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自適應(yīng)濾波器的制作方法

文檔序號:7608184閱讀:461來源:國知局
專利名稱:自適應(yīng)濾波器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明涉及一種用于在通信系統(tǒng)的接收機(jī)中進(jìn)行信道估計的濾波器裝置和方法。具體而言,本發(fā)明涉及一種諸如通用移動電信系統(tǒng)(UMTS)的寬帶碼分多址(WCDMA)系統(tǒng)的Rake接收機(jī)中可以采用的用于信道估計的自適應(yīng)濾波器配置。
直接序列CDMA(DS-CDMA)通信系統(tǒng)作為蜂窩和IMT-2000通信系統(tǒng)近期受到相當(dāng)大的關(guān)注,這是因為這種通信系統(tǒng)能夠抑制很多種干擾信號,包括窄帶干擾、多接入干擾和多徑干擾。面對頻率選擇性衰落,通過使用例如“Spread spectrum access methods for wirelesscommunications”,R.Kohno et al,IEEE Commun.Mag.,Vol.33,pp.58-67,Jan 1995.中所描述的Rake接收機(jī)結(jié)構(gòu)獲得多徑分集,可以增大系統(tǒng)容量。
在無線通信環(huán)境中,因為當(dāng)不同物體變成反射物時衰落信號的局部均值發(fā)生顯著變化,所以接收信號會經(jīng)歷如多徑或小區(qū)域范圍衰落這樣的大的波動,并且對于比波長大得多的距離而言是不穩(wěn)定的。用于信道估計的自適應(yīng)方法與復(fù)雜度級別相關(guān),使得利用當(dāng)前技術(shù)來實現(xiàn)這些自適應(yīng)方法花銷很大。一般而言,維納濾波和卡爾曼濾波對于這個問題提供了平穩(wěn)和非平穩(wěn)的最佳解決方案。這些方法得到的算法的復(fù)雜程度通常高于最簡單的解決方案,即具有適合最大多普勒頻率的截止頻率的非自適應(yīng)低通濾波器。而且,例如“Consistent Estimationof Rayleigh Fading Channel Scond-Order Statistics in the Context of theWideband CDMA Mode of the UMTS”,J.M.Chaufray et al,IEEETransactions on signal Processing,Vol.12,Dec.2001,和“PerformanceAnalysis of Phasor Estimation Algorithms for a FDD-UMTS RakeReceiver”,Baltersee et al,IEEE,2000.中所描述的,這些方法依賴于信道的統(tǒng)計,必須進(jìn)行假設(shè)和估計。
接收信號的基于線性自回歸(AR)的LMS類型算法、移動平均(MA)或組合的ARMA模型,被認(rèn)為是提供了具有適當(dāng)復(fù)雜度的自適應(yīng)特征?;旧线@些方法利用一個有理函數(shù)來近似要被估計的過程的功率譜,以及例如在“Analysis of LMS-Adaptive MLSE Equalizationon Multipath Fading Channels”,M.C.Chiu et at,IEEE Transactions onCommunications,1996.中提出了用于降低復(fù)雜度的階數(shù)減小的模型。例如在“The Linear Predictive Estimation in the Rake forMultipath-Fading Channel with White Noise of General Distributions”,Q.Shen et al,IEEE,1994.中給出了當(dāng)對接收信號進(jìn)行過采樣時使用低階AR模型的動機(jī)。
在完全不同的領(lǐng)域中,關(guān)于減小復(fù)雜度同時允許一定程度的自適應(yīng),我們可以區(qū)分出兩種可能的途徑。在“The Feedback Adaptive LineEnhancerA Constrained IIR adaptive filter”,J,Chang et al,TEEE,1993中,提出了一種具有約束結(jié)構(gòu)的線性濾波器,即其中不是全部系數(shù)是自適應(yīng)的或者說部分系數(shù)是自適應(yīng)的,用于線增強(qiáng),即相對于寬帶噪聲增強(qiáng)窄帶信號。在“Adaptive IIR Filter Design for Single SensorApplications”,M.B.Yeary et al,IEEE,2002中,通過考慮自適應(yīng)抗混疊濾波器環(huán)境中所有信號的信號分量和噪聲分量的自相關(guān)函數(shù)的不同特性,實現(xiàn)信號與噪聲的分離。
本發(fā)明的一個目的是提供一種復(fù)雜度降低的信道估計濾波器方案,其能夠處理第三代移動通信應(yīng)用方案。
通過權(quán)利要求1中所述的濾波器裝置和權(quán)利要求7中所述的濾波方法實現(xiàn)了這個目的。
因此,提供的濾波器單元具有用于提供預(yù)定選擇性的固定部分和用于確定所述濾波器單元的頻率響應(yīng)的自適應(yīng)部分??刂谱赃m應(yīng)部分來改變頻率響應(yīng)。在所提出的濾波方法中,設(shè)置濾波器特性的預(yù)定零點值來提供預(yù)定的濾波器選擇性;以及控制至少一個濾波器參數(shù)來改變?yōu)V波器特性的極點值,從而提供頻率響應(yīng)的自適應(yīng)。因此,可以改變?yōu)V波器操作的頻率響應(yīng),同時保持濾波器選擇性。因此該信道估計能夠處理高級的系統(tǒng)要求,同時保持低復(fù)雜度和功率消耗。
因此,在濾波器的自適應(yīng)部分是有限的這個意義上來說,定義了一種線性濾波器的約束結(jié)構(gòu)。通過定義能夠改變AR的有效性的部分,考慮到了過采樣的衰落信道的建模。關(guān)于這個方面,參考“The LinearPredictive Estimation in the Rake for Multipath-Fading Channel withWhite Noise of General Distributions”,Q.Shen et al.,1994-IEEE。
另外,尤其是關(guān)于表征諸如WCDMA和/或UMTS的三代移動通信環(huán)境特性的情況下的功率譜,通過考慮信號和噪聲的二階統(tǒng)計量的不同特性,可以得到該自適應(yīng)方案。
在諸如UMTS的三代移動通信系統(tǒng)的可預(yù)見的典型應(yīng)用方案中,所提出的自適應(yīng)濾波器能夠以很低的復(fù)雜度顯著地改善性能。可以將該線性濾波器應(yīng)用于Rake接收機(jī)的每個分支(finger)的解展頻的公共導(dǎo)頻物理信道(CPICH)。另外,通過改變該濾波器的至少一個極點,可以在自適應(yīng)期間改變該濾波器的頻率響應(yīng),但是通過保持零點為常量,可以保持與特定頻率對應(yīng)的該濾波器的選擇性。這可用于濾出具有已知頻譜的不希望有的分量,即,STTD分量。
可以采用一種濾波器系數(shù)調(diào)整過程,該過程基于誤差函數(shù)的二階統(tǒng)計量的計算??梢詾橐恍?yīng)用具體地設(shè)計用于調(diào)整濾波器系數(shù)的方式,在這些應(yīng)用中必須將過采樣的信號與噪聲分開,可以認(rèn)為該噪聲是在比信號頻帶寬得多的頻帶內(nèi)的白噪聲。
除了信道相量(channel phasor)之外,還允許估計多普勒帶寬或多普勒頻率、長時間和短時間的信噪比(SNR),這有利于接收機(jī)的其他參數(shù)的在線優(yōu)化。尤其,當(dāng)濾波器已經(jīng)到達(dá)平衡時,一種依靠觀察濾波器的輸出和輸入的過程可以用于估計信噪比。還可以使用一種迭代過程來細(xì)化所估計的SNR,可以根據(jù)對于SNR估計的精確度要求來使用該迭代過程。通過平衡條件下的濾波器系數(shù)達(dá)到的值和SNR估計的值,把它們作為一個預(yù)定義查找表的索引,可以導(dǎo)出多普勒帶寬估計或等價的速度估計。
濾波器的階數(shù)可以自身適應(yīng),對于計算復(fù)雜度的限制,可以定義一種解決方案,其中濾波器的階數(shù)的增加不會導(dǎo)致復(fù)雜度的任何增加。雖然定義了有關(guān)復(fù)雜度的靈活結(jié)構(gòu),要強(qiáng)調(diào)的是,在諸如UMTS的三代移動通信應(yīng)用的情形中,該一階濾波器能夠以降低的復(fù)雜度提供顯著的改進(jìn),在這個意義上來說代表了最好的折衷方案。
然而,根據(jù)用于實現(xiàn)所提出的信道估計方案的體系結(jié)構(gòu),可以選擇不同的實現(xiàn)方式。該方案所依靠的統(tǒng)計量的計算可以在預(yù)定數(shù)量的采樣上執(zhí)行,適當(dāng)設(shè)計的解決方案用于這樣一種體系結(jié)構(gòu),其中該方案的第一部分,例如測量部分實現(xiàn)為硬件,以及第二部分,例如更新的系數(shù)、速度和SNR的計算實現(xiàn)為固件。用于更新濾波器系數(shù)的僅基于誤差函數(shù)的符號的更新方案代表了該方法的最低復(fù)雜度的形式。
殘留頻率偏移(FO)可能對所提出的估計方案的性能具有負(fù)面影響。因此可以通過常規(guī)技術(shù)來執(zhí)行FO估計和/或補償,并將其集成在所提出的方案中。另外,可以采用組合的多普勒譜/殘留FO估計的更加改進(jìn)的方式。
從屬權(quán)利要求中定義了進(jìn)一步有益的改進(jìn)。
將參考附圖并根據(jù)優(yōu)選實施例對本發(fā)明進(jìn)行描述,其中

圖1示出了其中可以應(yīng)用本發(fā)明的相干Rake接收機(jī)的示意框圖;圖2示出了根據(jù)優(yōu)選實施例的一階自適應(yīng)濾波器的示意圖;圖3是表示對于不同的速度和噪聲功率電平的最佳濾波器參數(shù)值的曲線圖;圖4示出了根據(jù)優(yōu)選實施例對SNR和/或速度進(jìn)行估計的過程的示意流程圖;圖5示出了根據(jù)優(yōu)選實施例用于改進(jìn)SNR和/或速度估計的迭代過程的示意流程圖;圖6示出了根據(jù)優(yōu)選實施例對濾波器階數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)的過程的示意流程圖;圖7示出了根據(jù)優(yōu)選實施例的復(fù)合自適應(yīng)信道估計方案的示意圖;以及圖8是表示在極點跡線上頻率偏移和頻率偏移補償?shù)男Ч那€圖。
基于例如UMTS網(wǎng)絡(luò)的移動站(MS)或用戶設(shè)備(UE)中采用的相干Rake接收機(jī)來描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
圖1示出了Rake接收機(jī)配置的示意框圖,該Rake接收機(jī)基于并行導(dǎo)頻信道,例如WCDMA公共導(dǎo)頻物理信道(CPICH)。接收到的WCDMA專用物理信道(DPCH)信號由第一匹配濾波器10進(jìn)行解展頻,并被分解成多個QPSK(正交相移鍵控)信號,這些信號沿具有不同延遲的不同路徑傳播。每個分解的QPSK信號被送入相干Rake合并器30的各個分支。為了基于最大比率合并方法來執(zhí)行相干Rake合并,利用導(dǎo)頻信道信號來獲得信道估計。為此,該導(dǎo)頻信道信號被送入第二匹配濾波器20,且分解后的導(dǎo)頻信號被送入信道估計濾波器40。Rake合并器30的每個分支包括特定延遲單元32,用于根據(jù)分解的QPSK信號的傳播延遲來延遲該信號;和乘法單元34,其利用從信道估計濾波器40獲得的各個信道估計信號的共軛復(fù)數(shù)乘以延遲單元32的輸出信號。在求和或加法單元36中對每個分支的延遲和相乘后的QPSK信號求和,以得到電平升高的合并輸出信號。
根據(jù)該優(yōu)選實施例,信道估計濾波器40被分成兩部分,自適應(yīng)部分和固定部分。信道估計濾波器40的自適應(yīng)部分可以改變,是遞歸部分。信道估計濾波器40的固定部分可以由例如非遞歸FIR(有限脈沖響應(yīng))濾波器實現(xiàn),該固定部分能夠抑制“有色噪聲”,該有色噪聲的特性是先驗的,例如UMTS中的STTD分量。
基本上,通過還考慮信噪比(SNR),信道估計濾波器40的特性可以適應(yīng)導(dǎo)頻信號的多普勒帶寬。遞歸IIR(無限脈沖響應(yīng))濾波器可以比FIR濾波器更容易實現(xiàn)頻率選擇性。因此,該濾波器的自回歸(AR)部分被選擇為可適應(yīng)的。所提出的方案依賴于以下假設(shè)(a)信號被過采樣(over-sample);和(b)噪聲在奈奎斯特帶寬內(nèi)為白噪聲。
在用于UMTS的Rake接收機(jī)中接收到導(dǎo)頻信號采樣的情況下這些假設(shè)是有效的,通過這些假設(shè),可以得到信道估計濾波器40的約束的濾波器結(jié)構(gòu),其能夠通過例如逐步過程更新濾波器系數(shù)來適應(yīng)信號帶寬。
在適應(yīng)帶寬的同時,該過程還能夠提供對于多普勒帶寬、和/或速度和/或信噪比(SNR)、以及系統(tǒng)其他部分中可用信息的估計。所提出的解決方案可以靈活地任意結(jié)合關(guān)于濾波器階數(shù)的自適應(yīng)性的標(biāo)準(zhǔn)。
下文中,說明導(dǎo)出以上過程的方法。具體而言,對自適應(yīng)標(biāo)準(zhǔn)、提取速度和/或SNR信息的方法、以及可獲得階數(shù)自適應(yīng)的方法進(jìn)行說明。
以下,考慮具有m個極點和q個零點的約束線性濾波器,其具有以下形式y(tǒng)n+k-1=Σi=1,mαi·yn-i+(1-Σi=1,mαi)·x‾n-1---(1)]]>其中xn-1=(hF*x)n-1(2)為輸入xi的FIR濾波后的形式,q為FIR脈沖響應(yīng)的長度。這種方式定義的濾波器具有約束結(jié)構(gòu),因為該濾波器傳遞函數(shù)的分子的系數(shù)依賴于分母中的系數(shù)呈現(xiàn)的值??梢赃x擇{αi}的值以最小化以下誤差E=<(yj-xj)2>=Min (3)這里,平均值被擴(kuò)展到可以認(rèn)為輸入平穩(wěn)的區(qū)間,j定義了該濾波器的輸入和輸出的時間相關(guān)性。通過使相對于{αi}的一階微分等于零,可以到以下條件dEdαi=<(yj-xj)·(yj-(k-1)i-x‾j-1)>=0---(4)]]>i=1,m假設(shè)信號x是帶寬小于奈奎斯特帶寬的帶限信號與白噪聲的線性疊加,可以看到,通過考慮用于更新系數(shù)αi值的以下系統(tǒng),至少到該濾波器的遞歸部分的若干階m和若干預(yù)測長度k為止,可以最佳地逐步獲得該問題的解
αi(j+1)=αi(j)-δ·φ‾E(i+k-1)φE(0)---(5)]]>i=1,m其中φE(n)=<(yj-xj)·(yj-n-xj-k)>
φE(0)=<(yj-xj)2>
并且δ為與該算法的穩(wěn)定性和收斂速度有關(guān)的系數(shù)。
作為式(5)的下一次應(yīng)用的結(jié)果,{αi}的值隨時間改變,所以必須采用關(guān)于極點的條件來保持濾波器的穩(wěn)定性,如后面對于一階濾波器和二階濾波器的描述。
而且,當(dāng)考慮高于一階的濾波器時,可以考慮不同極點之間的約束來減小復(fù)雜度。
圖2示出了具有一個極點和預(yù)測長度等于1的數(shù)字濾波器的功能框圖,該數(shù)字濾波器作為為一個可能的UMTS應(yīng)用適當(dāng)設(shè)計的信道估計濾波器40的一個例子,還是一種具有低復(fù)雜度的解決方案。
現(xiàn)在采用圖2表示的以下結(jié)構(gòu)作為圖1的信道估計濾波器40yn=α·yn-1+(1-α)·xn-1(6)其中yn為時刻n的輸出;xn為輸入序列的濾波后的形式,即x=hF*x其中,hF是代表作為該濾波器固定部分的低通濾波器的脈沖響應(yīng)。一種可能的解決方案是使用移動平均濾波器,來確保噪聲和STTD抑制,例如,所有系數(shù)都等于1/4的長度為4的FIR濾波器代表該類型的很簡單的解決方案。
在使式(3)的均方誤差表達(dá)式最小的約束條件下,對于給定的hF,可以導(dǎo)出以下用于適應(yīng)α值的方程α(n)=α(n-1)-δ·φ‾E(1)φE(0)---(7)]]>
其中φE(1)=<(yj-xj)·(yj-1-xj-1)>
φE(0)=<(yj-xj)2>
這里,通過使1>αi(n)>0,n來確保該濾波器的穩(wěn)定性。
向功能相關(guān)單元48提供式(7)中所需的值,由該單元48確定濾波器參數(shù)α。該相關(guān)單元48中的相關(guān)過程依賴于一些參數(shù),如用于計算均值的長度和與該濾波器的收斂速度有關(guān)并與平衡條件下的平均誤差有關(guān)的δ。以下還參考該定點應(yīng)用來說明這些方面。
下文中,將說明速度和/或SNR估計的過程。
還參考圖2的一個極點的濾波器,在平衡條件下該極點呈現(xiàn)的值依賴于信號帶寬和信噪比。在無線應(yīng)用中,信號帶寬依賴于移動站相對于基站的速度。以下描述可以導(dǎo)出這種依賴關(guān)系的方法。如果P(f)為信號的功率譜,H(f)為線性濾波器的傳遞函數(shù),則對該信號進(jìn)行濾波所引入的失真可以表示為D=∫2fNP(f)df-∫2fN|H(f)|2·P(f)df---(8)]]>式(8)表示在該信號上引入的失真等于原始信號功率減去濾波后信號的功率。2·fN是奈奎斯特帶寬,總是大于信號帶寬,基于最初的假設(shè),式(8)中的有效積分限制依賴于信號帶寬,即依賴于多普勒譜。
信道估計濾波器40的輸出中存在的其他噪聲項是未濾出的白噪聲分量。令N為該噪聲項的功率,則可以得到N=∫2fN|H(f)|2·σN2·df---(9)]]>其中δN2為該噪聲的功率譜密度,在白噪聲假設(shè)條件下在帶寬內(nèi)為常量。
最佳的極點值使得N+D=Min (10)對于該濾波器的給定傳遞函數(shù)和給定的輸入功率譜,通??梢詳?shù)值地解出該方程。利用式(10),可以獲得使得式(10)中的表達(dá)式最小的α值。
圖3表示對于不同的速度v和噪聲功率電平N,α的最佳值。圖3中的曲線與方程(6)給出的濾波器相關(guān),其中hF表示在長度4上的移動平均。從而圖3給出了α的最佳值,α作為信噪比和多普勒帶寬(或等價的速度)的函數(shù)。
圖4示出了用于速度估計的過程的流程圖,該過程不包含任何譜測量。在步驟101,確定平衡條件下α的值;然后在步驟102,估計SNR;最后在步驟103,根據(jù)圖3所示的函數(shù)依賴性來估計速度。
注意,已知α作為多普勒帶寬和SNR的函數(shù),可能出現(xiàn)曲線反轉(zhuǎn)的問題。參考圖3,SNR/速度平面中α等于零的區(qū)域證明了這個問題。這個問題可以這樣解決使用不同的濾波器導(dǎo)出速度和SNR,并使用一個函數(shù)將該濾波器的最佳α映射到用于對信道相量進(jìn)行濾波的有效濾波器的α。具體而言,為此可以使用純IIR濾波器。
以下方法可用于圖4的步驟102中對SNR的確定和估計。理想情況下,濾波器只濾出噪聲。這說明,如果x為濾波器的輸入,y為濾波器的輸出,則具有的譜分量在濾波器帶寬之外的噪聲的功率為<(x-y)2>=<n2>=N0(11)其中x為濾波器的輸入,y為一般時刻的輸出。
整個奈奎斯特帶寬內(nèi)的噪聲可以從N0導(dǎo)出σN2=<n2>2·fN-∫2fN|H(f)|2df---(12)]]>方程(12)提供了提取噪聲估計的方法。根據(jù)該方程,通過使用輸入信號和假設(shè)信號與噪聲不相關(guān)得到信號功率,如下σS2=<x2>-σN2---(13)]]>由下式給出SNRσS2σN2---(14)]]>注意這是長時間的SNR。瞬時SNR可以由下式導(dǎo)出SNRj=yj2σN2---(15)]]>
其中,yj2是時刻j的濾波器輸出。
從方程(12)可以看出,分母中具有奈奎斯特頻率。這說明,使用輸入信號的不同子采樣拷貝,可以通過結(jié)合不同的獨立測量來改進(jìn)噪聲估計。
表1
表1給出了速度的實際值和估計值,其中采樣速率對應(yīng)于奈奎斯特頻率,信號對應(yīng)于解擾頻/解展頻后的連續(xù)導(dǎo)頻信號。用于均值計算的導(dǎo)頻符號數(shù)量是4000,對應(yīng)于30幀*1/采樣速率。根據(jù)后2000個采樣得到該均值,同時所有情況下平均SNR約為2dB。
表2
如表2中所示,尤其在低速度情況下,通過考慮信號的下采樣(downsample)形式來改進(jìn)速度估計。對于低速度的情況,信號只占據(jù)奈奎斯特帶寬的一小部分,所以具有很窄的帶寬。通過降低奈奎斯特帶寬,即通過下采樣,信號所占據(jù)的帶寬部分變大,并且可以根據(jù)α更好地求解出不同的速度值。
通常,噪聲功率和SNR估計的精確性與速度在相同范圍內(nèi)。所以,圖4中所示的速度和/或SNR估計的基本過程可以按照以下方式實現(xiàn)。在步驟101中確定平衡條件下系數(shù)α的值后,在步驟102中根據(jù)方程(11)、(12)和(13)估計SNR。最后,在步驟103中,將α的值和估計出的SNR作為輸入,根據(jù)圖3所示的函數(shù)依賴性導(dǎo)出速度。
可以如下進(jìn)一步改進(jìn)該估計過程。實際上,方程(12)中給出的表達(dá)式是僅被調(diào)諧至多普勒帶寬的理想低通濾波器的濾波器帶外噪聲功率。在實際情況中,濾波器傳遞函數(shù)沒有臺階形狀。這說明即使當(dāng)最佳地調(diào)節(jié)該濾波器以最小化整體失真時,也存在被濾出的殘留信號功率。這可以表示如下<(x-y)2>=N0+S0(16)其中S0表示被濾波器濾出的信號功率??梢哉J(rèn)為這部分功率是全部信號功率的一小部分,并且對于每個多普勒速度和SNR,它可以被確定為S0(fd,SN)=∫2fNP(f)df-∫2fN|Hopt(f)|2·P(f)df---(17)]]>其中S0(fd,SN)S=Fs(fd,SN)---(18)]]>給出了該最佳濾波器對信號的整形因數(shù)。
該濾波器整形因數(shù)可以表示為僅為多普勒頻率的函數(shù),如下Fs(fd,SN)=∫2fNP‾(f)(1-|Hopt(f)|2)df]]>其中P‾(f)=1π2(f2-fd2)]]>在我們的應(yīng)用中通常被假定為信號的功率譜。
濾波器帶寬之外的噪聲功率可以表示為N0=<(x-y)>2-S0=<(x-y)2-δS2·Fs(fd,SN)---(19)]]>
奈奎斯特帶寬內(nèi)的全部噪聲功率可以表示為σN2=N02·fN-∫2fN|H(f)|2df=N0·FN(fd,SN)---(20)]]>這里,我們引入了用于噪聲的等效濾波器整形因數(shù)。
最后我們可以得到兩個方程σN2=(<(x-y)2>-FS·σS2)·FN]]>σS2=<x2>-σN2]]>(21)圖5示出了用于細(xì)化SNR和多普勒帶寬或速度估計的迭代過程的流程圖。在步驟201中,利用方程(11)和(13)確定第一組功率值σS2,σN2。然后在步驟202中,對于給定的α,根據(jù)圖3中給出的表或關(guān)系導(dǎo)出多普勒頻率。在步驟203中,確定濾波器整形因數(shù) 根據(jù)該濾波器整形因數(shù),在步驟204中利用方程(21)導(dǎo)出新的功率值σS2,σN2。然后在步驟202重新開始該過程。
注意,該過程的實際應(yīng)用中需要對用于 的兩個表進(jìn)行計算和/或存儲。
由圖2中的相關(guān)單元48執(zhí)行的由方程(5)表示的相關(guān)過程可以基于預(yù)定長度。通過使用與用于計算平均值的一個時隙對應(yīng)的長度,可以獲得浮點結(jié)果。在UMTS中,一幀對應(yīng)于10ms的時間間隔,包括15個時隙。一個時隙中包含的導(dǎo)頻符號的數(shù)量為10個,其轉(zhuǎn)化成20個標(biāo)量值。
關(guān)于該方法的實現(xiàn),一種可能的方法是基于這些量的瞬時值(非標(biāo)準(zhǔn)化的誤差)C(n)=(yn-xn′)·(yn-1-x‾n-1)---(22)]]>尤其,可以引入逐步的過程,其中在非標(biāo)準(zhǔn)化誤差的瞬時采樣上執(zhí)行極點更新αn=αn-1-δn·C(n)(23)為了進(jìn)一步降低復(fù)雜度,可以考慮“sign”工具。這種情況下,用于極點更新的方程將具有如下形式
αn=αn-1-δn·sign(CS(n)) (24)注意,αn的精度不必須是濾波器中有效使用的系數(shù)的精度。例如,10比特精度可以用于極點,極點值按照方程(24)所示被更新,而3比特精度可以用于濾波器中的實現(xiàn)。與非自適應(yīng)濾波器相比,所獲得的結(jié)果仍然表現(xiàn)出相當(dāng)大的改進(jìn)。
在完全以硬件實現(xiàn)該優(yōu)選實施例的情況中,可以使用這種逐步實現(xiàn)方式。
下文中,描述對濾波器階數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)的過程。
對于兩個極點的濾波器,可以使用類似方程(5)的兩個方程來更新該濾波器系數(shù)。那么這種濾波器需要的復(fù)雜度加倍。所提出的具體過程允許提高濾波器階數(shù),而不提高復(fù)雜度。
對于窄多普勒帶寬和/或低SNR的情況,在使用一個極點的濾波器中,該極點呈現(xiàn)接近1的值。那么,該極點能夠達(dá)到的最大值可以固定,并且可以定義以下策略。當(dāng)極點達(dá)到預(yù)定值時,該第一極點的值將保持恒定并等于最大值,并對第二個極點執(zhí)行自適應(yīng)。這樣,濾波器的極點個數(shù)從一個變成兩個。則該濾波器的方程為yn=α1·yn-1+α2·yn-2+(1-α1-α2)·xn-1(25)可以看出,p1,p2為兩個極點,k定義為p2=k·p1其中0≤k≤1p1=z(z為固定值,小于1的正值)可以導(dǎo)出以下方程來更新kkn=kn-1-δ·φ‾k(1)φk(0)---(26)]]>其中φ‾k(1)=<(yn-x·n)·(p1·(yn-1-x‾n-1)-p12·(yn-2-x‾n-1)>---(27]]>可以使用最后一個方程迭代地確定第二個極點,其復(fù)雜度與一個極點的濾波器相當(dāng)。注意,可以迭代地應(yīng)用該過程引入多個極點,并且也可以在兩個方向上執(zhí)行濾波器階數(shù)的自適應(yīng),這是因為如果我們正在操作兩個極點的濾波器并且第二個極點會呈現(xiàn)很接近0的值,則我們可以利用一個極點開始操作。
圖6是表示用于對濾波器階數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)的概要過程的示意流程圖。在步驟300中,該過程開始形成一階濾波器。然后在步驟301,依照方程(7)更新濾波器系數(shù)。在步驟302,檢查是否α>1-β,其中β為接近0的參數(shù)。如果判斷為肯定的,則根據(jù)以下關(guān)系,在步驟303中將該濾波器的方程變成方程(25)所示的兩個極點形式p1=1-βp2=k·p1α1=p1+p2α2=p1·p2然后在步驟304中,依照式(26)和(27)確定下一個k值。
如果步驟302中的檢查結(jié)果是否定的,則該過程返回到步驟301,并再次更新系數(shù)。
在步驟305,檢查是否k≤λ,其中λ為接近0的參數(shù),k為預(yù)定長度k上的均值。如果判斷為肯定的,則在步驟306中根據(jù)方程(6)中給出的預(yù)定結(jié)構(gòu)重新開始該濾波器的自適應(yīng),該過程返回到步驟301,并依照方程(7)再次對濾波器系數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)或更新。
現(xiàn)在描述一種可選的對于殘留頻率偏移的緩和。殘留頻率偏移(FO),即采用該信道估計濾波器的接收機(jī)單元中的本地振蕩器的頻率與載波頻率之間的差值,在估計信道相量中的殘留誤差方面和速度估計方面,都對該優(yōu)選實施例的性能具有負(fù)面影響。這是由于殘留頻率偏移增加了接收信號的帶寬,具有兩個影響首先,即使接收濾波器的帶寬經(jīng)過自適應(yīng),較大的帶寬轉(zhuǎn)化為在信道估計濾波器的輸出中更多的噪聲;其次,該帶寬不能與最大多普勒譜發(fā)生關(guān)系,從而不與速度有關(guān)。總之,用于接收信號的頻率擴(kuò)展估計的方法給出了由于頻率偏移和多普勒擴(kuò)展導(dǎo)致的接收信號改變量的測量。
在第一個例子中,通過采用本地補償環(huán)路,將該本地補償環(huán)路在信道估計濾波器40之前應(yīng)用于接收的解展頻的導(dǎo)頻信號,可以減輕由頻率偏移引起的損失。
圖7示出了自適應(yīng)信道估計和前饋頻率偏移估計/補償?shù)膹?fù)合方案的示意框圖。根據(jù)該解決方案,將前饋技術(shù)用于頻率偏移補償。這說明在長度為T1的間隔期間,對于圖1的Rake接收機(jī)30的每個分支,在頻率偏移估計單元42中從解展頻的公共CPICH導(dǎo)頻中提取出頻率偏移的估計。將該估計值送入頻率偏移補償單元44,用于補償長度為T2的下一個周期的頻率偏移。然后將該補償后的導(dǎo)頻信號送入信道估計濾波器40。可以周期性地進(jìn)行頻率偏移的估計或測量,以適應(yīng)本地振蕩器的頻率漂移或例如由于切換過程導(dǎo)致的發(fā)送載波的變化。
注意,可以使用傳統(tǒng)技術(shù)執(zhí)行頻率偏移估計。具體而言,對于解展頻的公共導(dǎo)頻信號,可以使用基于連續(xù)QPSK符號的相位差分檢測的技術(shù)。圖8是表示在依賴于CPICH采樣數(shù)量的極點跡線上頻率偏移和頻率偏移補償?shù)男Ч那€圖。該圖與速度v=3km/h的傳播情況有關(guān)。在30Hz殘留頻率偏移(FO)和無補償(nc)情況下,極點值小于無殘留頻率偏移(NFO)的情況。這是由于接收信號的帶寬擴(kuò)展造成的。如果按照圖7給出的方案執(zhí)行頻率偏移的補償(c),則極點跡線與無頻率偏移(NFO)情況下的極點跡線十分接近。因此,可以減輕頻率偏移的影響并改進(jìn)濾波器性能。
還要注意,本申請不局限于上述具體實施例,而是可以用在基于濾波器過程的任何單元或過程中。尤其,所描述的自適應(yīng)信道估計方案的各個單元可以通過硬件電路實現(xiàn),或者可以通過控制信號處理設(shè)備的軟件程序?qū)崿F(xiàn),或者通過兩者的結(jié)合實現(xiàn)。在使用一階濾波器的情況下,濾波器和自適應(yīng)規(guī)則的定義還包括用于從濾波器的極點達(dá)到的值導(dǎo)出輸入信號特征的過程,如信噪比和多普勒擴(kuò)展。還應(yīng)注意,上述過程的應(yīng)用領(lǐng)域比優(yōu)選實施例中的應(yīng)用領(lǐng)域?qū)?,即比用于UMTS的信道估計的領(lǐng)域要寬。實際上,在必須從噪聲中濾出窄帶信號并且第5頁的假設(shè)(a)和(b)成立的任何情況中,通過在這種更一般的情況中提供用于估計信號帶寬和信噪比的裝置,都可以應(yīng)用本發(fā)明。
權(quán)利要求
1.一種濾波器裝置(40),包括-濾波器模塊,該濾波器模塊具有用于提供預(yù)定選擇性的固定部分,并具有用于確定所述濾波器模塊的頻率響應(yīng)的自適應(yīng)部分;以及-控制模塊(48),用于控制所述自適應(yīng)部分來改變所述頻率響應(yīng)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置,其中在通信系統(tǒng)的接收機(jī)(30)中采用所述裝置來進(jìn)行信道估計。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的裝置,其中所述濾波器模塊適用于對無線通信系統(tǒng)的公共導(dǎo)頻信道施加濾波操作。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的裝置,其中所述控制模塊(48)適用于通過改變所述濾波器模塊的至少一個極點同時保持零點為常量,來改變所述頻率響應(yīng)。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的裝置,其中所述控制模塊(48)適用于基于誤差函數(shù)的二階統(tǒng)計量來施加濾波器系數(shù)調(diào)整過程。
6.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的裝置,還包括頻率偏移估計模塊(42),用于估計提供給所述濾波器模塊的信號中的頻率偏移。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的裝置,還包括頻率偏移補償模塊(44),用于基于所述頻率偏移估計模塊(42)的輸出信號來補償所述信號中的所述頻率偏移。
8.一種濾波方法,包括步驟(a)設(shè)置濾波器特性的預(yù)定零點值,以提供預(yù)定的濾波器選擇性;以及(b)控制濾波器參數(shù)來改變所述濾波器特性的極點值,從而提供頻率響應(yīng)自適應(yīng)。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法,還包括估計步驟,用于基于由濾波器輸入和輸出提取的統(tǒng)計量來估計信噪比。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法,其中根據(jù)濾波器系數(shù)在平衡條件下達(dá)到的值和所述估計的信噪比來導(dǎo)出信號帶寬估計。
11.根據(jù)權(quán)利要求9或10所述的方法,其中所述估計步驟包括基于濾波器整形因數(shù)的確定而進(jìn)行的迭代細(xì)化過程。
12.根據(jù)權(quán)利要求8到11中任一項所述的方法,還包括自適應(yīng)步驟,用于基于確定的濾波器系數(shù)的值來增加濾波器階數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明涉及濾波器裝置和方法,具有用于提供預(yù)定選擇性的固定方面,以及具有用于確定所述濾波器裝置的頻率響應(yīng)的自適應(yīng)方面??刂谱赃m應(yīng)方面來改變頻率響應(yīng)。設(shè)置濾波器特性的預(yù)定零點值來提供預(yù)定的濾波器選擇性;以及控制至少一個濾波器參數(shù)來改變?yōu)V波器特性的極點值,以提供頻率響應(yīng)自適應(yīng)。因此,可以改變?yōu)V波器操作的頻率響應(yīng),同時保持濾波器選擇性。從而該濾波器裝置能夠處理高級的系統(tǒng)需求,同時保持低復(fù)雜度和功率消耗。
文檔編號H04L25/02GK1856974SQ200480027258
公開日2006年11月1日 申請日期2004年9月14日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月23日
發(fā)明者皮耶路易吉·亞歷山德羅 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司
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