)的抵抗力，降低了符號(hào)間干擾對(duì)系統(tǒng)的影響[1]。
然而在基于OFDM的新一代無線通訊中，由于傳輸速率較高，如果使用相干檢測(cè)(coherent detection)來獲得較高的性能，則需要進(jìn)行信道估計(jì)。目前OFDM信道估計(jì)方法主要是基于導(dǎo)頻的非盲估計(jì)方法[2]。當(dāng)然也有一些OFDM盲估計(jì)算法但仍在研究之中[3]。從導(dǎo)頻插入位置上分，基于導(dǎo)頻信道估計(jì)方法主要有塊狀(block type)和梳狀(comb type)[4]。塊狀把某些OFDM符號(hào)全部作為導(dǎo)頻信號(hào)，而梳狀選取每個(gè)OFDM符號(hào)的一些子信道作為導(dǎo)頻。在AWGN及時(shí)不變信道條件下，兩種方法性能完全一樣，但在信道快變化情況下，梳狀要優(yōu)于塊狀[4][5]?；趯?dǎo)頻信道估計(jì)方法主要缺點(diǎn)在于降低了頻譜利用率。
文獻(xiàn)[6]提出了一種疊加導(dǎo)頻的OFDM信道估計(jì)方法。在OFDM時(shí)域信號(hào)上疊加周期性脈沖序列，并利用接收信號(hào)的一階統(tǒng)計(jì)信息估計(jì)出信道信息。這種方法不占用頻譜資源，計(jì)算量低，但是要提高信號(hào)的發(fā)射功率。同時(shí)疊加的脈沖序列加重了OFDM峰值平均能量比(PAPR)[6]，另一方面由于疊加導(dǎo)頻在信道均衡時(shí)具有類似“噪聲”的性質(zhì)，使得均衡存在噪聲門限(error floor)，在高信噪比情況下性能下降[7]。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提出一種計(jì)算復(fù)雜度低，頻譜利用率高的OFDM信道估計(jì)方法，本發(fā)明提出的OFDM信道估計(jì)方法，是一種基于組合導(dǎo)頻技術(shù)的信道估計(jì)方法。首先將系統(tǒng)分成四個(gè)模塊星座映射1、加入導(dǎo)頻2、多徑信道3、信道估計(jì)4，經(jīng)過星座映射1模塊后的信號(hào)進(jìn)入加入導(dǎo)頻2模塊，再經(jīng)過多徑信道3模塊，最后進(jìn)入信道估計(jì)4模塊進(jìn)行信道估計(jì)等計(jì)算。
系統(tǒng)框圖見圖1所示。每個(gè)模塊的具體功能如下1、星座映射。二進(jìn)制數(shù)據(jù)流經(jīng)過星座映射成為頻域信號(hào)。星座映射可以采用QPSK(四相位相移鍵控)、16QAM(正交幅度調(diào)制)或者64QAM。
2、加入導(dǎo)頻。加入導(dǎo)頻的具體步驟由圖2所示。從圖2可知，其步驟就是在OFDM時(shí)域信號(hào)x(n)上疊加周期性偽隨機(jī)序列s(n)作為時(shí)域疊加導(dǎo)頻，同時(shí)在周期性偽隨機(jī)序列頻域響應(yīng)不為零的頻率點(diǎn)插入導(dǎo)頻，作為頻域?qū)ьl。將此方法稱為“組合導(dǎo)頻技術(shù)”。
3、多徑信道。信道模型由多徑信道進(jìn)行描述，各個(gè)信道分別服從瑞利(Rayleigh)分布。
4、信道估計(jì)。信道估計(jì)的具體步驟由圖3所示。從圖3可知，信道估計(jì)的步驟是，先在時(shí)域?qū)邮招盘?hào)y(n)進(jìn)行一階統(tǒng)計(jì)平均求得信道參數(shù)，然后在頻域通過對(duì)頻域?qū)ьl進(jìn)行最小二乘(LS)或者最小均方誤差(MMSE)的方法求得信道參數(shù)；最后將時(shí)域和頻域的信道參數(shù)進(jìn)行加權(quán)平均作為信道估計(jì)結(jié)果。


圖1系統(tǒng)框圖。
圖2加入導(dǎo)頻模塊流程圖。
圖3信道估計(jì)模塊流程圖。
圖4不同疊加序列能量下的峰值平均能量比(PAPR)。
圖5信道估計(jì)誤差比較。
圖6不同信道估計(jì)方法均衡效果比較。
圖1中標(biāo)號(hào)1、星座映射，2、加入導(dǎo)頻，3、多徑信道，4、信道估計(jì)。
具體實(shí)施例方式
在本系統(tǒng)中設(shè)OFDM符號(hào)由N個(gè)子載波構(gòu)成，并令多徑信道的信道沖擊響應(yīng)為h＝[h(0)，h(1)，…h(huán)(M-1)]T，式中T為矩陣轉(zhuǎn)置符號(hào)，M為信道階數(shù)。
本發(fā)明信道估計(jì)方法的具體步驟如下(1)選取偽隨機(jī)序列令疊加的時(shí)域?qū)ьl，即周期性偽隨機(jī)序列s(n)是周期為P的信號(hào)，即s(n)＝s(n+P)。令c＝[s(0)，s(1)，…s(P-1)]T，為疊加序列的一個(gè)周期，P≥M。
現(xiàn)選取偽隨機(jī)序列的一個(gè)周期如下c(n)=σcejπPn(n+v)]]>v＝2，P為偶；v＝1，P為奇 n＝0，1，…P-1 (1)其中σc2=1PΣn=0P-1|c(n)|2]]>是疊加序列的平均能量。
(2)時(shí)域信道估計(jì)令C＝circ(c)，circ(c)把向量c轉(zhuǎn)化為循環(huán)矩陣C[9]。
令z(i)=1NpΣj=0Np-1y(i+jP)]]>i＝0，1，…P-1，z＝[z(P-1)，z(P-2)，…z(0)]T。
式中Np＝N/P，為簡單起見設(shè)Np為整數(shù)，則有時(shí)域估計(jì) 為h^t=C-1z---(2)]]>上式即是時(shí)域信道估計(jì)的算法。
(3)選擇頻域?qū)ьl的特定頻率點(diǎn)定義對(duì)s(n)的傅立葉變換為S(k)，則有S(k)=Σn=0N-1s(n)exp(-j2πnk/N)=Σm=0P-1δ(k-m·Np)Σi=0P-1Np·c(i)exp(-j2πim/P)]]>當(dāng)P為偶數(shù)時(shí)，將(1)代入上式得到S(k)=Σm=0P-1δ(k-m·Np)Σi=0P-1Np·c(i)exp(-j2πim/P)]]>=Np·σcΣm=0P-1δ(k-m·Np)Σi=0P-1exp[jπ(i+2-2m)i/P]]]>則有[10] P為奇數(shù)時(shí)也有相同結(jié)論。
本發(fā)明所采用頻域?qū)ьl的特定的頻率點(diǎn)，即是周期性偽隨機(jī)序列s(n)頻域響應(yīng)S(k)不為零的頻率點(diǎn)k＝m·Np，m＝0，1，…P-1，總共是P個(gè)點(diǎn)。選取這P個(gè)點(diǎn)作為導(dǎo)頻點(diǎn)，相當(dāng)于對(duì)導(dǎo)頻的信號(hào)能量增加了Np·P·σc]]>倍，從而等效提高了導(dǎo)頻信息的信噪比。因而可在各個(gè)信噪比下獲得其它方法不能獲得的信道估計(jì)的性能。
(4)頻域信道估計(jì)在P個(gè)導(dǎo)頻點(diǎn)采用最小二乘(LS)或者最小均方差(MMSE)[11]信道估計(jì)，即進(jìn)行頻域信道估計(jì)，設(shè)得到的信道參數(shù)為 (5)最終信道估計(jì)結(jié)果計(jì)算 和 的加權(quán)平均值為 h^=αh^t+βh^f,]]>α+β＝1 β≠0(4)作為最終信道估計(jì)結(jié)果。
特別，當(dāng)則α＝0時(shí)，h^=h^f,]]>當(dāng)α=β=12]]>時(shí)，h^=(h^t+h^f)/2.]]>本發(fā)明技術(shù)效果本小節(jié)通過仿真驗(yàn)證本發(fā)明的性能。在仿真中實(shí)現(xiàn)了圖1所示的系統(tǒng)，為了驗(yàn)證信道估計(jì)的準(zhǔn)確性，在求得信道參數(shù)后，進(jìn)行了信道的單步頻域均衡。
仿真中設(shè)OFDM子載波數(shù)N＝1024，四相相移鍵控(QPSK)調(diào)制。未采用信道編碼，循環(huán)前綴取1/32，則循環(huán)前綴長度CP＝1024/32＝32。信道為多徑衰落信道，其脈沖響應(yīng)為h(τ)=Σk=0M-1αkδ(τ-τk).]]>式中M為信道階數(shù)，仿真中設(shè)定M＝8。αk為第k條路徑的幅度，它是零均值的復(fù)高斯隨機(jī)變量，其功率時(shí)延輪廓為指數(shù)分布θ(τk)＝exp(-τk/τrms)，令Σk=0M-1|αk|2=1,]]>表示信道能量的歸一化。τk為CP/2上的均勻分布，即以系統(tǒng)采樣周期歸一化的信道時(shí)延，信道最大時(shí)延為1024/32/2＝16，即P＝16。τrms為時(shí)延擴(kuò)展均方根值，設(shè)為CP/8。令τ0＝1，代表時(shí)域符號(hào)的完全同步。用蒙特卡羅方法(Monte-Carlo)產(chǎn)生1000組信道進(jìn)行仿真。
1)峰值平均能量比(PAPR)圖4中為SNR＝15dB時(shí)各種方法的PAPR。original為未疊加任何序列時(shí)OFDM時(shí)域信號(hào)的PAPR，delta function為疊加了周期性脈沖序列后信號(hào)的PAPR，而proposed為本發(fā)明提出的疊加周期性偽隨機(jī)序列后的PAPR。從圖上可得隨著脈沖序列能量的增大使得PAPR增大，而(1)式所示的偽隨機(jī)序列由于具有恒定的幅度，即其PAPR＝1，從而不但不會(huì)加重PAPR，反而能降低PAPR。
2)信道估計(jì)誤差比較信道估計(jì)誤差用σe2=E[|h^-h|2]]]>衡量。
在本方法中取α＝0.4(疊加序列與信號(hào)序列幅度比值)。由于Np＝N/P＝64，根據(jù)(3)式可得導(dǎo)頻插入位置為{1，65，129，257，...，961}，一共16個(gè)導(dǎo)頻。
作為對(duì)比，引入傳統(tǒng)基于導(dǎo)頻的估計(jì)方法。采用梳狀導(dǎo)頻，導(dǎo)頻插入位置為{1，33，65，...，993}，總共32個(gè)導(dǎo)頻，這是MMSE上優(yōu)化的導(dǎo)頻位置[4]。信道估計(jì)方法采用LS和MMSE算法[11]。
圖5中LS，MMSE是基于傳統(tǒng)的發(fā)送導(dǎo)頻方法得到的信道估計(jì)誤差，而pro time，proaverage，pro LS，pro MMSE分別是利用本發(fā)明中導(dǎo)頻方法對(duì)時(shí)域估計(jì)(見式(2))，時(shí)頻兩域估計(jì)均值，頻域LS和頻域MMSE方法估計(jì)得到的誤差?？梢娂訖?quán)平均方法在低信噪比(＜12dB)下，比時(shí)域MMSE算法更加有效，而和只用疊加導(dǎo)頻估計(jì)的方法相比則誤差下降一半左右。采用本發(fā)明導(dǎo)頻的頻域LS和MMSE方法性能相近，但它們比傳統(tǒng)方法在低信噪比時(shí)的估計(jì)方法性能好得多。需要強(qiáng)調(diào)的是LS方法具有低的計(jì)算復(fù)雜度。
3)系統(tǒng)性能比較圖6中pkh代表perfect knowledge of h情況下均衡效果?？梢娀趯?dǎo)頻的時(shí)域LS和MMSE方法性能接近，與已知信道信息下的均衡有2dB差距，而本方法(pro proposed)和理想情況只有約0.5dB差距，在各個(gè)信噪比情況下均有良好表現(xiàn)。只采用疊加導(dǎo)頻估計(jì)的方法(pro time)在SNR＞6dB后性能下降，在高信噪比下仍有約0.3％的BER。這是由于S(k)在幅值不為0的頻率點(diǎn)產(chǎn)生均衡誤差引起的。
若考慮由于引入疊加序列而引起SNR的降低0.6dB(把本方法得到的曲線往右移0.6dB)，則從圖4可得本方法仍然優(yōu)于LS估計(jì)方法，同時(shí)需要強(qiáng)調(diào)的是，本發(fā)明方法的計(jì)算量要小于傳統(tǒng)LS的估計(jì)方法，即本發(fā)明以16個(gè)導(dǎo)頻就取得了優(yōu)于傳統(tǒng)方法32個(gè)導(dǎo)頻的性能，提高系統(tǒng)性能的同時(shí)也提高了頻譜利用率。
參考文獻(xiàn)[1]F B Frede ricksen，R Prasad.An overview of OFDM and related techniques towards development of futurewireless multimedia communications[C].Radio and Wireless Conference，IEEE，Aug.2002.19-22. S Coleri，M Ergen.A study ofchannel estimation in OFDM systems[C].VTC 2002，IEEE 56th，vol.2，Sep.2002.894-898. 張繼東，鄭寶玉.基于導(dǎo)頻的OFDM信道估計(jì)及其研究進(jìn)展[J].通訊學(xué)報(bào)，2003，24(11)116-124. R Negi，J Cioffe.Pilot tone selection for channel estimation in mobile OFDM system[J].IEEETrans.Consum.Electron，vol.44(3)，Aug.1998.1122-1128. M Dong，L Tong.Optimal design and placement ofpilot symbols for channel estimation[A].IEEE Trans.Signal Processing，vol.50，Dec.2002.3055-3069. N Chen，G T Zhou.A superimposed periodic pilot scheme for semi-blind channel estimation of OFDMsystems[A].Digital Signal Processing Workshop，Proceedings ofIEEE，Oct.2002.362-365. S Ohno，G B Giannakis.Optimal training and redundant precoding for block transmissions with applicationto wireless OFDM[J].IEEE Trans.Commun，vol.50，Dec.2002.2113-2123. Orozco-Lugo，G Aldo.Channel estimation using implicit training[A].IEEE Trans.Signal Processing，vol.52.Jan.2004.240-254. P.J.Davis，Circulant Matrix[M]，2nd ed，New YorkChelsea，1994. 肖國鎮(zhèn).《偽隨機(jī)序列及其應(yīng)用》[M]，國防工業(yè)出版社，1985. van de Beek，O Edfors.On Channel Estimation in OFDM Systems[C].VTC 1995，IEEE 45th，vol.2，July.1995.815-819.
權(quán)利要求
1.一種基于組合導(dǎo)頻的高性能OFDM信道估計(jì)方法，其特征在于首先將系統(tǒng)分成四個(gè)模塊星座映射(1)、加入導(dǎo)頻(2)、多徑信道(3)、信道估計(jì)(4)，經(jīng)過星座映射(1)模塊后的信號(hào)進(jìn)入加入導(dǎo)頻(2)模塊，再經(jīng)過多徑信道(3)模塊，最后進(jìn)入信道估計(jì)(4)模塊進(jìn)行信道估計(jì)等計(jì)算；其中，星座映射將二進(jìn)制數(shù)據(jù)流信號(hào)映射為頻域信號(hào)；加入導(dǎo)頻是在OFDM時(shí)域信號(hào)x(n)上疊加周期性偽隨機(jī)序列s(n)作為時(shí)域疊加導(dǎo)頻，同時(shí)在周期性偽隨機(jī)序列頻域響應(yīng)不為零的頻率點(diǎn)插入導(dǎo)頻，作為頻域?qū)ьl；信道估計(jì)的步驟是，先在時(shí)域?qū)邮招盘?hào)y(n)進(jìn)行一階統(tǒng)計(jì)平均求得信道參數(shù)，然后在頻域通過對(duì)頻域?qū)ьl進(jìn)行最小二乘或者最小均方誤差的方法求得信道參數(shù)；最后將時(shí)域和頻域的信道參數(shù)進(jìn)行加權(quán)平均作為信道估計(jì)結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號(hào)估計(jì)方法，其特征在于具體操作步驟如下(1)選取偽隨機(jī)序列令疊加的時(shí)域?qū)ьl，即周期性偽隨機(jī)序列s(n)是周期為P的信號(hào)s(n)＝s(n+P)；令c＝[s(0)，s(1)，…s(P-1)]T，為疊加序列的一個(gè)周期，P≥M，M為信道階數(shù)；選取偽隨機(jī)序列的一個(gè)周期如下c(n)=σcejπPn(n+v)]]>v＝2，P為偶；v＝1，P為奇 n＝0，1，…P-1(1)其中σc2=1PΣn=0P-1|c(n)|2]]>是疊加序列的平均能量；(2)時(shí)域信道估計(jì)令C＝circ(c)，circ(c)是把向量c轉(zhuǎn)化為循環(huán)矩陣C[9]；令z(i)=1NpΣj=0Np-1y(i+jP)]]>i＝0，1，…P-1，z＝[z(P-1)，z(P-2)，…z(0)]T；式中Np＝N/P，Np為整數(shù)，則有時(shí)域估計(jì) 為h^t=C-1z---(2)]]>(3)選擇頻域?qū)ьl的特定頻率點(diǎn)采用周期性偽隨機(jī)序列s(n)頻域響應(yīng)S(k)不為零的頻率點(diǎn)k＝m·Np，m＝0，1，…P-1，總共是P個(gè)點(diǎn)，作為導(dǎo)頻點(diǎn)；(4)頻域信道估計(jì)在P個(gè)導(dǎo)頻點(diǎn)采用最小二乘或者最小均方差進(jìn)行信道估計(jì)，得到頻域信道參數(shù)為 (5)最終信道估計(jì)結(jié)果計(jì)算 和 的加權(quán)平均值為 h^=αh^t+βh^f,α+β=1--β≠0---(4)]]>作為最終信道估計(jì)結(jié)果。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的信號(hào)估計(jì)方法，其特征在于取α＝0，h^=h^f,]]>或者α=β=12,]]>h^=(h^t+h^f)/2.]]>
全文摘要
本發(fā)明屬通訊技術(shù)領(lǐng)域，具體是一種基于組合導(dǎo)頻的高性能OFDM信道估計(jì)方法。該方法先在幾個(gè)特定頻率點(diǎn)插入導(dǎo)頻作為頻域?qū)ьl，并在OFDM時(shí)域信號(hào)上線性疊加周期性偽隨機(jī)序列作為時(shí)域疊加導(dǎo)頻。經(jīng)過多徑信道后，在時(shí)域?qū)邮招盘?hào)進(jìn)行一階統(tǒng)計(jì)平均求得信號(hào)參數(shù)，同時(shí)在頻域利用發(fā)送的導(dǎo)頻和周期性偽隨機(jī)序列頻域特點(diǎn)進(jìn)行信道估計(jì)。最終把這兩種方法估計(jì)得到的信道參數(shù)加權(quán)平均作為最終的估計(jì)結(jié)果，或者只采用頻域得到的信道估計(jì)結(jié)果。本方法具有較低計(jì)算復(fù)雜度和很高的頻譜利用率。與只利用時(shí)域疊加導(dǎo)頻的估計(jì)方法相比，本方法以很小的頻譜損失的代價(jià)，大大提高了信道估計(jì)性能。
文檔編號(hào)H04L27/00GK1731772SQ200510028458
公開日2006年2月8日 申請(qǐng)日期2005年8月4日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月4日
發(fā)明者徐斌, 張建秋, 胡波 申請(qǐng)人:復(fù)旦大學(xué)