專(zhuān)利名稱(chēng)：調(diào)制帶通信號(hào)頻率偏移的估算方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到對(duì)移動(dòng)無(wú)線電接收機(jī)中具有給定載波頻率、用調(diào)制信號(hào)調(diào)制的帶通信號(hào)的頻率偏移進(jìn)行估算的方法以及設(shè)備。
除了符號(hào)同步和幀同步之外，為了恰當(dāng)而有效地檢測(cè)所傳輸?shù)姆?hào)，無(wú)線傳輸系統(tǒng)的數(shù)字接收機(jī)系統(tǒng)還要求估算和校正相位偏移和頻率偏移。
對(duì)數(shù)字式頻偏估算，使用探索方法，探索方法利用已知信號(hào)的特性或從接收到的信號(hào)所得到的信號(hào)的特性，并且探索方法是以所謂的最大似然原理為基礎(chǔ)。在這些探索方法中，在數(shù)據(jù)輔助法與非數(shù)據(jù)輔助法以及時(shí)鐘輔助法與非時(shí)鐘輔助法之間進(jìn)行基本的區(qū)分。此外，還知道有或沒(méi)有反饋(反饋或前饋)的估算方法。所有這些方法都是基于使用以適當(dāng)分辨率經(jīng)模/數(shù)轉(zhuǎn)換所接收到的信號(hào)的復(fù)合包絡(luò)。
從U.Mengali和A.N.D’Andrea的教科書(shū)“SynchronizationTechniques For Digital Receivers”(數(shù)字接收機(jī)的同步技術(shù))(PlenumPress，New York，1977)了解到根據(jù)所謂的“延遲乘法”方法工作的探索方法。在這種方法中，依據(jù)復(fù)合形式的采樣輸入信號(hào)與對(duì)前者適時(shí)顯示的共軛復(fù)合輸入信號(hào)的乘積產(chǎn)生出一個(gè)中間信號(hào)。在包括N個(gè)接收符號(hào)的觀測(cè)間隔計(jì)算出這個(gè)中間信號(hào)的值就得到了所需的頻率偏移。方法中使用微分解調(diào)器作為基本部件。該方法的不利因素是，為了對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣必須有以適當(dāng)分辨率工作的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器。此外，除模擬前處理的線性度以外還要求有模擬輸入信號(hào)的增益控制。
從PCT公開(kāi)文本W(wǎng)O 01/45339 A2了解到基于上述方法用來(lái)估算頻率偏移的另一方法。在這一資料中，通過(guò)考慮一附加延遲參數(shù)D提出了CPFSK調(diào)制(連續(xù)相位頻移鍵控)輸入信號(hào)中頻偏的一種改進(jìn)估算方法。這種方法也呈現(xiàn)出上述缺點(diǎn)。
對(duì)于例如像在藍(lán)牙標(biāo)準(zhǔn)中提供的短程無(wú)線傳輸系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，人們了解了所謂限幅甄別接收機(jī)的概念，在這種接收機(jī)中將所接收到的模擬信號(hào)(可能降頻轉(zhuǎn)換到適當(dāng)?shù)闹蓄l范圍)使用限幅器轉(zhuǎn)換成嚴(yán)格限幅數(shù)值離散的“1”位信號(hào)。進(jìn)一步的信號(hào)處理只基于這個(gè)“1”位信號(hào)。從經(jīng)濟(jì)觀點(diǎn)看這種概念是非常令人感興趣的，因?yàn)檫@有可能省掉量化接收模擬信號(hào)用的(昂貴的)模/數(shù)轉(zhuǎn)器。不過(guò)，由于沒(méi)有得到分辨率適當(dāng)?shù)乃邮漳M信號(hào)的采樣，上面闡述的頻偏估算的辦法就不能使用。
從R.Neubaser，Springer-Verlag 2003的教科書(shū)“IrregulreAbtastung(不規(guī)則采樣)”，如402-404頁(yè)8.2.2節(jié)以及375-377頁(yè)算法7.11中所述，我們了解了一種方法，此法通過(guò)只估算調(diào)制帶通信號(hào)的零交叉就能夠再現(xiàn)一個(gè)調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)頻率。為此，首先要確定調(diào)制帶通信號(hào)的零交叉時(shí)間。依據(jù)兩個(gè)相鄰時(shí)間的數(shù)值，在已知載波頻率時(shí)就能夠確定這兩個(gè)相鄰時(shí)間之間調(diào)制信號(hào)瞬時(shí)頻率的局部平均值。通過(guò)將局部平均值相乘并借助該瞬時(shí)頻率的傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式就能夠完成所需瞬時(shí)頻率的再現(xiàn)。在這方面，提出一個(gè)確定相應(yīng)的傅里葉系數(shù)的遞歸法。這樣，瞬時(shí)頻率的傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式就給出了瞬時(shí)頻率隨時(shí)間所需的變化。
本發(fā)明的目的是詳細(xì)說(shuō)明移動(dòng)無(wú)線電接收機(jī)中用調(diào)制信號(hào)調(diào)制的帶通信號(hào)頻偏的估算方法，這種方法花費(fèi)不大即可實(shí)現(xiàn)。尤其是對(duì)模擬信號(hào)和混合信號(hào)(模擬和數(shù)字信號(hào))接收機(jī)部件的實(shí)現(xiàn)幾乎沒(méi)有什么要求。此外，本發(fā)明還有一個(gè)目的是詳細(xì)說(shuō)明一種相應(yīng)的設(shè)備。
通過(guò)獨(dú)立權(quán)利要求1和9的特征達(dá)到了構(gòu)成本發(fā)明基礎(chǔ)的目的。
根據(jù)本發(fā)明對(duì)移動(dòng)無(wú)線電接收機(jī)中具有假定載頻、用調(diào)制信號(hào)調(diào)制的帶通信號(hào)頻偏進(jìn)行估算的方法按下述步驟安排在第一步驟中，確定出帶通信號(hào)的零交叉時(shí)間。利用這些零交叉時(shí)間以及假定載頻，在另一步驟中通過(guò)計(jì)算一瞬時(shí)頻率的DC分量來(lái)估算所需的頻偏，此瞬時(shí)頻率由調(diào)制帶通信號(hào)的頻率扣除假定載頻后給出。
如權(quán)利要求1所述的方法，其給出的優(yōu)點(diǎn)是，除了載頻的假定值以外，確定頻偏所必須的只有調(diào)制帶通信號(hào)的零交叉時(shí)間。由于零交叉時(shí)間因非線性放大而保持不變，利用基于非線性限幅放大器(或限幅器)的接收機(jī)，花費(fèi)不大就可實(shí)現(xiàn)這一方法。此外，由于限幅放大器的放大系數(shù)極高，且輸出電平受到限制，所以自動(dòng)增益控制(AGC)在這種接收機(jī)中也就不再必要了。由于檢測(cè)放大信號(hào)的零交叉只需要一個(gè)“1”位幅度信息項(xiàng)，像在其他方法中那樣利用以高分辨率工作的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)放大的輸入信號(hào)進(jìn)行采樣也就不再必要了。這個(gè)“1”位幅度信息項(xiàng)，即所考慮的信號(hào)不管是大于還是小于零，都能夠通過(guò)代替高分辨率模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的簡(jiǎn)單的比較器來(lái)加以確定。因而根據(jù)本發(fā)明的方法對(duì)接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)提供了費(fèi)用上的顯著優(yōu)點(diǎn)。實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性就從模擬或混合信號(hào)域移進(jìn)純數(shù)字域。此外，在基于限幅器/甄別器原理的便宜的接收機(jī)中只能夠利用根據(jù)本發(fā)明的方法而無(wú)需額外建造費(fèi)用(模/數(shù)轉(zhuǎn)換器)進(jìn)行頻率校正。
原則上，可在兩種頻偏之間進(jìn)行區(qū)分一方面，頻偏可以是假定載頻與接收機(jī)上實(shí)際載頻之間的頻率偏移。這可歸因于例如傳輸載頻PLL或接收載頻PLL(鎖相環(huán)路)的失諧或歸因于多普勒頻率偏移。此外，在一定觀測(cè)時(shí)期，例如在有DC分量的數(shù)據(jù)序列傳輸期間有可能調(diào)制信號(hào)呈現(xiàn)出不同于零的平均頻率。在根據(jù)本發(fā)明確定頻偏時(shí)，檢測(cè)的是基于這兩種原因的頻率偏差。
在本文件中，術(shù)語(yǔ)“頻率”常常既用于由公式符號(hào)“Ω”所規(guī)定的角頻率也用于由公式符號(hào)“f”所規(guī)定的其實(shí)際含義上的頻率。如果在頻率與角頻率之間進(jìn)行區(qū)分，關(guān)于角頻率Ω的所作的陳述也適用于頻率f，同時(shí)要考慮比例系數(shù)“2π”的倒數(shù)。
有利的是，在估算瞬時(shí)頻率的DC分量時(shí)，一相位的若干局部變化分別都是在兩個(gè)相鄰時(shí)間之間借助這兩個(gè)時(shí)間的值進(jìn)行確定的。該相位由調(diào)制帶通信號(hào)(s)的相位扣除假定載頻(f0，Ω0)所引起的相位后給出。這里，在估算瞬時(shí)頻率的DC分量時(shí)，若加上分別相鄰時(shí)間之間該相位的多個(gè)局部變化是有利的。
這么做所給出的優(yōu)點(diǎn)是，通過(guò)加上各個(gè)相位變化能夠確定出在觀測(cè)時(shí)間間隔內(nèi)瞬時(shí)頻率的DC分量。分別只需利用零交叉時(shí)間和假定載頻的數(shù)值就能夠計(jì)算出各個(gè)相位的變化。
相位中的局部變化最好通過(guò)計(jì)算下述表達(dá)式加以確定π-Ω0·(τj+1-τj)(1)，其中Ω0為假定角載頻，τj和τj+1是兩個(gè)相鄰的零交叉時(shí)間。
最好是，依據(jù)瞬時(shí)頻率傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式的第0系數(shù)直接地確定出所估算的瞬時(shí)頻率的DC分量。不需要確定其他的傅里葉系數(shù)。
有利的是，為確定零交叉時(shí)間，要對(duì)兩種幅度狀況來(lái)估算出帶通信號(hào)的幅度。這樣的幅度估算能使信號(hào)形狀的模擬信息減少到最少而又不丟失零交叉時(shí)間的信息。利用代表“1”位幅度確定裝置的比較器能夠提供這一執(zhí)行工具。不需要用高分辨率的模/數(shù)轉(zhuǎn)換。
估算幅度時(shí)若進(jìn)行帶通信號(hào)的限幅放大是有利的。如上面已經(jīng)講過(guò)的那樣，零交叉時(shí)間是不受限幅放大影響的。因而利用以限幅放大器(限幅器)為基礎(chǔ)的接收機(jī)花費(fèi)不大就能夠?qū)嵤┍痉椒?。由于限幅放大器的放大系?shù)非常高，又加之放大器的輸出電平被限制在最大值，故這種接收機(jī)中就不再額外需要AGC增益控制了。因此，根據(jù)本發(fā)明的方法僅僅利用限幅器的“1”位信號(hào)輸出就能夠推斷出模擬調(diào)制帶通信號(hào)中的頻偏。
根據(jù)本發(fā)明估算頻偏的設(shè)備，其特征在于確定帶通信號(hào)零交叉時(shí)間的零交叉檢測(cè)器以及通過(guò)計(jì)算瞬時(shí)頻率DC分量來(lái)估算頻偏的裝置，瞬時(shí)頻率由調(diào)制帶通信號(hào)頻率扣除假定載波頻率后給出。頻偏估算裝置需要測(cè)得的零交叉時(shí)間和假定載波頻率作為輸入?yún)?shù)。
本發(fā)明的其他有利實(shí)施方案在各項(xiàng)從屬權(quán)利要求中詳細(xì)說(shuō)明。
下文中，通過(guò)一典型實(shí)施方案并參照附圖將對(duì)本發(fā)明予以更詳細(xì)的說(shuō)明，附圖中

圖1示出了根據(jù)本發(fā)明頻偏估算設(shè)備的實(shí)施方案；圖2示出了調(diào)制帶通信號(hào)s(連續(xù)曲線)和由幅度決定的雙態(tài)信號(hào)sb(虛線曲線)的變化曲線圖，其中畫(huà)出了兩個(gè)零交叉時(shí)間τj和τj+1；圖3示出了瞬時(shí)頻率Ωi的典型變化曲線圖，圖中畫(huà)出了輔助時(shí)間順序{τj}；及圖4示出了含零交叉時(shí)間τj和相應(yīng)輔助時(shí)間τj的時(shí)間線。
圖1表示出根據(jù)本發(fā)明對(duì)頻率偏移進(jìn)行估算的設(shè)備的一種實(shí)施方案。在接收機(jī)(未示出)的射頻電路部分，所接收到的載頻為fFR＝ΩRF/2π的調(diào)制帶通信號(hào)被轉(zhuǎn)換為載頻為f0＝Ω0/2π(也稱(chēng)為中間頻率)的調(diào)制帶通信號(hào)。此處f0＜fRF成立。將這個(gè)信號(hào)供給至限幅放大器BV。限幅放大器BV的輸出信號(hào)用作為比較器KOMP的輸入信號(hào)。比較器KOMP的輸出信號(hào)sb供給至計(jì)數(shù)器CTR。此外，時(shí)鐘信號(hào)clk也饋送進(jìn)計(jì)數(shù)器CTR。限幅放大器BV，比較器KOMP以及計(jì)數(shù)器CTR組成了零交叉檢測(cè)器ND。零交叉檢測(cè)器ND在其輸出端分別提供出所檢測(cè)到的調(diào)制帶通信號(hào)或中間頻率信號(hào)的零交叉時(shí)間τj。使用零交叉時(shí)間τj作為瞬時(shí)頻率DC分量估算器SG的輸入信號(hào)。此外，估算器SG使用假定中間頻率f0或Ω0作為輸入變量。在其輸出端，估算器將所估算的值提供給頻率偏移fe或Ωe。
比較器KOMP和限幅放大器BV的電路可在一單個(gè)電路中實(shí)現(xiàn)。此外，限幅放大器因有相當(dāng)高的放大系數(shù)和相當(dāng)高的輸入電平，其輸出信號(hào)可能如此之大以致可以不要比較器KOMP。相反地，如果比較器KOMP輸入端的信號(hào)偏移足夠高的話也可以省掉限幅放大器BV。很重要的是，計(jì)數(shù)器CTR的輸入信號(hào)sb具有可能的最陡峭邊沿從而其已經(jīng)是以雙態(tài)方式由幅度所決定的信號(hào)。在這方面，也可能利用具有時(shí)間離散輸出信號(hào)的比較器，即“1”位模/數(shù)轉(zhuǎn)換器來(lái)代替具有時(shí)間連續(xù)輸出信號(hào)的比較器KOMP。
利用信號(hào)sb重新設(shè)置計(jì)數(shù)器CTR，其在每個(gè)零交叉時(shí)都對(duì)具有恒定時(shí)鐘頻率的時(shí)鐘信號(hào)clk的時(shí)鐘脈沖進(jìn)和計(jì)數(shù)。所得到的計(jì)數(shù)就相當(dāng)于零交叉的各自時(shí)間τj。只需借助這些時(shí)間τj和假定中間頻率f0或Ω0，估算器SG就可根據(jù)稍后說(shuō)明的計(jì)算規(guī)則對(duì)瞬時(shí)頻率的DC分量進(jìn)行計(jì)算，結(jié)果就得到了所需的頻偏fe或Ωe。
在原則上，還可以設(shè)想省掉將接收到的載頻為fRF＝ΩRF/2π的帶通信號(hào)降頻轉(zhuǎn)換成載頻為f0＝Ω0/2π的調(diào)制帶通信號(hào)s的獨(dú)立射頻電路部分。在這種情況下，帶通信號(hào)s的載頻就相當(dāng)于所傳輸信號(hào)的載頻fRF＝ΩRF/2π。
圖2表示出調(diào)制帶通信號(hào)s(連續(xù)曲線)和得到的雙態(tài)幅度決定信號(hào)sb(虛線曲線)的變化情況以及圖中畫(huà)出的兩個(gè)零交叉時(shí)間τj和τj+1。檢測(cè)到的零交叉時(shí)間τj分別構(gòu)成了確定頻偏fe或Ωe的起始點(diǎn)。
為了根據(jù)本發(fā)明來(lái)計(jì)算頻率誤差，使用了關(guān)于本說(shuō)明書(shū)引言中現(xiàn)有技術(shù)所提到的教科書(shū)“Irregulre Abtastung”提出的數(shù)學(xué)形式。這一數(shù)學(xué)形式詳細(xì)說(shuō)明了如何能夠只通過(guò)知道無(wú)頻差調(diào)制信號(hào)在一定觀測(cè)時(shí)期內(nèi)所記錄的零交叉以及載波頻率就可重建調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)頻率。396-404頁(yè)8.2章及375-377頁(yè)算法7.11中的內(nèi)容在此引入本專(zhuān)利應(yīng)用公開(kāi)內(nèi)容供參考之用。
下文中，上述教科書(shū)中所說(shuō)明的數(shù)學(xué)形式將會(huì)再現(xiàn)考慮的是無(wú)頻差的調(diào)制帶通信號(hào)s，參見(jiàn)圖2。例如，可以使用CPFSK調(diào)制方法。在這種調(diào)制方法中，將dk∈{-1，1}的雙態(tài)符號(hào)序列{dk}調(diào)制到載波信號(hào)上，因而得到了下述的調(diào)制帶通信號(hào)s
s(t)=cos(Ω0·t+φ0+π·ηΣk=-∞∞dk·q(t-k·Tsym))---(2)]]>這里Ω0是載頻(頻帶中心頻率)，φ0為零相位角，通常為未知，η是調(diào)制指數(shù)，Tsym是符號(hào)dk的符號(hào)周期。為簡(jiǎn)化并不限制通用性將帶通信號(hào)的幅度假定為1。根據(jù)下式定義在脈沖整形p期間的信號(hào)qq(t)=1Tsym∫-∞tp(t′)dt′---(3)]]>脈沖整形p取決于調(diào)制類(lèi)型。例如，用GFSK(高斯頻移鍵控)進(jìn)行高斯脈沖整形，而脈沖每符號(hào)在時(shí)間上的延伸要超過(guò)不只一個(gè)符號(hào)周期Tsym。
利用調(diào)制信號(hào)的所謂瞬時(shí)相位φiφi(t)=π·ηΣk=-∞∞dk·q(t-k·Tsym)---(4)]]>得到的調(diào)制帶通信號(hào)s為s(t)＝cos(Ω0·t+φ0+φi(t)) (5a)瞬時(shí)相位的下標(biāo)i并非計(jì)數(shù)指數(shù)，此處及下文中其只意味著“即刻”。
如通過(guò)將方程式(5a)的右邊置于零后所得到的，下式用來(lái)表示信號(hào)s的零交叉時(shí)間τjΩ0·τj+φ0+φi(τj)=(2·j-1)·π2---(6)]]>因而調(diào)制信號(hào)在零交叉時(shí)的相位為φi(τj)=(2·j-1)·π2-Ω0·τj-φ0---(7)]]>
于是下式就用來(lái)表示調(diào)制信號(hào)在兩個(gè)接連零交叉之間的相位差φi(τj+1)-φi(τj)=∫τjτj+1Ωi(t)dt=π-Ω0·(τj+1-τj)---(8)]]>式中φi是調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)頻率，式中調(diào)制信號(hào)φi的瞬時(shí)頻率Ωi及其相位通過(guò)下式連系起來(lái)Ωi(t)=ddtφi(t)---(9)]]>從方程(8)可以看出，已知載頻Ω0時(shí)，按瞬時(shí)頻率在時(shí)間τj和τj+1間的定積分所確定的調(diào)制信號(hào)相位的變化，可以依據(jù)相鄰的零交叉時(shí)間τj和τj+1計(jì)算出來(lái)。
通過(guò)方程式∫tj-1+tj2tj+tj+12fi(t)dt=12∫τjτj+1Ωi(t)dt---(10)]]>利用f(t)＝Ωi(t)/2π，根據(jù)測(cè)得的零交叉時(shí)間序列{τj}確定出非等距輔助時(shí)間不規(guī)則序列{tj}。利用τj=tj+tj-12---(11)]]>按下式遞歸地得出非等距輔助時(shí)間tjtj＝2·τj-tj-1(12)這里必須選定初始時(shí)間t。。
圖3表示出瞬時(shí)頻率Ωi的典型變化。非等距輔助時(shí)間tj用x軸上的十字叉標(biāo)示。
圖4表示出根據(jù)方程(11)和(12)輔助時(shí)間tj如何與零交叉時(shí)間τj關(guān)聯(lián)起來(lái)。
通過(guò)下文中說(shuō)明的重現(xiàn)算法-在教科書(shū)“Irregulre Abtastung”375-37頁(yè)算法7.11中詳細(xì)說(shuō)明了此算法-能夠確定瞬時(shí)頻率的函數(shù)fi(t)。
這種算法是基于根據(jù)下式 使用遞歸算出的第m傅里葉系數(shù)cm,n=cm,n-1+Σj[(Lfi)j-(Ln-1fi)j]·e-i2πmtj/NT---(14)]]>且初始化值fi，0＝0時(shí)的迭代傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式，式中n表示遞歸指數(shù)。
按照頻率限制Ωg=πMT·N---(15)]]>在頻率信號(hào)fi的周期性連續(xù)值來(lái)得出M的數(shù)值，式中N·T表示使用參考量T的觀測(cè)周期。因此，Ωg可以理解為是待重現(xiàn)信號(hào)fi的最大頻率。
輔助量(Lnfi)j和(Lfi)j分別由下式確定 其中wj=tj+1-tj-12---(17)]]>
或(Lfi)j=1N·T∫tj-1+tj2tj+tj+12fi(t)dt---(18)]]>在下文中，說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明確定調(diào)制帶通信號(hào)頻偏的方法如果由零交叉檢測(cè)器ND所得到的帶通信號(hào)s呈現(xiàn)出按方程(5a)相對(duì)于無(wú)頻差信號(hào)分別進(jìn)行估算的頻偏fe或Ωe(下標(biāo)e代表“誤差”)，此帶通信號(hào)就可表示成s(t)＝cos(Ω0·t+φ0+φi(t)+2πfe·t)(5b)為了不限制其通用性，假定在觀測(cè)周期N·T內(nèi)頻偏fe隨時(shí)間恒定不變。
在這種方法中，基本上可在兩種頻偏fe之間進(jìn)行區(qū)分1.一方面，能夠得到的頻偏為接收機(jī)端假定的載頻f0與實(shí)際載頻f0+fe之間的頻偏。
2.此外，有可能是調(diào)制分量在特定觀測(cè)周期呈現(xiàn)出不同于零的平均頻率。這可能是由于例如各單個(gè)符號(hào)值的出現(xiàn)在觀測(cè)周期中并非均等地分配，也就是說(shuō)由于用雙態(tài)調(diào)制，分配給邏輯1的位數(shù)大于分配給邏輯0的位數(shù)。不過(guò)，在現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)中，常?？梢詷O其近似地假定由于使用了所謂擾頻器而使這些數(shù)據(jù)序列沒(méi)有DC分量。
根據(jù)本發(fā)明，利用式(6)-(18)所規(guī)定的方法就可確定出第0傅里葉系數(shù)c0，n。
根據(jù)式(14)，(16)，(18)，(8)和(10)得到的第0傅里葉系數(shù)c0，n為c0,n=c0,n-1+Σj[(Lfi)j-(Ln-1fi)j]]]>
式中n如已提到的那樣代表遞歸指數(shù)。從式(19)可以看出，除了傅里葉系數(shù)c0，n-1之外，更高的傅里葉系數(shù)ck，n-1也用來(lái)計(jì)算第0傅里葉系數(shù)c0，n。
為了根據(jù)式(8)計(jì)算出局部相位變化，使用假定載波頻率，例如分別為額定載頻或預(yù)期載頻(頻帶中心頻率)作為載波頻率Ω0。
根據(jù)式(5b)連同式(9)，可能具有頻差的調(diào)制帶通信號(hào)的瞬時(shí)頻率是Ωi(s)=ddt(Ω0t+φ0+φi(t)+2πfe·t)=Ω0+ddtφi(t)+2πfe---(20)]]>由可能具有頻差的調(diào)制帶通信號(hào)頻率在扣除假定載頻后所給出的瞬時(shí)頻率為Ωi(s)-Ω0=ddtφi(t)+2πfe---(21)]]>根據(jù)式(5a)和(13)，第0傅里葉系數(shù)c0，n代表了函數(shù) 的DC成分。
根據(jù)2中所說(shuō)明的原因任何與調(diào)制相關(guān)的頻偏都應(yīng)是fe部分，即 的DC成分為零。
結(jié)論是所需的頻偏可直接從按照式(19)算出的第0傅里葉系數(shù)得出fe＝C0，n(22)計(jì)算出的頻偏fe與假定載頻Ω0有關(guān)。
總起來(lái)說(shuō)，根據(jù)本發(fā)明確定頻率偏移的設(shè)備，其工作按圖1可綜述如下a)在零交叉檢測(cè)器ND中確定帶通信號(hào)s的零交叉時(shí)間τj；b)在估算器SG中根據(jù)式(19)確定出在假定載頻f0或Ω0下的傅里葉系數(shù)c0，n；及c)在估算器SG中根據(jù)式(22)依據(jù)傅里葉系數(shù)c0，n確定并輸出頻偏。
在1和2中對(duì)頻偏fe原因所作的區(qū)分不能夠?qū)邮諜C(jī)進(jìn)行，在接收機(jī)端頻偏的影響完全相同而與其起因無(wú)關(guān)。這可以依據(jù)下述情況得以理解載頻偏移也可以反過(guò)來(lái)理解為調(diào)制的DC分量。好么式(22)就規(guī)定了與起因無(wú)關(guān)的頻偏fe。
使用模擬計(jì)算結(jié)果，曾經(jīng)能證明，通常經(jīng)n次迭代后(n＜20)就已經(jīng)以極高的精度確定了第0傅里葉系數(shù)。
雖然用的是上述數(shù)學(xué)步驟中得到的頻率調(diào)制，但是根據(jù)本發(fā)明的方法不僅適用于頻率調(diào)制(FSK)的帶通信號(hào)，而且也可以與諸如相位調(diào)制(PSK-相移鍵控)等其他調(diào)制方法一起應(yīng)用。至于其他，式(5a)和(5b)則分別說(shuō)明了任意調(diào)制的帶通信號(hào)。
權(quán)利要求
1.對(duì)移動(dòng)無(wú)線電接收機(jī)中用調(diào)制信號(hào)調(diào)制、具有假定載波頻率(f0，Ω0)的帶通信號(hào)(s)頻率偏移進(jìn)行估算的方法，其包括下述步驟a)確定帶通信號(hào)(s)的零交叉時(shí)間(τj)；及b)借助零交叉時(shí)間(τj)以及假定載波頻率通過(guò)計(jì)算瞬時(shí)頻率的DC分量估算出頻率偏移(fe)，此瞬時(shí)頻率由調(diào)制帶通信號(hào)(s)的頻率扣除假定載波頻率(f0，Ω0)后給出。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，為了估算瞬時(shí)頻率的DC分量，分別在兩個(gè)相鄰時(shí)間(τj)之間借助于這兩個(gè)時(shí)間(τj)的數(shù)值來(lái)確定一相位的多個(gè)局部變化，此相位由調(diào)制帶通信號(hào)(s)的相位扣除由假定載波頻率(f0，Ω0)所引起的相位后給出。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，為了估算瞬時(shí)頻率的DC分量，要加上分別相鄰時(shí)間(τj)之間該相位的多個(gè)局部變化。
4.如權(quán)利要求2或3所述的方法，其特征在于，兩個(gè)相鄰時(shí)間(τj)之間相位的局部變化從確定下述表達(dá)式來(lái)得到π-Ω0·(τj+1-τj)式中Ω0為假定的角載頻，τj和τj+1是兩個(gè)相鄰的零交叉時(shí)間。
5.如權(quán)利要求1-4其中之一所述的方法，其特征在于，在步驟b)中完成如下步驟b1)借助零交叉時(shí)間(τj)確定出瞬時(shí)頻率傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式的第0系數(shù)(C0，n)，及b2)依據(jù)瞬時(shí)頻率(fi，Ωi)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式的第0系數(shù)(C0，n)確定瞬時(shí)頻率的DC分量。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，遞歸地確定出瞬時(shí)頻率傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式的第0系數(shù)(C0，n)。
7.如上述權(quán)利要求其中之一所述的方法，其特征在于，為了確定零交叉時(shí)間(τj)，-對(duì)兩個(gè)幅度狀態(tài)估算帶通信號(hào)(s)的幅度。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，為了估算帶通信信號(hào)(s)的幅度，-對(duì)帶通信號(hào)進(jìn)行限幅放大。
9.對(duì)移動(dòng)無(wú)線電接收機(jī)中用調(diào)制信號(hào)調(diào)制、具有假定載波頻率(f0)的帶通信號(hào)(s)頻率偏移(fe)進(jìn)行估算的設(shè)備，其包括-確定帶通信號(hào)(s)零交叉時(shí)間(τj)的零交叉檢測(cè)器(ND)，及-依據(jù)所確定的時(shí)間(τj)和假定載波頻率(Ω0)通過(guò)計(jì)算瞬時(shí)頻率的DC分量來(lái)估算頻率偏移(fe)的裝置(SG)，瞬時(shí)頻率由調(diào)制帶通信號(hào)(s)的頻率扣除假定載波頻率后給出。
10.如權(quán)利要求9所述的設(shè)備，其特征在于，零交叉檢測(cè)器(ND)包括對(duì)兩個(gè)幅度狀態(tài)估算帶通信號(hào)(s)或放大帶通信號(hào)(s)之幅度的比較器(KOMP)。
11.如權(quán)利要求10所述的設(shè)備，其特征在于，零交叉檢測(cè)器(ND)包括放大帶通信號(hào)(s)的限幅放大器(BV)，放大器的輸出端與比較器(KOMP)相連接。
全文摘要
本發(fā)明涉及到對(duì)移動(dòng)無(wú)線電接收機(jī)中具有給定載波頻率(Ω
文檔編號(hào)H04L27/233GK1898927SQ200480038339
公開(kāi)日2007年1月17日 申請(qǐng)日期2004年10月15日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月21日
發(fā)明者A·諾伊鮑爾 申請(qǐng)人:英飛凌科技股份公司