專利名稱：于正交頻分復(fù)用接收器中的殘余頻率誤差估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明系有關(guān)頻率誤差的估計(jì)，其中該頻率誤差系因以IEEE802.11a為基礎(chǔ)的正交頻分復(fù)用(OFDM)發(fā)送器與OFDM接收器之間振蕩器的差異所導(dǎo)致。
背景技術(shù)：
局域網(wǎng)絡(luò)過去都是用網(wǎng)絡(luò)纜線或其它媒體連結(jié)網(wǎng)絡(luò)上的工作站。新近發(fā)展的無線技術(shù)則使用OFDM調(diào)變技術(shù)應(yīng)用于無線局域網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用系統(tǒng)，包括無線局域網(wǎng)絡(luò)(即，有固定存取端點(diǎn)的無線基礎(chǔ)架構(gòu))、行動(dòng)隨意無線網(wǎng)絡(luò)(mobile ad hoc network)、等等。特別是，IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.11a，標(biāo)題為“無線局域網(wǎng)絡(luò)媒體進(jìn)接控制(MAC)與實(shí)體層(PHY)規(guī)格5千兆赫茲(GHz)波段中的高速實(shí)體層”，規(guī)定一OFDM實(shí)體層用于資料酬載通訊能力(data payload communication capability)達(dá)54兆位/秒(Mbps)的無線局域網(wǎng)絡(luò)。IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定一實(shí)體層系統(tǒng)，系使用52個(gè)次載波頻率(subcarrier frequency)，其中系使用二元或正交移相鍵控(binary or quadrature phase shift keying，簡(jiǎn)稱BPSK/QPSK)、16-正交振幅調(diào)變(16-quadrature amplitude modulation，簡(jiǎn)稱16-QAM)、或64-QAM調(diào)變?cè)摰却屋d波頻率。
因此，IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.11a規(guī)定一OFDM實(shí)體層供高速無線數(shù)據(jù)傳輸并具有多種用來最小化資料誤差的技術(shù)。
在硬件中實(shí)施以IEEE 802.11為基礎(chǔ)的OFDM實(shí)體層要注意的事項(xiàng)包括提供有成本效益并可實(shí)施于較小的無線裝置的小型裝置。因此，實(shí)施重要事項(xiàng)通常涉及成本、裝置大小、以及裝置復(fù)雜度。
圖1系圖標(biāo)一典型的直接轉(zhuǎn)換接收器。該直接轉(zhuǎn)換接收器10系包含一天線12、一低噪聲放大器14、一調(diào)整至指定載波頻率的區(qū)域振蕩器16、混頻器(mixer)18a與18b、以及低通信道濾波器20a與20b。如本技藝所習(xí)知，產(chǎn)生I與Q信道信號(hào)系基于用分別第一載波器與以B/2移相(即，90度)的第二載波器調(diào)變產(chǎn)生的信號(hào)。收到的信號(hào)則供給至混頻器18a與18b?；祛l器18a輸出包含I成分與第一載波成分(例如，正弦波)的第一解調(diào)變信號(hào)；混波器18b，系已由移相器22接收移相過的載波信號(hào)，輸出包含Q成分與第二載波成分(例如，余弦波)的第二解調(diào)變信號(hào)。低通信道濾波器20a、20b將各自的載波成分移除并且分別輸出I與Q成分。
有一項(xiàng)特別重要事項(xiàng)系涉及用OFDM發(fā)送器內(nèi)區(qū)域晶體振蕩器產(chǎn)生的發(fā)射頻率(fT)與用OFDM接收器10內(nèi)區(qū)域晶體振蕩器16產(chǎn)生的接收頻率(fR)之間的頻率誤差(fE)。此未被校正的頻率誤差(fE＝fT-fR)可能造成信號(hào)噪聲比大幅劣化。
IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.11規(guī)定一種可由ODFM接收器10用來產(chǎn)生估計(jì)頻率誤差(fEST)的短前文(short preamble)與長(zhǎng)前文。不過，在實(shí)際的具體實(shí)施中，估計(jì)頻率誤差(fEST)不會(huì)等于實(shí)際頻率誤差(fE)，因?yàn)槎糖拔呐c長(zhǎng)前文兩者均包含由于自O(shè)FDM發(fā)送器與OFDM接收器10之間傳輸而產(chǎn)生的噪聲成分。因此，該OFDM接收器所收到的短前文與長(zhǎng)前文不同于OFDM發(fā)送器所輸出的短前文與長(zhǎng)前文。
此外，OFDM發(fā)送器所輸出的短前導(dǎo)與長(zhǎng)前導(dǎo)無法處理因振蕩器漂移(oscillator drift)而產(chǎn)生的頻率誤差，這是由于發(fā)射頻率(fT)與接收頻率(fR)均隨著時(shí)間獨(dú)立地改變。因此，估計(jì)頻率誤差(fEST)與實(shí)際頻率誤差(fE)之間的差異，稱作殘余頻率誤差(fRES＝fEST-fE)，仍會(huì)影響系統(tǒng)效能而且會(huì)降低OFDM接收器的信號(hào)噪聲比。

發(fā)明內(nèi)容
亟須一種配置能使直接轉(zhuǎn)換接收器精確估計(jì)于短前導(dǎo)與長(zhǎng)前導(dǎo)中由振蕩器漂移以及噪聲成分所引起的殘余頻率誤差，且可準(zhǔn)確地排除直接轉(zhuǎn)換發(fā)送器與直接轉(zhuǎn)換接收器之間的頻率誤差。
OFDM接收器中也亟須一種配置用來以獨(dú)立于任何相位追蹤系統(tǒng)的方式估計(jì)殘余頻率誤差。
本發(fā)明能達(dá)成以上及其它的需求，其中OFDM接收器有一頻率誤差偵測(cè)器，被配置成用來基于比較收到的OFDM信號(hào)中指定群的連續(xù)符號(hào)的指定導(dǎo)頻音測(cè)量頻率誤差。該指定群包含第一子群的這些連續(xù)符號(hào)和第二子群的這些連續(xù)符號(hào)。第一與第二子群均有相等數(shù)目的符號(hào)子群位置。該頻率誤差偵測(cè)器包含共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器(complexconjugate generator)、倍頻器(multiplier)、復(fù)數(shù)求和電路、以及誤差計(jì)算器。該共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器配置成用來產(chǎn)生第一子群的這些連續(xù)符號(hào)的指定導(dǎo)頻音的共軛復(fù)數(shù)。該倍頻器配置成用來產(chǎn)生每一符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積(complex pilot product)，即該等在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的第二子群符號(hào)的導(dǎo)頻音乘上該等在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的第一子群符號(hào)的各個(gè)共軛復(fù)數(shù)。該復(fù)數(shù)求和電路系求和這些符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積得一累加的復(fù)數(shù)值。該誤差計(jì)算器由該累加的復(fù)數(shù)值計(jì)算出用來校正頻率偏移的頻率誤差。
本發(fā)明之一方面系提供一種于正交頻分復(fù)用(OFDM)直接轉(zhuǎn)換接收器中的方法。該方法系包含接收在收到的OFDM信號(hào)中的指定群的連續(xù)符號(hào)，且識(shí)別在該指定群內(nèi)的第一子群的這些連續(xù)符號(hào)和第二子群的這些連續(xù)符號(hào)，該第一與第二子群均有相等數(shù)目的符號(hào)子群位置。本方法也包含產(chǎn)生第一子群的這些連續(xù)符號(hào)的指定導(dǎo)頻音的共軛復(fù)數(shù)。產(chǎn)生每一符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積，此系藉由該等在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的第二子群符號(hào)的導(dǎo)頻音乘上該等在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的第一子群符號(hào)的各個(gè)共軛復(fù)數(shù)。本方法也包含藉由求和這些符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積得一累加的復(fù)數(shù)值，且由該累加的復(fù)數(shù)值計(jì)算頻率誤差用來校正頻率偏移。
本發(fā)明的額外優(yōu)點(diǎn)及其新穎特性，部份會(huì)在實(shí)施方式中提出，部份在熟諳此藝者詳閱實(shí)施方式后或?qū)嵤┍景l(fā)明時(shí)即可明了。用權(quán)利要求書中特別提及的工具與組合可實(shí)現(xiàn)并獲致本發(fā)明諸優(yōu)點(diǎn)。


請(qǐng)參考附圖，其中相同的組件均用相同組件符號(hào)表示。
圖1系圖標(biāo)習(xí)知(先前技術(shù))直接轉(zhuǎn)換接收器，其配置成用來復(fù)原收到的IEEE 802.11 OFDM無線信號(hào)中的I與Q分量。
圖2系根據(jù)本發(fā)明具體實(shí)施例圖標(biāo)IEEE 802.11 ODFM收發(fā)器的接收器部份。
圖3的方塊圖系根據(jù)本發(fā)明具體實(shí)施例圖標(biāo)圖2頻率追蹤區(qū)塊內(nèi)的頻率誤差偵測(cè)器。
圖4系圖標(biāo)本發(fā)明一具體實(shí)施例的計(jì)算頻率誤差的方法。
主要組件符號(hào)說明10 正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器12 天線 14 低噪聲放大器16 區(qū)域晶體振蕩器 18a、18b混波器20a、20b低通信道濾波器 22 移相器40 射頻模擬前端(AFE)放大器50 接收器 52 I/Q不匹配補(bǔ)償模塊54 動(dòng)態(tài)范圍調(diào)整模塊55 自動(dòng)增益控制(AGC)模塊56 轉(zhuǎn)子電路 58 粗/細(xì)頻率偏移估計(jì)器60 相量電路 62 環(huán)形緩沖器64 快速傅立葉轉(zhuǎn)換(FFT)電路66 緩沖器 66a 第一緩沖部份66b 第二緩沖部份 66c 開關(guān)68 頻域均衡器 70 信道估計(jì)器72 時(shí)序同步模塊 74 頻率追蹤區(qū)塊76 信道追蹤區(qū)塊 78 時(shí)序校正區(qū)塊80 譯碼部份 82 數(shù)字分割模塊84 解交錯(cuò)器86 腓特比(Viterbi)譯碼器90 解擾器 92 種子估計(jì)電路94 信號(hào)欄緩沖器 96 狀態(tài)機(jī)100 頻率誤差偵測(cè)器 102 緩沖器104、104a-c共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器106、106a、106c倍頻器108復(fù)數(shù)求和電路110 誤差計(jì)算器1121、112N/2、112N/2+1OFDM符號(hào)114、114a-d導(dǎo)頻音116音頻118a、118b子群 120、120a-c前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積
122 累加的復(fù)數(shù)值 124 頻率誤差Sym 符號(hào) fT發(fā)射頻率fR接收頻率 fE頻率誤差fEST估計(jì)頻率誤差 fREs殘余頻率誤差具體實(shí)施方式
首先參照IEEE 802.11 ODFM收發(fā)器的概述說明揭示的具體實(shí)施例，接著詳細(xì)描述本發(fā)明具體實(shí)施例的殘余頻率誤差估計(jì)方法。接收器架構(gòu)的概述圖2系根據(jù)本發(fā)明之一具體實(shí)施例圖標(biāo)IEEE 802.11正交頻分復(fù)用(OFDM)收發(fā)器的接收器模塊50的架構(gòu)。該接收器模塊50，其系具體實(shí)施為包含I/Q不匹配補(bǔ)償模塊52的數(shù)字電路，該模塊52可由具有模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器的射頻模擬前端(AFE)放大器40接收偵測(cè)到的無線信號(hào)樣本(數(shù)字形式)。藉由自動(dòng)增益控制(AGC)模塊55控制該AFE放大器40的增益。偵測(cè)到的無線信號(hào)樣本包含I成分與Q成分此等I與Q成分，就理想而言，應(yīng)相互正交且有相同的相對(duì)增益，但實(shí)際上可能有非正交的相位差(phase difference)(即，不呈90度)且有不等的增益。因此，該I/Q不匹配補(bǔ)償模塊52配置成用來補(bǔ)償該等不匹配的I/Q成分以便產(chǎn)生有正交相位差以及相同的相對(duì)增益的匹配I/Q成分的補(bǔ)償信號(hào)樣本。
該接收器模塊50也包含動(dòng)態(tài)范圍調(diào)整模塊54。該動(dòng)態(tài)范圍調(diào)整模塊54配置成用來將該等補(bǔ)償信號(hào)樣本的增益調(diào)整到最佳化信號(hào)處理用的指定動(dòng)態(tài)范圍，從而根據(jù)該指定動(dòng)態(tài)范圍輸出調(diào)整過的信號(hào)樣本。
該轉(zhuǎn)子電路56配置成用來補(bǔ)償區(qū)域接收器載波頻率(即，區(qū)域振蕩器)與用以傳送無線信號(hào)的遠(yuǎn)程發(fā)送器載波頻率(即，遠(yuǎn)程振蕩器)之間的差異。特別是，粗/細(xì)頻率偏移估計(jì)器58配置成用來估計(jì)區(qū)域接收器載波頻率與遠(yuǎn)程接收器載波頻率之間的頻率差異，且提供此差異給相量電路60；該相量電路60將該差異值轉(zhuǎn)換為供給該轉(zhuǎn)子電路56的復(fù)數(shù)相量值(含角度信息)。因此，該轉(zhuǎn)子電路56根據(jù)該復(fù)數(shù)相量值旋轉(zhuǎn)該等已調(diào)整過的信號(hào)樣本，并且輸出已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本。
該環(huán)形緩沖器62配置成用來緩沖該等已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本。特別是，資料封包的開頭部份無法保證能落在已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本序列中的同一位置。因此，將該等已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本儲(chǔ)存于環(huán)形緩沖器62藉此于指定期間(例如，一段最長(zhǎng)的數(shù)據(jù)封包)內(nèi)的任何數(shù)據(jù)樣本可從該環(huán)形緩沖器62中找到及擷取。一旦該環(huán)形緩沖器62達(dá)到滿載，任何要儲(chǔ)存于環(huán)形緩沖器62的新信號(hào)樣本會(huì)蓋掉儲(chǔ)存于其中最舊的信號(hào)樣本。因此，該環(huán)形緩沖器62使得該接收器50能夠調(diào)整該已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本序列中的數(shù)據(jù)封包的“起始點(diǎn)”。
快速傅立葉轉(zhuǎn)換(FFT)電路64配置成用來將已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本轉(zhuǎn)換的時(shí)基序列轉(zhuǎn)換為以頻堿為基礎(chǔ)的指定頻率點(diǎn)序列(即，“音頻”)；根據(jù)揭示的具體實(shí)施例，該FFT電路64系將該等已予旋轉(zhuǎn)的信號(hào)樣本映像至具有52個(gè)可用音頻的頻域。
特別是，該等52個(gè)可用音頻是用來傳送信息4個(gè)音頻用來當(dāng)作導(dǎo)頻音(pilot tone)，其余的48個(gè)音頻則為資料音頻，其中每一音頻可能傳送1至6個(gè)位的信息。根據(jù)IEEE 802.11a/g的規(guī)格，實(shí)體層的資料封包應(yīng)包含一段短訓(xùn)練序列(training sequence)、一段長(zhǎng)訓(xùn)練序列、一信號(hào)欄(表示酬載的資料流速率與長(zhǎng)度，且以6Mbps最低資料流速率編碼)、以及編碼成6Mbps至54Mbps的8種資料流速率中之一種的酬載資料符號(hào)。該FFT電路64系由該信號(hào)欄確定資料流速率，并且復(fù)原該等資料音頻。
該FFT電路64輸出一群的的音頻數(shù)據(jù)至緩沖器66，其系圖標(biāo)為第一緩沖部份66a、第二緩沖部份66b、與一開關(guān)66c該FFT電路64交替輸出音頻資料群至緩沖部份66a與66b，致能開關(guān)66由其中一緩沖部份(例如，66a)輸出一群音頻數(shù)據(jù)同時(shí)該FFT電路64也輸出下一群的音頻資料至另一緩沖部份(例如，66b)。應(yīng)注意，實(shí)際的實(shí)施可能使用尋址邏輯電路執(zhí)行開關(guān)66c的功能。
由于該FFT 64所輸出的某些音頻可能因信號(hào)在無線信道上的衰減與失真而衰退(fading)，所以必需予以等化以便校正此衰退。頻域均衡器(frequency domain equalizer，簡(jiǎn)稱為FEQ)68配置成用來反向音頻的衰退以便提供等化的音頻。藉由信道估計(jì)器70從IEEE 802.11前導(dǎo)中的長(zhǎng)訓(xùn)練序列得到信道信息；該信道估計(jì)器70使用信道信息估計(jì)出信道特性；提供估計(jì)的信道特性至頻域均衡器68以便致能每一音頻的等化。
除了粗/細(xì)頻率偏移估計(jì)器58、相量電路60、以及信道估計(jì)器70之外，該接收器模塊50也包含時(shí)序同步模塊72、頻率追蹤區(qū)塊74、信道追蹤區(qū)塊76、以及時(shí)序校正區(qū)塊78用以控制信號(hào)狀態(tài)以便確?？蓪⑹盏降男盘?hào)樣本適當(dāng)譯碼藉此精確復(fù)原該等數(shù)據(jù)符號(hào)。
該譯碼部份80系包含數(shù)字分割模塊(digital slicer module)82、解交錯(cuò)器(deinterleaver)84、以及一腓特比譯碼器(Viterbi decoder)86。該數(shù)字分割模塊系基于前文內(nèi)信號(hào)欄中所指定的資料流速率由每一音頻復(fù)原達(dá)6個(gè)位的的符號(hào)資料。該解交錯(cuò)器84系執(zhí)行該發(fā)送器交織電路的反向運(yùn)算，且將該等資料重新排列回具有適當(dāng)順序的已解交織的資料。該腓特比譯碼器86配置成用來根據(jù)IEEE 802.11的規(guī)格將解交織資料譯碼為已譯碼的數(shù)據(jù)。
該解擾器90(descrambler circuit)配置成用來使已譯碼的數(shù)據(jù)復(fù)原為原始序列的比特流，此系藉由根據(jù)IEEE 802.11的規(guī)格解擾該發(fā)送器的擾頻器所產(chǎn)生的127位序列。該解擾器90使用用于解擾頻運(yùn)算的擾頻種子(scrambling seed)，系用種子估計(jì)電路92自資料封包的服務(wù)欄復(fù)原該種子。該源自前文的信號(hào)欄信息也被儲(chǔ)存在信號(hào)欄緩沖器94內(nèi)，該緩沖器94配置成用來儲(chǔ)存資料封包內(nèi)酬載的長(zhǎng)度與資料流速率。接收器50構(gòu)件的整體控制系藉由狀態(tài)機(jī)96維持。
因此，將該解擾器90所復(fù)原的序列比特流輸出至IEEE 802.11兼容的媒體進(jìn)接控制器(MAC)。
根據(jù)連續(xù)OFDM符號(hào)的導(dǎo)頻音的殘余頻率誤差估計(jì)方法圖3的方塊圖系根據(jù)本發(fā)明之一具體實(shí)施例圖標(biāo)圖2頻率追蹤區(qū)塊74內(nèi)頻率誤差偵測(cè)器100。該頻率誤差偵測(cè)器100包含緩沖器102、共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器104、倍頻器106、復(fù)數(shù)求和電路108、以及誤差計(jì)算器110。
該頻率誤差偵測(cè)器100配置成用來基于一段時(shí)間內(nèi)導(dǎo)頻音之間相位差的判斷而測(cè)量頻率誤差。特別是，揭示的具體實(shí)施例系比較一指定群(N)的連續(xù)OFDM符號(hào)112內(nèi)的導(dǎo)頻音114以便導(dǎo)出精確的頻率誤差估計(jì)。如上述，每一根據(jù)IEEE 802.1la協(xié)議傳輸?shù)腛FDM符號(hào)112包含52個(gè)音頻116，其中有4個(gè)導(dǎo)頻音114a、114b、114c、與114d。
在理想的(即，理論上的)系統(tǒng)中，每一符號(hào)112的導(dǎo)頻音114應(yīng)該相同。不過，如上述，噪聲成分與振蕩器漂移可能造成習(xí)知頻率追蹤系統(tǒng)無法偵測(cè)到的殘余頻率誤差。
根據(jù)揭示的具體實(shí)施例，該指定(N)群組的連續(xù)符號(hào)112(即，1121至112N)被儲(chǔ)存于緩沖器102內(nèi)且被分割為第一與第二子群118a、118b，其中每一子群118a與118b均有相同數(shù)量的符號(hào)N/2。此外，每一符號(hào)均在它的子群內(nèi)有對(duì)應(yīng)的子群位置就子群118a而言，符號(hào)1121(Syml)是在位置“1”，符號(hào)1122(Sym2)是在位置“2”，以及符號(hào)112N/2(SymN/2)是在位置“N/2”；就子群118b而言，符號(hào)112N/2+1(SymN/2+1)是在位置”1”，符號(hào)112N/2+2(SymN/2+2)是在位置“2”，以及符號(hào)112N(SymN)是在位置”N/2”。因此，符號(hào)1121與112N/2+1有相同的對(duì)應(yīng)子群位置“1”，符號(hào)1122與112N/2+2有相同的對(duì)應(yīng)子群位置“2”，等等，最后符號(hào)112N/2與112N有相同的對(duì)應(yīng)子群位置“N/2”。
因此，比較子群118a與118b中相同對(duì)應(yīng)子群位置的符號(hào)，能任導(dǎo)頻音之間作相同的時(shí)間延遲評(píng)估，其中相同的時(shí)間延遲為N/2。
根據(jù)揭示的具體實(shí)施例，藉由將第二子群118b之一個(gè)符號(hào)的導(dǎo)頻音114與第一子群118a的對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的前導(dǎo)的共軛復(fù)數(shù)(以“*”表示)相乘得一相位差，而比較N/2OFDM符號(hào)之間導(dǎo)頻音114(114a、114b、114c、114d)的復(fù)數(shù)代表(即，星座值)。特別是，共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器104輸出這些連續(xù)符號(hào)的第一子群118a的導(dǎo)頻音114的共軛復(fù)數(shù)至倍頻器106。
該等倍頻器106(例如，106a)系產(chǎn)生每一符號(hào)子群位置(例如，位置“1”)的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積120(例如，120a)，此系基于第二子群符號(hào)(例如，112N/2+1)對(duì)應(yīng)位置的導(dǎo)頻音114(114a、114b、114c、114d)與對(duì)應(yīng)共軛產(chǎn)生器(例如，104a)所輸出的共軛復(fù)數(shù)相乘。該前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積120代表以間隔N/2分隔的符號(hào)的導(dǎo)頻音114之間的相位差。
用復(fù)數(shù)求和電路108累加(即，求和)所有符號(hào)子群位置的復(fù)數(shù)乘積，得一累加的復(fù)數(shù)值122。也應(yīng)注意，不同的復(fù)數(shù)乘積120a、120b等等可能將噪聲成分抵消。該累加的復(fù)數(shù)值122系表示累加的相位差。誤差計(jì)算器110計(jì)算該累加的復(fù)數(shù)值122的反正切得出頻率誤差124。
然后，可提供該頻率誤差至圖2的頻率偏移估計(jì)器58用來做排除殘余頻率誤差的頻率調(diào)整。
圖4系根據(jù)本發(fā)明具體實(shí)施例圖標(biāo)狀態(tài)機(jī)96控制頻率誤差偵測(cè)器的方法。該狀態(tài)機(jī)96設(shè)定N個(gè)符號(hào)的值，以儲(chǔ)存及比較而產(chǎn)生頻率誤差124。特別是，當(dāng)隨著時(shí)間校正頻率偏移時(shí)，殘余頻率偏移會(huì)變成更加難以偵測(cè)。因此，在步驟200，狀態(tài)機(jī)96初始設(shè)定N為最小值(例如，N＝8)。如果在步驟202確定的頻率誤差124低于指定閥值(等于估計(jì)器58中的調(diào)整參數(shù))，以及如果在步驟204中增加N值(例如，2N)無法使符號(hào)Syml與SymN/2+1之間的相位差大于π的絕對(duì)值，則該狀態(tài)機(jī)在步驟206使N值加倍，但會(huì)先控制進(jìn)行緩沖器102儲(chǔ)存。
應(yīng)注意，藉由在步驟208中剃除有過量噪聲的導(dǎo)頻音樣本114得以改善誤差頻率估計(jì)的精確度，而可進(jìn)一步地優(yōu)化本發(fā)明。特別是，頻率追蹤模塊74由FEQ 68與信道估計(jì)模塊70獲得導(dǎo)頻音(114a、114b、114c、114d)的信道品質(zhì)信息。如果導(dǎo)頻音中的任何一個(gè)的估計(jì)信道信號(hào)品質(zhì)劣于指定閥值，其中該信道造成該信號(hào)的特定音頻嚴(yán)重衰減，導(dǎo)致較低的信號(hào)噪聲比，則該頻率估計(jì)模塊100(在該狀態(tài)機(jī)96的控制之下)會(huì)丟棄“有噪聲的”音頻且該等音頻的對(duì)應(yīng)乘積不與其余的音頻求和。
根據(jù)揭示的具體實(shí)施例，當(dāng)在頻率追蹤收斂期間頻率誤差變小時(shí)，本發(fā)明能藉由提供更精確的頻率誤差估計(jì)改善頻率追蹤。
盡管本發(fā)明是用當(dāng)前認(rèn)為最實(shí)際的較佳具體實(shí)施例說明，應(yīng)了解，本發(fā)明并不受限于所揭示的具體實(shí)施例，反而是要涵蓋包含在本發(fā)明權(quán)利要求書的精神與范疇內(nèi)的各種修改及等效配置。
產(chǎn)業(yè)上利用性可應(yīng)用本發(fā)明于網(wǎng)絡(luò)計(jì)算機(jī)，以及無線網(wǎng)絡(luò)計(jì)算機(jī)系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種于正交頻分復(fù)用OFDM直接轉(zhuǎn)換接收器(50)中的方法，該方法包含接收在已收到的OFDM信號(hào)中的指定群的連續(xù)符號(hào)(112)，并且識(shí)別在該指定群內(nèi)的第一子群(118a)的連續(xù)符號(hào)和第二子群(118b)的連續(xù)符號(hào)，該第一子群與該第二子群均有相等數(shù)目的符號(hào)子群位置；產(chǎn)生(104)這些連續(xù)符號(hào)的第一子群的指定導(dǎo)頻音的共軛復(fù)數(shù)；通過將在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置處的這些第二子群符號(hào)的導(dǎo)頻音與在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置處的這些第一子群符號(hào)的各個(gè)共軛復(fù)數(shù)相乘，產(chǎn)生用于每一符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積(120)；通過對(duì)這些符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積進(jìn)行求和，獲得累加的復(fù)數(shù)值(122)；以及由該累加的復(fù)數(shù)值計(jì)算頻率誤差(124)，用來校正頻率偏移。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，計(jì)算頻率誤差的步驟包含確定該累加復(fù)數(shù)值的反正切(110)作為該頻率誤差。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，該接收步驟包含基于確定的該頻率誤差的減少，增加(206)該連續(xù)符號(hào)的指定群的大小從而增加符號(hào)子群位置的數(shù)目，同時(shí)保持(204)這些前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積中的任何一個(gè)的相位差等于π的絕對(duì)值。
4.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，該接收步驟包含初始設(shè)定(200)該指定群的大小為8個(gè)符號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，該接收步驟包含選擇性丟棄(208)已經(jīng)確定為具有信號(hào)噪聲比低于指定水準(zhǔn)的至少一個(gè)符號(hào)。
6.一種正交頻分復(fù)用OFDM直接轉(zhuǎn)換接收器(50)，其包含緩沖器(102)，其配置成用來接收在已收到的OFDM信號(hào)中的指定群的連續(xù)符號(hào)(112)，該指定群包含第一子群(118a)的連續(xù)符號(hào)和第二子群(118b)的連續(xù)符號(hào)，該第一子群與第二子群均有相等數(shù)目的符號(hào)子群位置；共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器(104)，其配置成用來產(chǎn)生這些第一子群的連續(xù)符號(hào)的指定導(dǎo)頻音的共軛復(fù)數(shù)；倍頻器(106)，其配置成通過將在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置處的這些第二子群符號(hào)的導(dǎo)頻音與在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置處的這些第一子群符號(hào)的各個(gè)共軛復(fù)數(shù)相乘，而產(chǎn)生用于每一符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積(120)；復(fù)數(shù)求和電路(108)，其配置成用來累加這些符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積，以獲得累加的復(fù)數(shù)值；以及誤差計(jì)算器(110)，其配置成由該累加的復(fù)數(shù)值計(jì)算頻率誤差，用來校正頻率偏移。
7.如權(quán)利要求6所述的接收器，其中，該誤差計(jì)算器配置成用于通過確定該累加復(fù)數(shù)值的反正切而計(jì)算該頻率誤差。
8.如權(quán)利要求8所述的接收器，還包含狀態(tài)機(jī)(96)，其配置成基于確定的該頻率誤差的減少(202)，增加(206)該連續(xù)符號(hào)的指定群的大小，從而增加符號(hào)子群位置的數(shù)目。
9.如權(quán)利要求8所述的接收器，其中，該狀態(tài)機(jī)配置成用來增加該連續(xù)符號(hào)的指定群的大小，同時(shí)保持(204)這些前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積的任何一個(gè)的相位差等于π的絕對(duì)值，該狀態(tài)機(jī)系配置成用來初始設(shè)定(200)該指定群的大小為8個(gè)符號(hào)。
10.如權(quán)利要求6所述的接收器，其中，該狀態(tài)機(jī)配置成含有選擇性丟棄(208)已經(jīng)確定為具有信號(hào)噪聲比低于指定水準(zhǔn)的至少一個(gè)符號(hào)。
全文摘要
一種正交頻分復(fù)用接收器(50)，其配置成用來根據(jù)指定導(dǎo)頻音(114)與在已收到OFDM信號(hào)中的指定群的連續(xù)符號(hào)(112)的比較測(cè)量頻率誤差(124)。共軛復(fù)數(shù)產(chǎn)生器(104)配置成用來產(chǎn)生這些連續(xù)符號(hào)第一子群(118a)的指定導(dǎo)頻音的共軛復(fù)數(shù)。倍頻器(106)配置成用來產(chǎn)生每一符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積(120)，此通過將該等在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的第二子群符號(hào)導(dǎo)頻音乘上該等在對(duì)應(yīng)符號(hào)子群位置的第一子群符號(hào)的各個(gè)共軛復(fù)數(shù)。復(fù)數(shù)求和電路(108)系求和這些符號(hào)子群位置的前導(dǎo)復(fù)數(shù)乘積得一累加的復(fù)數(shù)值(122)。誤差計(jì)算器(110)由該累加的復(fù)數(shù)值計(jì)算頻率誤差，用來校正頻率偏移。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1890937SQ200480036204
公開日2007年1月3日 申請(qǐng)日期2004年10月26日 優(yōu)先權(quán)日2003年12月5日
發(fā)明者X·周, C·(N·)·陳, C·(R·)·赫恩, O·卡內(nèi)洛恩斯 申請(qǐng)人:先進(jìn)微裝置公司