專利名稱：多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的一種非物理建模與仿真方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線通信系統(tǒng)的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，特別涉及一種多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的建模與仿真方法。
背景技術(shù)：
隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，人們對無線通信的容量需求在迅速增長。而另一方面，可利用的無線頻譜是有限的，如果通信頻譜的利用率沒有得到顯著的提高就不可能滿足通信增容的要求。多輸入多輸出(MIMO，Multiple-Input Multiple-Output)無線通信系統(tǒng)具有很好的抗衰落和抗噪聲的能力，從而可獲得巨大的容量。因此，在功率帶寬受限的無線信道中，MIMO技術(shù)是實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率、提高系統(tǒng)容量和傳輸質(zhì)量的空間分集技術(shù)。
為了更好地利用多輸入多輸出(MIMO，Multiple-Input Multiple-Output)無線通信系統(tǒng)，就必須研究MIMO信道的特性，特別是其空間特性。對于傳統(tǒng)信道，國際上的標(biāo)準(zhǔn)化組織都在實(shí)地測量數(shù)據(jù)的基礎(chǔ)上給出了適合于各種傳播環(huán)境的信道模型，如在GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))的系統(tǒng)設(shè)計(jì)中發(fā)揮重要作用的COST207信道模型。但原來二維，即時(shí)間、頻率的MIMO系統(tǒng)的信道卻沒有引入空間相關(guān)信息，這是因?yàn)闆]有考慮多天線系統(tǒng)中，當(dāng)天線間距小于一定數(shù)量級時(shí)，各天線之間的衰落不是相互獨(dú)立的。因此，在三維的時(shí)間、頻率、空間信息組成的MIMO系統(tǒng)中，不僅需要了解無線信道的衰落、時(shí)延等變量的統(tǒng)計(jì)特性，而且還要了解刻畫信道空間特性的統(tǒng)計(jì)量，如到達(dá)角度(AOA)、角度擴(kuò)展等。正是由于這些角度因素而形成空間選擇性衰落，因而需要通過這些空間統(tǒng)計(jì)量來求得MIMO信道的空間相關(guān)矩陣。
目前國際上對于MIMO信道的建?？梢苑譃榉俏锢砟Ｐ?non-physical models)和物理模型(physical models)(Kai Yu，Modeling of Multiple-Input Multiple-Output RadioPropagation Channels，TRITA-S3-SB-0235，2002.)。非物理模型是利用非物理參數(shù)，基于信道的統(tǒng)計(jì)特性的信道模型，其更容易仿真而且能夠提供精確的信道特性。當(dāng)然，它給出的信道特性取決于帶寬、天線陣列結(jié)構(gòu)等因素；另一種模型稱為物理模型，物理模型一般選取一些重要的物理參數(shù)來描述MIMO信道，如到達(dá)角度(AOA)、離開角度(AOD)以及到達(dá)時(shí)間(TOA)等。然而，在眾多復(fù)雜的傳播環(huán)境下，不可能有效的利用幾個(gè)物理參數(shù)來描述MIMO信道模型。
現(xiàn)有的非物理模型下的MIMO信道模型是設(shè)基站(BS)有N根天線，移動(dòng)臺(MS)有M根天線，且天線陣列為均勻線性陣列(ULA，uniform linear arrays)，基站天線信號可表示為y(t)＝[y1(t)，y2(t)，L，yN(t)]T式中[·]T表示轉(zhuǎn)置；同樣，移動(dòng)臺天線信號可表示為s(t)＝[s1(t)，s2(t)，L，sM(t)]T。
以上行鏈路為例，則MS和BS間的寬帶MIMO無線信道可以表示為H(t,τ)=Σl=1PHl(t)δ(τ-τl)---(1)]]>其中，H(t，τ)∈CN×M，Hl(t)為多徑信道中第l徑的信道轉(zhuǎn)移矩陣，P表示可分辨多徑的數(shù)目。因此接收信號y(t)與發(fā)送信號s(t)之間的關(guān)系為y(t)=Σl=1pHl(t)s(t-l)+n(t)---(2)]]>式中n(t)表示噪聲。
通常，在廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射(WSSUS)條件下，多徑信道的各個(gè)徑之間的時(shí)變抽頭權(quán)系數(shù)在統(tǒng)計(jì)上是獨(dú)立同分布的。但在MIMO系統(tǒng)中，各個(gè)天線之間衰落并非相互獨(dú)立，因此，N×M個(gè)無線信道之間具有一定的相關(guān)性。為了建立MIMO信道模型，必須考慮不同天線之間的信道相關(guān)性。理論證明發(fā)射機(jī)天線與接收機(jī)天線之間的互相關(guān)系數(shù)為ρn2m2n1m1=<|Hn1m1l|2,|Hn2m2l|2>=ρm1m2TXρn1n2RX]]>其中ρm1m2TX、ρn1n2RX分別代表發(fā)射機(jī)和接收機(jī)各自的天線相關(guān)系數(shù)，|Hnml|代表從發(fā)射天線n到接收天線m的無線信道的第l徑(Kai Yu，Modeling of Multiple-Input Multiple-OutputRadio Propagation Channels，TRITA-S3-SB-0235，2002.)。亦即MIMO信道的互相關(guān)系數(shù)等于發(fā)射機(jī)天線之間相關(guān)系數(shù)與接收機(jī)天線之間相關(guān)系數(shù)之積(P.C.F.Eggers，J.Toftgrd，andA.M.Opera.Antenna systems for base station diversity in urban small and micro-cells.IEEE Journalon Selected Areas in Communication，11(7)1046-1057，September 1993.)。寫成矩陣形式為
RH=RHTx⊗RHRx---(3)]]>即信道的相關(guān)矩陣是發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx的Kronecker積(Kai Yu，Modeling of Multiple-Input Multiple-Output Radio Propagation Channels，TRITA-S3-SB-0235，2002.)，其中，發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx是由空間相關(guān)函數(shù)計(jì)算得到的。
在給出上面的信道相關(guān)矩陣后，MIMO無線信道的每一個(gè)可分辨徑l的信道衰落系數(shù)可以表示為H‾l=PlClαl---(4)]]>式中，H‾l=h11(l)h21(l)LhN1(l)h12(l)h22(l)LhNM(l)NM×1T;]]>Pl是功率延遲分布中定義的第l個(gè)可分辨徑的功率；Cl是NM×NM的空間相關(guān)矩陣RH的Cholesky分解，亦即RH=ClClT;]]>αl=α1(l)α2(l)LαNM(l)NM×1T]]>中的每一個(gè)αi(l)都是相互獨(dú)立的小尺度衰落系數(shù)，等同于單輸入單輸出信道中各徑的時(shí)變抽頭權(quán)系數(shù)。
在非物理MIMO信道模型仿真中，MIMO信道中的N×M條SISO(單輸入單輸出)信道的每一徑的信道衰落系數(shù)等于相互獨(dú)立的N×M條SISO信道的信道衰落系數(shù)與各徑對應(yīng)的空間相關(guān)矩陣的乘積。因此，對于非物理MIMO信道模型的仿真，空間相關(guān)矩陣的計(jì)算是很重要的。通常情況下，獲得相關(guān)矩陣最常用的方法是利用信道環(huán)境的測量結(jié)果。例如，選擇一個(gè)信道環(huán)境，比如街區(qū)或者鄉(xiāng)村，設(shè)定某種移動(dòng)速度，然后利用車載儀器記錄移動(dòng)過程中信號的幅度相位等數(shù)據(jù)，進(jìn)而得到信道相關(guān)矩陣。不過，進(jìn)行信道測量實(shí)驗(yàn)成本很高，所以在理論仿真研究中，可以根據(jù)實(shí)際條件利用理論計(jì)算來得到相關(guān)矩陣。但現(xiàn)有文獻(xiàn)并未對空間相關(guān)矩陣的計(jì)算給出具體的方法或者結(jié)果。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是針對非物理模型的MIMO信道中涉及到的空間相關(guān)矩陣進(jìn)行求解，提出了一種根據(jù)隨機(jī)過程中的二維概率分布統(tǒng)計(jì)特性中的相關(guān)函數(shù)的定義而建立起的空間相關(guān)系數(shù)的建模與仿真方法，解決了如何得到非物理模型的MIMO信道的空間相關(guān)系數(shù)的問題。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明是采取如下技術(shù)方案予以實(shí)現(xiàn)的
多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的一種非物理建模與仿真方法，包括下述步驟1)建立多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)信道的非物理模型相關(guān)矩陣RH=RHTx⊗RHRx---(3)]]>即信道的相關(guān)矩陣是發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx的Kronecker積，其中，發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx是由空間相關(guān)函數(shù)計(jì)算得到的，已知信道相關(guān)矩陣后，MIMO無線信道的每一個(gè)可分辨徑l的信道衰落系數(shù)可以表示為H‾l=PlClαl---(4)]]>式中，H‾l=h11(l)h21(l)LhN1(l)h12(l)h22(l)LhNM(l)NM×1T;]]>Pl是功率延遲分布中定義的第l個(gè)可分辨徑的功率；Cl是NM×NM的空間相關(guān)矩陣RH(RH=ClClT)]]>的Cholesky分解，αl=α1(l)α2(l)LαNM(l)NM×1T]]>其中的每一個(gè)αi(l)都是相互獨(dú)立的小尺度衰落系數(shù)，等同于單輸入單輸出(SISO)信道中各徑的時(shí)變抽頭權(quán)系數(shù)，根據(jù)公式(4)，具有空間相關(guān)性的多輸入多輸出無線通信信道可以利用獨(dú)立多徑衰落信道的信道衰落系數(shù)與空間相關(guān)矩陣的乘積而獲得；2)生成獨(dú)立的多徑衰落信道，將待處理的數(shù)據(jù)塊從窄帶信號區(qū)Tx經(jīng)過各路徑的獨(dú)立Rayleigh平坦衰落，至接收端數(shù)據(jù)交換區(qū)Rx位置進(jìn)行疊加，即將一個(gè)“寬帶”信號通過多徑信道看成為一個(gè)“窄帶”信號分別通過多個(gè)獨(dú)立的Rayleigh平坦衰落模塊來實(shí)現(xiàn)，其中Rayleigh平坦衰落模塊利用成形濾波器的方法產(chǎn)生符合Jakes模型功率譜密度，其幅度服從瑞利分布；相位服從均勻分布的隨機(jī)變量；如何生成獨(dú)立的多徑衰落信道是MIMO信道仿真的先決條件，這也為相關(guān)系數(shù)在MIMO信道中的應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。這是因?yàn)椋挥猩山y(tǒng)計(jì)上相互獨(dú)立的衰落信道之后，再根據(jù)公式(4)，MIMO信道中的N×M條子信道的每一徑的信道衰落系數(shù)等于相互獨(dú)立的N×M條單輸入單輸出(SISO)信道的信道衰落系數(shù)與各徑對應(yīng)的空間相關(guān)矩陣的乘積。這時(shí)候所得到的MIMO信道系數(shù)具有規(guī)定角度功率譜密度和角度擴(kuò)展下的空間相關(guān)性。
3.)對生成的獨(dú)立多徑衰落信道進(jìn)行獨(dú)立性驗(yàn)證，假設(shè)N×M條單輸入單輸出信道中的任一條信道的徑數(shù)為K，這樣，整個(gè)MIMO信道可以看成是由M×N×K個(gè)獨(dú)立的單徑信道組成。多徑衰落信道參數(shù)由獨(dú)立的噪聲復(fù)高斯隨機(jī)變量輸入成形濾波器而產(chǎn)生的。對于不同的傳播路徑，選用不同的具有良好互不相關(guān)性的噪聲種子，可以保證衰落信道間的不相關(guān)。要驗(yàn)證信道之間的不相關(guān)，首先要對信道進(jìn)行采樣構(gòu)成兩組隨機(jī)變量，它們的相關(guān)函數(shù)取值為零是兩個(gè)信道相互獨(dú)立的必要條件，而取值大小給出它們之間線性相關(guān)強(qiáng)弱的測度，故可用相關(guān)函數(shù)來檢驗(yàn)，本發(fā)明采用互協(xié)方差函數(shù)來檢驗(yàn)，設(shè)任意兩個(gè)信道的幅度分別為r和v，它們的期望和方差分別為μr，sr2和μv，sv2，則它們之間的互協(xié)方差函數(shù)可以定義為covr,v=E[(r-μr)(v-μv)]srsv---(7)]]>一般情況下，當(dāng)|covr，v|＜0.3時(shí)，可認(rèn)為它們是不相關(guān)的，利用假設(shè)檢驗(yàn)的方法，本發(fā)明從40多億個(gè)種子中尋找到了400個(gè)保證獨(dú)立性的種子，將其中的8×8×6＝384個(gè)種子用于生成這384個(gè)獨(dú)立的Rayleigh平坦衰落模塊，利用這些Rayleigh平坦衰落模塊可以產(chǎn)生64條獨(dú)立的6徑信道。
4)計(jì)算空間相關(guān)矩陣，利用第三代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)給出的角度功率譜密度的形式，計(jì)算得出空間相關(guān)函數(shù)，再利用公式(3)可以得出多輸入多輸出MIMO信道的空間相關(guān)矩陣。第三代合作伙伴計(jì)劃3GPP給出的角度功率譜密度有兩種形式，一種形式是均勻分布的角度功率譜，另外一種形式是Lapacian(拉普拉斯)分布的角度功率譜。按照這兩種不同的角度功率譜形式，本發(fā)明推導(dǎo)出了均勻分布角度功率譜下，各不可分辨徑均勻分布在[θ-σp，θ+σp]時(shí)，那么第m根天線和第n根天線的空間相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式為R(n,m)=e-j2πsinθ(n-m)dλSinc[2(m-n)dλσpcosθ‾]---(16)]]>其中σp為天線端的角度擴(kuò)展，θ為平均到達(dá)角度而Lapician分布角度功率譜下，空間相關(guān)系數(shù)的表達(dá)式為ρs1,s2BS=ρ1+ρ2+ρ3+ρ4---(21)]]>其中
ρ1=No·10-2·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[2θσBS](2/σBS)]-π-θc+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((2σBS+j2r)θ)(2σBS+j2r)]-π-θc}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)lm{[exp((2σBS+j(2r+1))θ)(2σBS+j(2r+1))]-π-θc}]]]>ρ2=No·10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[2θσBS](2/σBS)]-θcθ‾+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((2σBS+j2r)θ)(2σBS+j2r)]-θcθ‾}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((2σBS+j(2r+1))θ)(2σBS+j(2r+1))]-θcθ‾}]]]>ρ3=No·10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[-2θσBS](-2/σBS)]θ‾θc+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((-2σBS+j2r)θ)(-2σBS+j2r)]θ‾θc}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((-2σBS+j(2r+1))θ)(-2σBS+j(2r+1))]θ‾θc}]]]>
ρ4=No·10-2·exp[2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[-2θσBS](-2/σBS)]θcπ+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((-2σBS+j2r)θ)(-2σBS+j2r)]θcπ}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((-2σBS+j(2r+1))θ)(-2σBS+j(2r+1))]θcπ}]]]>本發(fā)明與傳統(tǒng)多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道建模和仿真方法相比，其有益效果是，它充分體現(xiàn)了MIMO信道中的空間特性，更加逼真的反映出了MIMO信道在空間中由于各天線衰落的不獨(dú)立導(dǎo)致MIMO信道的空間相關(guān)特性。


圖1是非物理模型的多輸入多輸出MIMO信道建模基本結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是多徑信道實(shí)現(xiàn)方法示意圖。
圖3是均勻線性天線陣列示意圖。
圖4是到達(dá)角(AOA)與離開角(AOD)的定義示意圖。
圖5是到達(dá)角為θ＝22.5°時(shí)均勻分布的角度功率譜且角度擴(kuò)展(AS)不同的情況下，利用公式(16)求得的空間相關(guān)系數(shù)與歸一化天線間距關(guān)系示意圖。
圖6是到達(dá)角為θ＝67.5°時(shí)均勻分布的角度功率譜且角度擴(kuò)展(AS)不同的情況下，利用公式(16)求得的空間相關(guān)系數(shù)與歸一化天線間距關(guān)系示意圖。
圖7是到達(dá)角為θ＝50°時(shí)Lapacian分布角度功率譜且角度擴(kuò)展(AS)不同的情況下，利用公式(21)求得的空間相關(guān)系數(shù)與歸一化天線間距關(guān)系示意8是到達(dá)角為θ＝20°時(shí)Lapacian分布角度功率譜且角度擴(kuò)展(AS)不同的情況下，利用公式(21)求得的空間相關(guān)系數(shù)與歸一化天線間距關(guān)系示意圖具體實(shí)施方式
下面結(jié)合附圖及實(shí)施例對本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)描述1)建立多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)信道的非物理模型相關(guān)矩陣RH=RHTx⊗RHRx---(3)]]>即信道的相關(guān)矩陣是發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx的Kronecker積，其中，發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx是由空間相關(guān)函數(shù)計(jì)算得到的，已知信道相關(guān)矩陣后，MIMO無線信道的每一個(gè)可分辨徑l的信道衰落系數(shù)可以表示為H‾l=PlClαl---(4)]]>式中，H‾l=h11(l)h21(l)LhN1(l)h12(l)h22(l)LhNM(l)NM×1T;]]>Pl是功率延遲分布中定義的第l個(gè)可分辨徑的功率；Cl是NM×NM的空間相關(guān)矩陣RH(RH=ClClT)]]>的Cholesky分解，αl=α1(l)α2(l)LαNM(l)NM×1T]]>其中的每一個(gè)αi(l)都是相互獨(dú)立的小尺度衰落系數(shù)，等同于單輸入單輸出(SISO)信道中各徑的時(shí)變抽頭權(quán)系數(shù)；2)生成獨(dú)立的瑞利多徑衰落信道圖1中的獨(dú)立瑞利多徑衰落信道，參照圖2所示的方法來實(shí)現(xiàn)首先實(shí)現(xiàn)Rayleigh平坦衰落模塊，Rayleigh平坦衰落模塊的實(shí)現(xiàn)首先利用混和同余法，用獨(dú)立的噪聲種子產(chǎn)生獨(dú)立的高斯白噪聲，將該高斯白噪聲隨機(jī)變量通過成形濾波器，產(chǎn)生功率譜符合Jakes模型功率譜譜形，幅度服從瑞利分布，相位服從均勻分布的隨機(jī)變量，將該隨機(jī)變量與輸入的窄帶信號相乘，即可實(shí)現(xiàn)窄帶信號的Rayelgh平坦衰落；然后，再將待處理的數(shù)據(jù)塊從窄帶信號區(qū)Tx經(jīng)過各路徑的獨(dú)立Rayleigh平坦衰落，至接收端數(shù)據(jù)交換區(qū)Rx位置進(jìn)行加權(quán)，亦即一個(gè)“窄帶”信號分別通過多個(gè)獨(dú)立的Rayleigh平坦衰落模塊，即實(shí)現(xiàn)了“寬帶”信號通過一個(gè)瑞利多徑信道；3)對生成的獨(dú)立信道衰落系數(shù)進(jìn)行獨(dú)立性驗(yàn)證，對于瑞利多徑信道，每一徑幅度都服從瑞利分布，其概率密度函數(shù)為
p(r)=rσ2e-r22σ2(r>0)---(5)]]>相位在(0，2π)區(qū)間服從均勻分布，概率密度函數(shù)為p(θ)=12π(0≤θ<2π)---(6)]]>為了檢驗(yàn)信道的獨(dú)立性，首先對信道進(jìn)行采樣構(gòu)成兩組隨機(jī)變量，它們的相關(guān)函數(shù)取值為零是兩個(gè)信道相互獨(dú)立的必要條件，而取值大小給出它們之間線性相關(guān)強(qiáng)弱的測度，故可用相關(guān)函數(shù)E(hmhn)來檢驗(yàn)兩個(gè)信道之間的獨(dú)立性，本發(fā)明采用互協(xié)方差函數(shù)來檢驗(yàn)之設(shè)任意兩個(gè)信道的幅度分別為r和v，它們的期望和方差分別為μr，sr2和μv，sv2，則它們之間的互協(xié)方差函數(shù)可以定義為covr,v=E[(r-μr)(v-μv)]srsv---(7)]]>一般情況下，當(dāng)|covr，v|＜0.3時(shí)，可認(rèn)為它們是不相關(guān)的。但為了檢驗(yàn)更加準(zhǔn)確，本發(fā)明進(jìn)一步縮小范圍，取|covr，v|＜0.1；取信道衰落系數(shù)的幅度的子樣r＝(r1，r2，Λ，rN)和v＝(v1，v2，Λ，vN)，其中N的取值需要滿足大子樣的要求，然后構(gòu)造一組新的隨機(jī)變量x，它的期望和方差分別為μ和σ2，它的一組子樣為x＝(x1，x2，Λ，xN)，其中xi=(ri-μr)(vi-μv)srsv---(8)]]>從式(8)可看出E(x‾)=E(1NΣi=1Nxi)=covr,v---(9)]]>由基本的假設(shè)檢驗(yàn)知識以及式(9)，可知檢驗(yàn)?zāi)繕?biāo)轉(zhuǎn)化為H0|μ|≤0.1；為了檢驗(yàn)μ≤0.1，構(gòu)造統(tǒng)計(jì)量u=x‾-0.1s/N---(10)]]>s為其子樣標(biāo)準(zhǔn)差，其計(jì)算公式為s=1NΣi=1Nxi2-x‾2---(11)]]>在大子樣條件該統(tǒng)計(jì)量服從標(biāo)準(zhǔn)正態(tài)分布，給出顯著水平α＝0.05，查概率表可得置信限Kα＝1.645，進(jìn)行統(tǒng)計(jì)推斷，如果u＜Kα，則接受μ≤0.1；同時(shí)，μ≥-0.1也必須成立，則構(gòu)造統(tǒng)計(jì)量s=x‾-(0.1)s/N---(12)]]>其亦服從標(biāo)準(zhǔn)正態(tài)分布，同理在顯著水平α下，如果u＞-Kα，則接受μ≥-0.1。
綜上，當(dāng)|x‾|<0.1+KαsN]]>滿足時(shí)，假設(shè)成立，即認(rèn)為這兩個(gè)信道的幅度是不相關(guān)的。對于歸一化的MIMO信道，μr=μv=π2,]]>sr2=sv2=2-π2.]]>這樣，接受域可以轉(zhuǎn)化為|x‾|<0.1+KαsN=0.1+KαN[1N(2-π2)2Σi=1N(ri-π2)2(vi-π2)2-x‾2]---(13)]]>采用上述方法需注意兩點(diǎn)(1)各采樣點(diǎn)是相互獨(dú)立的；(2)采樣長度N的確定，即需要檢驗(yàn)多少個(gè)點(diǎn)才能滿足要求。一般仿真中都是使用離散的數(shù)據(jù)，如果采樣得到的樣本點(diǎn)之間的時(shí)間間隔不小于信道的相干時(shí)間，則可以認(rèn)為它們是相互獨(dú)立的。
相干時(shí)間可用下式近似計(jì)算Tc=1fd---(14)]]>采樣長度和仿真時(shí)間的要求有關(guān)，例如仿真時(shí)間要求不小于10s，則設(shè)每兩個(gè)采樣點(diǎn)之間跨越的時(shí)間為t，則所需的采樣點(diǎn)數(shù)N應(yīng)為N≥10t---(15)]]>如果采樣間隔恰好取Tc，則N≥10*fd。
利用上述方法，對已生成的信道衰落系數(shù)進(jìn)行獨(dú)立性檢驗(yàn)，便可以判斷生成的衰落信道系數(shù)是否相互獨(dú)立，進(jìn)而可以從中篩選獨(dú)立性好的信道衰落系數(shù)。
4)計(jì)算MIMO信道的空間相關(guān)系數(shù)矩陣，定義每徑的到達(dá)角度(AOA)為入射功率的平均到達(dá)角度和天線陣列最大增益方向的相對角度。定義每徑的離開角度(AOD)為發(fā)射功率的平均離開角度和天線陣列的最大增益方向的相對角度，如附圖4所示。
a、均勻線陣(ULA)，如附圖3所示，我們以天線1為參考，信道的第p個(gè)可分辨徑以到達(dá)角度(AOA)為θ到達(dá)的無線電波由于到達(dá)不同天線的距離不同，而造成到達(dá)時(shí)間不同，存在相位差。即第n根接收天線相對于第1根接收天線產(chǎn)生的附加時(shí)延為Δn,p=(n-1)dsinθc,]]>第n根接收天線相對于第1根接收天線產(chǎn)生的附加相位為φn,p=2πΔn,pcλ=2π(n-1)dsinθλ,]]>由此得到接收天線陣列的傳播響應(yīng)矢量ap=1e-jφ1,pKe-jφN,pT,]]>設(shè)接收天線端的角度擴(kuò)展為σp，角度功率譜為均勻分布時(shí)，各不可分辨徑以可分辨徑p的平均到達(dá)角度θ為中心，均勻分布在[θ-σp，θ+σp]，那么第m根天線和第n根天線的相關(guān)函數(shù)為R(n,m)=12σp∫θ‾-σpθ‾+σpe-jφn,p(e-jφn,p)*dθ]]>=12σp∫θ‾-σpθ‾+σpe-j2π(n-1)dsinθλ(e-j2π(m-1)dsinθλ)*dθ]]>=12σp∫θ‾-σpθ‾+σpe-j2π(n-m)dsinθλdθ]]>令β＝θ-θR(n,m)=12σp∫-σpσpe-j2π(n-m)dsin(β+θ‾)λdβ]]>=12σp∫-σpσpe-j2π(n-m)dsin(sinβcosθ‾+cosβsinθ‾)λdβ]]>當(dāng)角度擴(kuò)展σp較小時(shí)，sinβ≈β，cosβ≈1，代入上式有R(n,m)=12σp∫-σpσpe-j2π(n-m)d(βcosθ‾+sinθ‾)λdβ]]>=ej2πsinθ‾(n-m)dλ2σp∫-σpσpe-j2π(n-m)dcosθ‾λβdβ]]>=ej2πsinθ‾(n-m)dλSinc[2(m-n)dλσpcosθ‾]]]>R(n,m)=e-j2πsinθ-(n-m)dλSinc[2(m-n)dλσpcosθ‾];---(16)]]>圖5給出了在到達(dá)角(AOA)為22.5°時(shí)，不同角度擴(kuò)展下，根據(jù)公式(16)得出的移動(dòng)臺各天線之間的相關(guān)系數(shù)。從圖5可以看出隨著角度擴(kuò)展的減小，亦即散射環(huán)境變?nèi)酰嚓P(guān)性隨著角度擴(kuò)展的減小而增大。角度擴(kuò)展較小，意味著進(jìn)入天線的平面波都近似指向相同的方向，進(jìn)入各個(gè)天線的平面波的指向與到達(dá)角度(AOA)基本相同，因此，相關(guān)性很大。相反，角度擴(kuò)展較大，意味著進(jìn)入天線的平面波與平均到達(dá)角度的偏離較大，進(jìn)入各個(gè)天線的平面波的指向與到達(dá)角度(AOA)相差較大，相關(guān)性自然較小。
圖6所示是到達(dá)角度(AOA)為67.5°時(shí)，由公式(16)得出的空間相關(guān)系數(shù)隨天線間距變化的曲線，比較圖5和圖6可以看出，相關(guān)性隨著到達(dá)角度的增加而變大。
b、對于拉普拉斯(Lapacian)分布的角度功率譜，其角度功率譜為P(θ,σ,θ‾)=Noexp[-2|θ-θ‾|σBS]G(θ)---(17)]]>其中，G(θ)＝100.1A(θ)，σBS為角度擴(kuò)展，θ為平均到達(dá)角度，No是歸一化因子，No-1=∫-ππexp[-2(θ-θ‾)σBS]·G(θ)dθ]]>A(θ)=-min[12(θθ3dB)2,Am],-180≤θ≤180---(18)]]>其中θ是入射波與法線的夾角，也就是到達(dá)角(AOA)。θ3dB為最大衰減3dB時(shí)的入射波到達(dá)角的范圍，Am為最大衰減。θ3dB＝70°，Am＝20dB。
在多徑信道中的一個(gè)可分辨徑l上，基站的兩個(gè)不同天線s1和s2之間的相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式為ρs1s2BS=E[hs1,l(t)hs2,l*(t)]---(19)]]>=∫p(θ,σ,θ‾)exp(jkdsinθ)dθ]]>其中k=2πλ,]]>d為s1和s2天線之間的間距。
將P(θ,σ,θ‾)=Noexp[-2|θ-θ‾|σBS]G(θ)]]>代入得
ρs1s2BS=∫Noexp[-2|θ-θ‾|σBS]G(θ)exp(jkdsinθ)dθ]]>=No∫exp[-2|θ-θ‾|σBS]100.1A(θ)exp(jkdsinθ)dθ]]>由(17)、(18)、(19)式可知，我們需要把ρs1s2BS分成幾個(gè)部分來求解，則有ρs1,s2BS=ρ1+ρ2+ρ3+ρ4---(21)]]>式中ρ1=∫-π-θcNo·exp[-2|θ‾-θ|σBS]10-0.1Am·exp[jkdsinθ]dθ]]>=∫-π-θcNo·exp[-2(θ‾-θ)σBS]·10-2·exp[jkdsinθ]dθ]]>ρ2=∫-θcθ‾No·exp[-2(θ‾-θ)σBS]·10(-1.2(θθ3dB)2)exp[jkdsinθ]dθ]]>ρ3=∫θ‾θcNo·exp[-2(θ-θ‾)σBS]·10(-1.2(θθ3dB)2)exp[jkdsinθ]dθ]]>ρ4=∫θcπNo·exp[-2(θ-θ‾)σBS]10-2·exp[jkdsinθ]dθ]]>其中根據(jù)3GPP給出的天線模型，θc≈90°。其他參數(shù)與公式(17)中相同。利用貝賽爾函數(shù)展開ejxcosθ=Jo(x)+2Σn=1∞jnJn(x)cosnθ,]]>可求得ρ1和ρ4
ρ1=No·10-2·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[2θσBS](2/σBS)]-π-θc+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((2σBS+j2r)θ)(2σBS+j2r)]-π-θc}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((2σBS+j(2r+1))θ)(2σBS+j(2r+1))]-π-θc}]]]>ρ4=No·10-2·exp[2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[-2θσBS](-2/σBS)]θcπ+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((-2σBS+j2r)θ)(-2σBS+j2r)]θcπ}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((-2σBS+j(2r+1))θ)(-2σBS+j(2r+1))]θcπ}];]]>再求ρ2和ρ3ρ2=∫-θcθ‾No·exp[-2(θ‾-θ)σBS]·10(-1.2(θθ3dB)2)exp[jkdsinθ]dθ]]>
=∫-θcθ‾No·exp[-(1.2×logc10)(θθ3dB)2]·exp[-2(θ‾-θ)σBS]·exp(jkdsinθ)dθ]]>=No·exp[-2θ‾σBS]∫-θcθ‾exp[2θσBS-(2.763θ3dB2)θ2+jkdsinθ]dθ]]>ρ3=∫θ‾θcNo·exp[-2(θ-θ‾)σBS]·10(-1.2(θθ3dB)2)exp[jkdsinθ]dθ]]>=∫θ‾θcNo·exp[-(1.2×logc10)(θθ3dB)2]·exp[-2(θ-θ‾)σBS]·exp(jkdsinθ)dθ]]>=No·exp[-2θ‾σBS]∫-θcθ‾exp[2θσBS-(2.763θ3dB2)θ2+jkdsinθ]dθ]]>為了簡化ρ2和ρ3的計(jì)算，考慮到基站的角度擴(kuò)展比較小，大部分入射波的方向與平均到達(dá)角θ近似相同，所以，在基站角度擴(kuò)展比較小的前提下，令到達(dá)角度θ∈[-θc，θc]時(shí)的天線增益G(θ)≈10(-1.2(θ‾θ3dB)2)---(20)]]>則ρ2=No·10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[2θσBS](2/σBS)]-θcθ‾+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((2σBS+j2r)θ)(2σBS+j2r)]-θcθ‾}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((2σBS+j(2r+1))θ)(2σBS+j(2r+1))]-θcθ‾}]]]>
ρ3=No·10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[-2θσBS](-2/σBS)]θ‾θc+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((-2σBS+j2r)θ)(-2σBS+j2r)]θ‾θc}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((-2σBS+j(2r+1))θ)(-2σBS+j(2r+1))]θ‾θc}]]]>由公式(17)知No-1=∫-ππexp[-2(θ-θ‾)σ]·G(θ)dθ]]>令No-1=N01+N02+N03+N04]]>N01=∫-π-θc10-2·exp[-2(θ‾-θ)σBS]dθ]]>=10-2exp[-2θ‾σBS][exp(2θσBS)(2/σBS)]-π-θc]]>N02=∫-θcθ‾10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[-2(θ‾-θ)σBS]dθ]]>=10(-1.2(θ‾θ3dB)2)exp[-2θ‾σBS][exp(2θσBS)(2/σBS)]-θcθ‾]]>
N03=∫θ‾θc10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[-2(θ-θ‾)σBS]dθ]]>=10(-1.2(θ‾θ3dB)2)exp[-2θ‾σBS][exp(2θσBS)(2/σBS)]θ‾θc]]>N04=∫θcπ10-2·exp[-2(θ-θ‾)σBS]dθ]]>=10-2exp[-2θ‾σBS][exp(2θσBS)(2/σBS)]θcπ]]>所以，No＝(N01+N02+N03+N04)-1將計(jì)算得到的No代入ρ1、ρ2、ρ3、ρ4之后，可得基站兩個(gè)天線之間的空間相關(guān)系數(shù)ρs1,s2BS=ρ1+ρ2+ρ3+ρ4---(21)]]>圖7給出了利用(21)式，計(jì)算出的Lapacian分布角度功率譜且平均到達(dá)角為θ＝50°時(shí)，空間相關(guān)系數(shù)與天線間距之間的關(guān)系。圖8給出了利用(21)式，計(jì)算出Lapacian分布角度功率譜且平均到達(dá)角為θ＝20°時(shí)，空間相關(guān)系數(shù)與天線間距之間的關(guān)系。由圖7、圖8知角度功率譜為Lapacian分布時(shí)，隨著角度擴(kuò)展的減小，亦即散射環(huán)境變?nèi)?，相關(guān)性隨著角度擴(kuò)展的減小而增大。角度擴(kuò)展較小，意味著進(jìn)入天線的平面波都近似指向相同的方向，進(jìn)入各個(gè)天線的平面波的指向與到達(dá)角度(AOA)基本相同，因此，相關(guān)性很大。相反，角度擴(kuò)展較大意味著進(jìn)入天線的平面波與平均到達(dá)角度的偏離較大，進(jìn)入各個(gè)天線的平面波的指向與到達(dá)角度(AOA)相差較大，相關(guān)性自然較小。另外，比較圖7和圖8，空間相關(guān)性隨著平均到達(dá)角(AOA)的增大而增大。
c、最后，根據(jù)公式(3)，MIMO信道其中一徑的空間相關(guān)矩陣是基站天線和移動(dòng)臺天線各自空間相關(guān)矩陣的Kronecker積。根據(jù)公式(16)和公式(21)分別計(jì)算出移動(dòng)臺天線相關(guān)矩陣和基站天線相關(guān)矩陣以后，利用公式(3)就可以得到多輸入多輸出MIMO信道的空間相關(guān)矩陣。
由非物理多輸入多輸出MIMO信道建模方法公式(3)知各子信道間的空間相關(guān)矩陣是多輸入多輸出MIMO信道建模最重要的部分。根據(jù)第三代合作伙伴計(jì)劃3GPP提出的信道模型中關(guān)于各徑的角度擴(kuò)展和角度功率譜的規(guī)定，求得各個(gè)天線子信道各徑的空間相關(guān)系數(shù)之后，利用成形濾波器的方法得到相互獨(dú)立的衰落信道，再根據(jù)圖1以及公式(4)，將多輸入多輸出MIMO信道各個(gè)單輸入單輸出SISO信道的相對應(yīng)的各徑獨(dú)立衰落系數(shù)與其空間相關(guān)系數(shù)相乘，即可得到非物理模型下的多輸入多輸出MIMO信道。
權(quán)利要求
1.多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的一種非物理建模與仿真方法，其特征是，包括下述步驟1)建立多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)信道的非物理模型相關(guān)矩陣RH=RHTx⊗RHRx---(3)]]>即信道的相關(guān)矩陣是發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHtx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx的Kronecker積，其中，發(fā)射機(jī)天線相關(guān)矩陣RHTx和接收機(jī)天線相關(guān)矩陣RHRx是由空間相關(guān)函數(shù)計(jì)算得到的，已知信道相關(guān)矩陣后，多輸入多輸出MIMO無線信道的每一個(gè)可分辨徑l的信道衰落系數(shù)可以表示為H‾l=PlClαl----(4)]]>式中，H‾l=h11(l)h21(l)LhN1(l)h12(l)h22(l)LhNM(l)NM×1T;]]>Pl是功率延遲分布中定義的第l個(gè)可分辨徑的功率；Cl是NM×NM的空間相關(guān)矩陣RH(RH=ClClT)]]>的Cholesky分解，αl=α1(l)α2(l)LαNM(l)NM×1T]]>其中的每一個(gè)α1(l)都是相互獨(dú)立的小尺度衰落系數(shù)，等同于單輸入單輸出(SISO)信道中各徑的衰落系數(shù)，根據(jù)公式(4)，具有空間相關(guān)性的多輸入多輸出無線通信信道可以利用獨(dú)立多徑衰落信道的信道衰落系數(shù)與空間相關(guān)矩陣的乘積而獲得；2)生成獨(dú)立的多徑衰落信道，將待處理的數(shù)據(jù)塊從窄帶信號區(qū)Tx經(jīng)過各路徑的獨(dú)立Rayleigh平坦衰落，至接收端數(shù)據(jù)交換區(qū)Rx位置進(jìn)行疊加，即將一個(gè)“寬帶”信號通過多徑信道可以看成為一個(gè)“窄帶”信號分別通過多個(gè)獨(dú)立的Rayleigh平坦衰落模塊來實(shí)現(xiàn)；其中Rayleigh平坦衰落模塊利用成形濾波器的方法產(chǎn)生符合Jakes模型功率譜密度，其幅度服從瑞利分布，相位服從均勻分布的隨機(jī)變量；3)對生成的獨(dú)立信道衰落系數(shù)進(jìn)行獨(dú)立性驗(yàn)證，首先對信道進(jìn)行采樣構(gòu)成兩組隨機(jī)變量，它們的相關(guān)函數(shù)取值為零是兩個(gè)信道相互獨(dú)立的必要條件，而取值大小給出它們之間線性相關(guān)強(qiáng)弱的測度，采用互協(xié)方差函數(shù)來檢驗(yàn)之設(shè)任意兩個(gè)信道的幅度分別為r和v，它們的期望和方差分別為μr，sr2和μv，sv2，則它們之間的互協(xié)方差函數(shù)可以定義為covr,v=E[(r-μr)(v-μv)]srsv-----(7)]]>一般情況下，當(dāng)|covr，v|＜0.3時(shí)，可認(rèn)為它們是不相關(guān)的；4)計(jì)算空間相關(guān)矩陣，利用第三代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)給出的角度功率譜密度的形式，計(jì)算得出空間相關(guān)函數(shù)，再利用公式(3)可以得出多輸入多輸出MIMO信道的空間相關(guān)矩陣；第三代合作伙伴計(jì)劃3GPP給出的角度功率譜密度有兩種形式，一種形式是均勻分布的角度功率譜，另外一種形式是Lapacian(拉普拉斯)分布的角度功率譜，在均勻分布角度功率譜下，各不可分辨徑均勻分布在[θ-σp，θ+σp]時(shí)，那么第m根天線和第n根天線的空間相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式為R(n,m)=e-j2πsinθ‾(n-m)dλSinc[2(m-n)dλσpcosθ‾]------(16)]]>其中σp為天線端的角度擴(kuò)展，θ為平均到達(dá)角度；而在Lapician分布角度功率譜下，天線S1和天線S2之間的空間相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式為ρs1,s2=ρ1+ρ2+ρ3+ρ4-----(21)]]>其中ρ1為到達(dá)角度位于[-π，-θc]時(shí)的空間相關(guān)系數(shù)值，ρ2為到達(dá)角度位于[-θc，θ]時(shí)的空間相關(guān)系數(shù)值，ρ3為到達(dá)角度位于[θ，θc]時(shí)的空間相關(guān)系數(shù)值，ρ4為到達(dá)角度位于[θc，π]時(shí)的空間相關(guān)系數(shù)值，根據(jù)天線模型θc≈90°，θ為平均到達(dá)角度。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的一種非物理建模與仿真方法，其特征是，所述步驟3)中進(jìn)行獨(dú)立性驗(yàn)證時(shí)，取|covr，v|＜0.1；取信道衰落系數(shù)的幅度的子樣r＝(r1，r2，Λ，rN)和v＝(v1，v2，Λ，vN)，其中N的取值需要滿足大子樣的要求，然后構(gòu)造一組新的隨機(jī)變量x，它的期望和方差分別為μ和σ2，它的一組子樣為x＝(x1，x2，Λ，xN)，其中xi=(ri-μr)(vi-μv)srsv----(8)]]>從式(8)可看出E(x‾)=E(1NΣi=1Nxi)=covr,v----(9)]]>由基本的假設(shè)檢驗(yàn)知識以及式(9)，可知檢驗(yàn)?zāi)繕?biāo)轉(zhuǎn)化為Ho|μ|≤0.1；為了檢驗(yàn)μ≤0.1，構(gòu)造統(tǒng)計(jì)量u=x‾-0.1s/N-----(10)]]>s為其子樣標(biāo)準(zhǔn)差，其計(jì)算公式為s=1NΣi=1Nxi2-x‾2-----(11)]]>在大子樣條件該統(tǒng)計(jì)量服從標(biāo)準(zhǔn)正態(tài)分布，給出顯著水平α＝0.05，查概率表可得置信限Kα＝1.645，進(jìn)行統(tǒng)計(jì)推斷，如果u＜Kα，則接受μ≤0.1；同時(shí)，μ≥-0.1也必須成立，則構(gòu)造統(tǒng)計(jì)量u=x‾-(-0.1)s/N---(12)]]>其亦服從標(biāo)準(zhǔn)正態(tài)分布，同理在顯著水平α下，如果u＞-Kα，則接受μ≥-0.1，綜上，當(dāng)|x‾|<0.1+KαsN]]>滿足時(shí)，假設(shè)成立，即認(rèn)為這兩個(gè)信道的幅度是不相關(guān)的，對于歸一化的MIMO信道，μr=μv=π2,sr2=sv2=2-π2,]]>這樣，接受域可以轉(zhuǎn)化為|x‾|<0.1+KαsN=0.1+KαN[1N(2-π2)2Σi=1N(ri-π2)2(vi-π2)2-x‾2]---(13)]]>如果所采樣本點(diǎn)之間的時(shí)間間隔不小于信道的相干時(shí)間，則可以認(rèn)為它們是相互獨(dú)立的，相干時(shí)間可用下式近似計(jì)算Tc=1fd---(14)]]>采樣長度與仿真時(shí)間的要求有關(guān)，例如仿真時(shí)間要求不小于10s，則設(shè)每兩個(gè)采樣點(diǎn)之間跨越的時(shí)間為t，則所需的采樣點(diǎn)數(shù)N應(yīng)為N≥10t---(15)]]>如果采樣間隔恰好取Tc，則N≥10*fd，利用上述方法，對已生成的信道衰落系數(shù)進(jìn)行獨(dú)立性檢驗(yàn)，便可以判斷生成的衰落信道系數(shù)是否相互獨(dú)立，進(jìn)而可以從中篩選獨(dú)立性好的信道衰落系數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的一種非物理建模與仿真方法，其特征是，所述步驟4)中在Lapician分布角度功率譜下，天線S1和天線S2之間的空間相關(guān)函數(shù)的表達(dá)式ρs1,s2=ρ1+ρ2+ρ3+ρ4---(21)]]>其中的ρ1，ρ2，ρ3，ρ4分別為ρ1=No·10-2·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[2θσBS](2/σBS)]-π-θc+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((2σBS+j2r)θ)(2σBS+j2r)]-π-θc}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((2σBS+j(2r+1))θ)(2σBS+j(2r+1))]-π-θc}]]]>ρ2=No·10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[2θσBS](2/σBS)]-θcθ‾+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((2σBS+j2r)θ)(2σBS+j2r)]-θcθ‾}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((2σBS+j(2r+1))θ)(2σBS+j(2r+1))]-θcθ‾}]]]>ρ3=No·10(-1.2(θ‾θ3dB)2)·exp[-2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[-2θσBS](2/σBS)]θ‾θc+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((-2σBS+j2r)θ)(-2σBS+j2r)]θ‾θc}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((-2σBS+j(2r+1))θ)(-2σBS+j(2r+1))]θ‾θc}]]]>ρ4=No·10-2·exp[2θ‾σBS]·[J0(kd)[exp[-2θσBS](-2/σBS)]θcπ+]]>2Σr=1∞J2r(kd)Re{[exp((-2σBS+j2r)θ)(-2σBS+j2r)]θcπ}+]]>2jΣr=0∞J2r+1(kd)Im{[exp((-2σBS+j(2r+1))θ)(-2σBS+j(2r+1))]θcπ}].]]>
全文摘要
多輸入多輸出通信系統(tǒng)信道的一種非物理建模與仿真方法。首先建立多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)信道的非物理模型相關(guān)矩陣；其次生成獨(dú)立的多徑衰落信道，然后對生成的獨(dú)立信道衰落系數(shù)進(jìn)行獨(dú)立性驗(yàn)證；最后計(jì)算空間相關(guān)矩陣，利用第三代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)給出的角度功率譜密度的形式，計(jì)算得出空間相關(guān)函數(shù)，再利用MIMO系統(tǒng)信道的非物理模型公式即可獲得多輸入多輸出MIMO信道的空間相關(guān)矩陣。本發(fā)明方法充分體現(xiàn)了MIMO信道中的空間特性，更加逼真的反映出了MIMO信道在空間中由于各天線衰落的不獨(dú)立導(dǎo)致MIMO信道的空間相關(guān)特性。
文檔編號H04B7/04GK1808949SQ200510022720
公開日2006年7月26日 申請日期2005年12月23日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月23日
發(fā)明者種稚萌, 朱世華, 任品毅, 廖學(xué)文 申請人:西安交通大學(xué)