專利名稱：用于校正rf功率放大器內(nèi)記憶效應的數(shù)字預矯正系統(tǒng)和方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及RF功率放大器的線性化。特別地，本發(fā)明涉及RF功率放大器的數(shù)字預矯正(predistortion)線性化。
背景技術(shù)：
在數(shù)字信息的RF傳輸中，抽樣數(shù)據(jù)序列被轉(zhuǎn)換為模擬信號，并隨后利用包含不希望的非線性的各種操作進行處理。非線性的主要來源是功率放大器(PA)。PA(或其他設備)的非線性行為能夠利用數(shù)字預矯正來補償。即，校正信號是在PA之前施加的抽樣序列。利用xDPD(nT)標注的校正信號被表示為對應于發(fā)射機中非線性模式的一組較高階(higher-order)子信號。
PA傳送特性的非線性行為能夠被分類為無記憶(memoryless)或基于記憶的(memory-based)。對于無記憶非線性設備，非線性模式僅是瞬時輸入值x(t)的函數(shù)。相反地，對于呈現(xiàn)記憶效應的PA，非線性模式是瞬時輸入值和過去輸入值兩者的函數(shù)。通常，記憶效應存在于任何PA中；然而，當輸入信號的帶寬大時，該效應將變得更加明顯。結(jié)果，記憶效應的校正隨著投入使用的寬的帶寬調(diào)制形式而變得日益更加重要。
因此，當前需要用于在功率放大器中校正失真和特別地校正由于記憶效應而引起的失真的系統(tǒng)和方法。

發(fā)明內(nèi)容
在第一方面，本發(fā)明提供一種適于接收數(shù)字輸入信號并輸出預矯正數(shù)字信號的數(shù)字預矯正器。該數(shù)字預矯正器包括被耦合來接收數(shù)字輸入信號的輸入端。第一信號路徑被耦合到該輸入端，并且包括延遲電路和耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路。第二信號路徑與第一信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，并且包括在輸入信號上提供第一預矯正操作的第一數(shù)字預矯正器電路。第三信號路徑與第一和第二信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，并且包括在輸入信號上提供第二不同的預矯正操作的第二數(shù)字預矯正器電路。該組合器電路接收并組合第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出與第一信號路徑的延遲電路的輸出，以提供預矯正的數(shù)字輸出信號。
在一個優(yōu)選實施例中，第一數(shù)字預矯正器電路提供僅采用數(shù)字輸入信號的電流抽樣模擬無記憶失真效應的第一預矯正操作。第二數(shù)字預矯正器電路提供采用數(shù)字輸入信號的多個抽樣模擬記憶失真效應的第二預矯正操作。組合器電路優(yōu)選地包括復數(shù)加法電路。數(shù)字預矯正器進一步包括第二組合器電路，耦合到第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出端，并且提供組合的第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出給第一信號路徑中的組合器電路。第二組合器電路優(yōu)選地包括復數(shù)加法電路。
根據(jù)另一個方面，本發(fā)明提供一種適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正校正信號的數(shù)字預矯正電路。該數(shù)字預矯正電路包括用于接收數(shù)字輸入信號的輸入端。數(shù)字預矯正電路進一步包括第一信號路徑，其包括耦合到輸入端的延遲電路和耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路。數(shù)字預矯正電路進一步包括濾波器組，耦合到輸入端并與第一信號路徑并聯(lián)配置，該濾波器組包括至少兩個濾波器，具有不同的頻率響應并且輸出從數(shù)字輸入信號的多個抽樣中導出的至少第一和第二限帶信號。多個非線性操作電路被耦合到濾波器組并且接收限帶信號，非線性操作電路從限帶信號中產(chǎn)生較高階信號。非線性操作電路的輸出被提供給第一信號路徑中的組合器電路，并且與從第一信號路徑中的延遲電路輸出的延遲輸入信號進行組合，以提供數(shù)字預矯正輸出信號。
在一個優(yōu)選實施例中，數(shù)字預矯正電路進一步包括多個加權(quán)電路，耦合到非線性操作電路的輸出端并且將相應的加權(quán)系數(shù)應用于較高階信號。輸入信號將具有相關的頻率帶寬，并且一個或多個較高階信號將落入輸入信號的帶寬內(nèi)。加權(quán)系數(shù)對于輸入信號的帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。組合器電路優(yōu)選地為復數(shù)乘法電路，并且從組合器電路輸出的預矯正輸出信號為從輸入信號和來自非線性操作電路的較高階信號中導出的三階信號。數(shù)字預矯正電路可以進一步包括多個復數(shù)加法電路，這些復數(shù)加法電路接收并相加來自多個非線性操作電路的較高階信號，而且提供組合的較高階信號到第一信號路徑中的組合器電路。濾波器組可以包括分別具有第一固定頻率響應和第二固定頻率響應的第一和第二濾波器，第二頻率響應包括第一頻率響應的鏡像(image)。多個非線性操作電路包括第一、第二和第三非線性操作電路。第一非線性操作電路包括接收第二濾波器的輸出的第一復共軛電路以及接收第一復共軛電路的輸出和第一濾波器的輸出并提供第一較高階信號的第一復數(shù)乘法電路。第二非線性操作電路包括分別接收第一和第二濾波器輸出的第一和第二幅度平方電路，以及相加第一和第二幅度平方電路的輸出并提供輸出作為第二較高階信號的加法電路。第三非線性操作電路包括接收第一濾波器的輸出的第二復共軛電路以及將第二復共軛電路的輸出和第二濾波器的輸出相乘以提供第三較高階信號的第二復數(shù)乘法電路。
根據(jù)另一個方面，本發(fā)明提供一種適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正信號的數(shù)字預矯正電路。該數(shù)字預矯正電路包括用于接收數(shù)字輸入信號的輸入端。該數(shù)字預矯正電路進一步包括第一信號路徑，其包括耦合到輸入端的延遲電路以及耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路。數(shù)字預矯正電路進一步包括耦合到輸入端并與第一信號路徑并聯(lián)配置而且接收數(shù)字輸入信號的非線性操作電路，該非線性操作電路根據(jù)數(shù)字輸入信號產(chǎn)生較高階信號。濾波器組耦合到非線性操作電路，并接收較高階信號，該濾波器組包括具有不同頻率響應并輸出從較高階信號的多個抽樣中導出的多個限帶的較高階信號的多個濾波器。這些濾波器的輸出被提供給第一信號路徑中的組合器電路并且與從第一信號路徑中的延遲電路輸出的延遲輸入信號進行組合，以提供數(shù)字預矯正輸出信號。
在數(shù)字預矯正電路的一個優(yōu)選實施例中，輸入信號為復信號，并且非線性操作電路包括提供對應于復式數(shù)字輸入信號的幅度平方的信號的幅度平方電路。該數(shù)字預矯正電路可以進一步包括多個加權(quán)電路，耦合到多個濾波器的輸出端并且將各自的加權(quán)系數(shù)應用于限帶的較高階信號。輸入信號將具有關聯(lián)的頻率帶寬，并且一個或多個限帶的較高階信號落在輸入信號的帶寬內(nèi)。加權(quán)系數(shù)對于輸入信號的帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。組合器電路優(yōu)選地是復數(shù)乘法電路，并且從組合器電路輸出的預矯正輸出信號為從輸入信號和限帶的較高階信號中導出的三階信號。數(shù)字預矯正電路還可以進一步包括多個復數(shù)加法電路，這多個復數(shù)加法電路接收并相加限帶的較高階信號，而且提供組合的較高階信號到第一信號路徑中的組合器電路。濾波器組可以包括各自具有第一固定頻率響應和第二固定頻率響應的第一和第二濾波器以及第三濾波器，第二頻率響應包括第一頻率響應的鏡像，并且第三濾波器具有與所述第一和第二濾波器不同的頻率響應。
根據(jù)另一個方面，提供本發(fā)明一種適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正信號的數(shù)字預矯正電路。數(shù)字預矯正電路包括用于接收數(shù)字輸入信號的輸入端。該數(shù)字預矯正電路進一步包括濾波器組，該濾波器組包括至少兩個濾波器，具有不同的頻率響應并輸出從數(shù)字輸入信號的多個抽樣中導出的至少第一和第二帶限信號。該數(shù)字預矯正電路進一步包括耦合到濾波器組并接收帶限信號的多個非線性操作電路，這些非線性操作電路根據(jù)帶限信號產(chǎn)生三階或較高階信號，并且一個或多個組合器電路接收并組合非線性操作電路的輸出，以提供數(shù)字預矯正輸出信號。
在優(yōu)選實施例中，數(shù)字預矯正電路可以進一步包括耦合到非線性操作電路的輸出并將相應的加權(quán)系數(shù)應用于較高階信號的多個加權(quán)電路。輸入信號將具有相關聯(lián)的頻率帶寬，并且一個或多個較高階信號落入輸入信號的帶寬內(nèi)。加權(quán)系數(shù)對輸入信號帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。一個或多個組合器電路優(yōu)選地包括多個復數(shù)加法電路。濾波器組包括分別具有第一固定頻率響應和第二固定頻率響應的第一和第二濾波器，第二頻率響應包括第一頻率響應的鏡像。多個非線性操作電路可以包括第一、第二、第三和第四非線性操作電路。第一非線性操作電路包括接收第一濾波器輸出的第一復數(shù)平方電路、接收第二濾波器輸出的第一共軛電路以及接收復數(shù)平方電路和第一復共軛電路的輸出并提供第一較高階信號的第一復數(shù)乘法電路。第二非線性操作電路包括分別接收第一和第二濾波器輸出的第一和第二幅度平方電路、將第一和第二幅度平方電路的輸出相加的加法電路以及將第一濾波器的輸出和加法電路的輸出相乘并提供輸出作為第二較高階信號的第二復數(shù)乘法電路。第三非線性操作電路包括第三復數(shù)乘法電路，其接收并將第二濾波器的輸出與加法電路的輸出相乘，而且提供輸出作為第三較高階信號的。第四非線性操作電路包括接收第一濾波器輸出的第二復共軛電路、接收第二濾波器輸出的第二復數(shù)平方電路以及將第二復共軛電路的輸出與第二復數(shù)平方電路相乘以提供第四較高階信號的第四復數(shù)乘法電路。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正信號的數(shù)字預矯正電路。該數(shù)字預矯正電路包括用于接收數(shù)字輸入信號的輸入端。數(shù)字預矯正電路進一步包括耦合到輸入端并接收數(shù)字輸入信號的非線性操作電路。數(shù)字預矯正電路進一步包括從數(shù)字輸入信號中產(chǎn)生第三或較高階信號的非線性操作電路。濾波器組耦合到非線性操作電路并接收第三或較高階信號，該濾波器組包括多個濾波器，具有不同的頻率響應并輸出從三階或較高階信號的多個抽樣中得到的多個限帶三階或較高階信號。該數(shù)字預矯正電路進一步包括接收并組合濾波器的輸出以提供預矯正輸出信號的一個或多個組合器電路。
在數(shù)字預矯正電路的一個優(yōu)選實施例中，輸入信號為復數(shù)信號，并且非線性操作電路包括提供對應于利用復數(shù)數(shù)字輸入信號相乘的復數(shù)數(shù)字輸入信號的幅度平方的三階信號的電路。數(shù)字預矯正電路進一步包括耦合到多個濾波器的輸出端并將各自的加權(quán)系數(shù)應用于限帶三階或較高階信號的多個加權(quán)電路。輸入信號將具有相關聯(lián)的頻率帶寬，并且一個或多個限帶三階或較高階信號至少部分地落入輸入信號的帶寬內(nèi)。加權(quán)系數(shù)對于輸入信號帶寬內(nèi)的一個或多個三階或較高階信號應用選擇加權(quán)。一個或多個組合器電路優(yōu)選地包括接收并相加限帶三階或較高階信號的多個復數(shù)加法電路。濾波器組可以包括每個都具有不同的固定頻率響應的第一、第二、第三和第四濾波器。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)，適于接收數(shù)字輸入信號并且對于非線性分量輸出預矯正數(shù)字信號，而且接收非線性分量的輸出的數(shù)字抽樣。該數(shù)字預矯正系統(tǒng)包括被耦合來接收數(shù)字輸入信號的輸入端。數(shù)字預矯正模塊被耦合到輸入端，并且包括預矯正電路，對數(shù)字輸入信號操作，以便從輸入信號中產(chǎn)生限帶信號，而且采用單獨的預矯正系數(shù)來加權(quán)限帶信號。該數(shù)字預矯正系統(tǒng)進一步包括誤差生成器電路，用于接收數(shù)字輸入信號和非線性分量輸出的數(shù)字抽樣，并且提供數(shù)字誤差信號。該數(shù)字預矯正系統(tǒng)進一步包括自適應系數(shù)生成器，被耦合來接收數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號，并包括譜加權(quán)電路來從輸入信號和誤差信號中導出單獨加權(quán)的頻率分量以及用于計算對于不同的頻率分量不同加權(quán)的更新的預矯正系數(shù)并提供更新的預矯正系數(shù)給數(shù)字預矯正模塊的系數(shù)估算器電路。
在自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)的優(yōu)選實施例中，系數(shù)估算器電路包括加權(quán)的最小均方系數(shù)估算器。該系數(shù)估算器電路優(yōu)選地包括利用加權(quán)的最小均方算法所編程的數(shù)字信號處理器。譜加權(quán)電路優(yōu)選地包括多個數(shù)字濾波器，接收并對數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號操作。譜加權(quán)電路優(yōu)選地進一步包括用于從數(shù)字輸入信號中得到頻率受限子序列的子序列計算電路，并且多個數(shù)字濾波器之一接收并對數(shù)字誤差信號操作，而且多個數(shù)字濾波器之中的其余濾波器接收并對頻率受限子序列操作。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種線性化的放大器系統(tǒng)，適于接收數(shù)字輸入信號并輸出放大的RF信號。該線性化的放大器系統(tǒng)包括被耦合來接收數(shù)字輸入信號的輸入端。該線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括數(shù)字預矯正器模塊。該數(shù)字預矯正器模塊包括耦合到輸入端的第一信號路徑，第一信號路徑包括延遲電路和耦合到延遲電路輸出的組合器電路。該數(shù)字預矯正器模塊進一步包括第二信號路徑，與第一信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，該第二信號路徑包括提供對輸入信號的單個抽樣操作的在輸入信號上的無記憶預矯正操作的第一數(shù)字預矯正器電路。該數(shù)字預矯正器模塊進一步包括第三信號路徑，與第一和第二信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，該第三信號路徑包括采用輸入信號的多個抽樣在輸入信號上提供基于記憶的預矯正操作的第二數(shù)字預矯正器電路。該數(shù)字預矯正器模塊的組合器電路接收并組合第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出與第一信號路徑的延遲電路的輸出，以提供預矯正的數(shù)字信號。線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括數(shù)-模轉(zhuǎn)換器，該數(shù)-模轉(zhuǎn)換器被耦合以接收來自數(shù)字預矯正器模塊的預矯正的數(shù)字信號，并提供預矯正的模擬信號；和上變頻器，該上變頻器接收來自數(shù)-模轉(zhuǎn)換器的預矯正的模擬信號，并將其轉(zhuǎn)換為RF模擬信號。該線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括接收RF模擬信號并提供放大的RF輸出信號的功率放大器。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種自適應線性化的放大器系統(tǒng)。該自適應線性化的放大器系統(tǒng)包括被耦合來接收數(shù)字輸入信號的輸入端。該自適應線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括耦合到輸入端并接收數(shù)字輸入信號及輸出預矯正數(shù)字信號的數(shù)字預矯正器模塊。該數(shù)字預矯正器模塊包括預矯正電路，在數(shù)字輸入信號上操作，以便從輸入信號中產(chǎn)生限帶信號并且采用單獨的預矯正系數(shù)來加權(quán)限帶信號。自適應線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括數(shù)-模轉(zhuǎn)換器，被耦合來接收數(shù)字預矯正器模塊的預矯正數(shù)字信號輸出并且提供模擬信號；和上變頻器，用于接收來自數(shù)-模轉(zhuǎn)換器的模擬信號并將其轉(zhuǎn)換為RF模擬信號。該自適應線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括接收RF模擬信號并提供放大的RF輸出信號的功率放大器。輸出抽樣耦合器被耦合，以抽樣來自功率放大器的模擬RF輸出信號。自適應線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括反饋電路路徑，耦合到輸出抽樣耦合器，包括下變頻器和將抽樣的RF輸出信號轉(zhuǎn)換為表示RF輸出信號的數(shù)字抽樣信號的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器。自適應線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括耦合到輸入端的誤差生成器電路以及用于接收數(shù)字輸入信號和數(shù)字抽樣信號并提供數(shù)字誤差信號的反饋電路路徑。自適應線性化的放大器系統(tǒng)進一步包括自適應系數(shù)生成器，被耦合來接收數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號，并且提供更新的預矯正系數(shù)到數(shù)字預矯正器模塊。自適應系數(shù)生成器包括譜加權(quán)電路，用于從數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號中得到單獨加權(quán)的頻率分量；以及用于計算對于不同的頻率分量不同加權(quán)的更新的預矯正系數(shù)的系數(shù)估算器電路。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法。該方法包括接收數(shù)字輸入信號并且沿著三條并行信號路徑分離數(shù)字輸入信號。該方法進一步包括延遲沿著第一信號路徑所提供的信號。該方法進一步包括采用輸入信號的單個抽樣來數(shù)字地預矯正沿著第二信號路徑所提供的信號，以提供無記憶預矯正校正。該方法進一步包括使用輸入信號的多個抽樣來數(shù)字地預矯正沿著第三路徑的信號，以提供基于記憶的數(shù)字預矯正校正。該方法進一步包括組合從第二和第三信號路徑中提供的無記憶和基于記憶的數(shù)字預矯正校正以及第一信號路徑中的延遲信號，以提供預矯正的數(shù)字輸出信號。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法。該方法包括接收數(shù)字輸入信號并從數(shù)字輸入信號中得到多個限帶較高階信號。該方法進一步包括利用在限帶較高階信號之間改變的預矯正系數(shù)來加權(quán)多個限帶較高階信號，以提供預矯正校正信號。該方法進一步包括組合預矯正校正信號和數(shù)字輸入信號，以提供預矯正數(shù)字輸出信號。
在用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法的一個優(yōu)選實施例中，從數(shù)字輸入信號導出多個限帶較高階信號包括濾波輸入信號，以產(chǎn)生多個限帶信號，并對限帶信號執(zhí)行多個非線性操作，以產(chǎn)生限帶較高階信號?？商鎿Q地，從數(shù)字輸入信號中導出多個限帶較高階信號優(yōu)選地包括對輸入信號執(zhí)行非線性操作，以產(chǎn)生較高階信號，并且對較高階信號執(zhí)行多個濾波操作，以產(chǎn)生所述限帶較高階信號。這些限帶較高階信號可以是二階信號，并且該方法進一步包括將限帶較高階信號與數(shù)字輸入信號相乘，以提供三階數(shù)字信號作為預矯正校正信號?？商鎿Q地，這些限帶較高階信號可以是三階信號。該輸入信號具有相關聯(lián)的頻率帶寬，并且一個或多個限帶較高階信號落入輸入信號的頻率帶寬內(nèi)。預矯正系數(shù)優(yōu)選地對于該輸入信號的頻率帶寬內(nèi)的一個或較高階信號應用選擇加權(quán)。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法。該方法包括接收數(shù)字輸入信號，并且基于數(shù)字輸入信號的多個抽樣的聯(lián)合(joint)時間頻率表示，導出表示非線性基函數(shù)的多個較高階信號。該方法進一步包括利用預矯正系數(shù)加權(quán)多個較高階信號，以提供預矯正校正信號。該方法進一步包括將預矯正校正信號與數(shù)字輸入信號進行組合，以提供預矯正的數(shù)字信號。
在用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法的優(yōu)選實施例中，非線性基函數(shù)包括基于輸入信號的Gabor(加博爾)展開式的截短Gaussian(高斯)函數(shù)。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供一種用于放大器系統(tǒng)的自適應數(shù)字預矯正線性化的方法。該方法包括接收數(shù)字輸入信號并且從數(shù)字輸入信號中導出多個限帶較高階信號。該方法進一步包括利用譜加權(quán)的預矯正系數(shù)加權(quán)多個頻帶較高階信號，以提供預矯正校正信號；以及組合預矯正校正信號與數(shù)字輸入信號，以提供預矯正的數(shù)字信號。該方法進一步包括將預矯正的數(shù)字信號從數(shù)字形式轉(zhuǎn)換為模擬形式，以提供預矯正的模擬信號；以及上變頻預矯正的模擬信號為RF信號。該方法進一步包括放大RF信號，以提供放大的RF輸出信號。該方法進一步包括抽樣RF輸出信號；和下變頻所抽樣的RF輸出信號為較低頻抽樣的模擬輸出信號。該方法進一步包括將較低頻抽樣的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式，以提供抽樣的數(shù)字輸出信號。從輸入數(shù)字信號和抽樣的數(shù)字輸出信號中得到誤差信號。該方法進一步包括從誤差信號和數(shù)字輸入信號中導出譜加權(quán)的子信號，以及自適應地從譜加權(quán)的子信號中生成所述譜加權(quán)的預矯正系數(shù)。
在本發(fā)明下面的詳細描述中描述另外的特征和優(yōu)點。


圖1是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例采用數(shù)字預矯正線性化的線性化功率放大器系統(tǒng)的方框示意圖。
圖2A、2B和2C是分別在時域、頻域和聯(lián)合時間與頻率域中時移的和頻率調(diào)制的Gaussian函數(shù)的圖形表示。
圖3A和3B是分別用于數(shù)字信號的時間序列表示和聯(lián)合時間-頻率表示的抽樣位置的圖形表示。
圖4是基函數(shù)以及基函數(shù)上時間延遲效應的圖形表示。
圖5是在圖1的功率放大器系統(tǒng)中采用的記憶數(shù)字預矯正電路的第一實施例的方框示意圖。
圖6是在圖1的功率放大器系統(tǒng)中采用的記憶數(shù)字預矯正電路的第一實施例的交替實現(xiàn)方式的方框示意圖。
圖7是根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例采用預矯正系數(shù)的自適應生成的數(shù)字預矯正線性化功率放大器系統(tǒng)的方框示意圖。
圖8是根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例在圖7的功率放大器系統(tǒng)中采用的自適應系數(shù)生成器的方框示意圖。
圖9是利用圖5所示的記憶數(shù)字預矯正電路的實施例的實現(xiàn)方式中在圖8所采用的三階模式子序列計算電路的優(yōu)選實施例的方框示意圖。
圖10是利用圖6所示的記憶數(shù)字預矯正電路的實施例的實現(xiàn)方式中在圖8所采用的三階模式子序列計算電路的優(yōu)選實施例的方框示意圖。
圖11是在圖1和圖7的功率放大器系統(tǒng)中采用的記憶數(shù)字預矯正電路的第二實施例的方框示意圖。
圖12是在圖1和圖7的功率放大器系統(tǒng)中采用的記憶數(shù)字預矯正電路的第二實施例的替換實現(xiàn)方式的方框示意圖。
圖13是根據(jù)利用圖11或12所示的記憶數(shù)字預矯正電路實施例的實現(xiàn)方式在圖7的功率放大器系統(tǒng)中所采用的自適應系數(shù)生成器的方框示意圖。
圖14是在利用圖11所示的記憶數(shù)字預矯正電路實施例的實現(xiàn)方式中在圖13中采用的三階模式子序列計算電路的優(yōu)選實施例的方框示意圖。
圖15是在利用圖12所示的記憶數(shù)字預矯正電路實施例的實現(xiàn)方式中在圖13中采用的三階模式子序列計算電路的優(yōu)選實施例的方框示意圖。
具體實施例方式
在圖1中大概地示出根據(jù)本發(fā)明的采用數(shù)字預矯正線性化的線性化功率放大器系統(tǒng)的優(yōu)選實施例。正如所示的，功率放大器系統(tǒng)最好可以是包括發(fā)射機的通信系統(tǒng)例如蜂窩無線通信系統(tǒng)的一部分。
如圖1所示，數(shù)字輸入信號被加到輸入端102上并且被提供到數(shù)字預矯正器100。該數(shù)字輸入信號可以典型地以本領域所公知的具有同相(I)分量和正交(Q)分量的復數(shù)形式來提供，并且在此也如此暗示，盡管為了簡化說明，這里僅示出單個信號線。例如，輸入信號可以是蜂窩無線通信系統(tǒng)中使用的多個已知寬帶寬信號的任一個，例如CDMA和WCDMA信號。數(shù)字預矯正器100對輸入信號實施預矯正操作，以補償由發(fā)射機104中的功率放大器110引入的非線性。除了功率放大器110之外，發(fā)射機104還可以包括傳統(tǒng)的數(shù)-模轉(zhuǎn)換器(DAC)級106和上變頻器級108以及可任選地包括在無線通信應用中使用的額外的傳統(tǒng)元件。由數(shù)字預矯正器100實現(xiàn)的預矯正操作也可以任選地校正由發(fā)射機104的這些其他元件提供的任何非線性。在輸出端112上提供放大的模擬信號，典型地提供給蜂窩無線通信應用(未示出)中的傳統(tǒng)天線系統(tǒng)。
如圖1所示，數(shù)字預矯正器100包括三條并行信號路徑114、116和118。第一信號路徑114給輸入數(shù)字信號提供簡單延遲，也就是說，沒有任何預矯正被施加給該信號。該延遲被提供來使第二和第三信號路徑116和118中內(nèi)在的延遲相等，以便來自三條路徑的信號在組合電路120中進行組合時能夠同步。其他的兩條路徑116和118分別對應于無記憶數(shù)字預矯正(DPD)和記憶數(shù)字預矯正(DPD)電路模塊。無記憶和記憶數(shù)字預矯正操作在單獨信號路徑中被實現(xiàn)，以允許每個預矯正操作在補償非線性的不同電源時對于效率和有效性都被最大化。如將在下面將詳細討論的，記憶DPD電路模塊最好是基于非線性的多項式模型。然而，無記憶DPD電路模塊可以不同地實現(xiàn)，例如，利用映射PA增益校正到輸入功率(或幅度)的查找表(LUT)。同樣，無記憶DPD電路模塊116將對輸入信號的單個抽樣起作用，從而生成單個的數(shù)字預矯正校正，而記憶DPD模塊118對輸入信號的多個抽樣起作用，如下面詳細描述的。從而，分隔無記憶和記憶DPD操作允許使用不同結(jié)構(gòu)或不同階的校正。記憶DPD電路模塊具有校正部分無記憶失真的潛力，這將減小無記憶DPD上的負荷(以及反之亦然)。然而，由于這種交互作用，兩個DPD電路模塊的自適應最好應不是同時發(fā)生的(下面參考圖7詳細描述本發(fā)明的自適應實施例)。由無記憶DPD電路模塊116和記憶DPD電路模塊118提供的兩個預矯正校正在組合器電路122中被組合，以形成對于輸入信號的組合的預矯正校正，其中該組合器電路可以為復數(shù)加法電路。隨后，該組合的預矯正校正信號在主路徑組合器電路120上被施加到輸入信號上，以提供預矯正的數(shù)字信號，其中該主路徑組合器電路120也可以為復數(shù)加法電路。該預矯正的數(shù)字信號沿著路線124被提供給發(fā)射機電路104的數(shù)字輸入端。在數(shù)字預矯正輸入信號上的發(fā)射機電路104的隨后操作并且特別地放大器110的非線性操作引入偏移基于記憶以及無記憶的失真，從而導致系統(tǒng)輸出端112上基本上線性的模擬輸出信號。
無記憶DPD電路模塊116可以利用包括基于LUT的電路模塊的多種技術(shù)來實現(xiàn)，如上所指出的。例如，適合電路模塊116的基于LUT的DPD實現(xiàn)方式公開在2004年4月5日提交的序號為10/818547的美國專利申請中，在此完整引用其公開內(nèi)容作為參考。更特別地，由于這種失真更易處理的特性，無記憶DPD電路模塊116可以利用傳統(tǒng)DPD電路來實現(xiàn)，并且仍提供可接受的無記憶失真校正。這種公知的用于DPD電路模塊116的無記憶DPD電路的實現(xiàn)方式將不再詳細地描述，因為各種不同的已知實現(xiàn)方式可以被采用，正如本領域的技術(shù)人員將意識到的。
接下來，將描述記憶DPD電路模塊118的優(yōu)選實施例。利用記憶DPD電路模塊118實現(xiàn)的校正功率放大器記憶效應的優(yōu)選方法包括基于Taylor(泰勒)級數(shù)展開式改變無記憶模型。兩個實施例將被詳細地說明，其模擬和校正與功率放大器的記憶有關的頻率相關行為。第一實施例(相對于圖5和6在下面詳細描述的)將偶數(shù)階非線性子信號變換為聯(lián)合時間-頻率表示。然后，所變換的偶數(shù)階子信號被用來重新調(diào)制輸入信號，產(chǎn)生所希望的奇數(shù)階校正。第一實施例具有利用少數(shù)量的系數(shù)獲得記憶校正的優(yōu)點。第二實施例(相對于圖11和12在下面詳細描述的)將奇數(shù)階非線性子信號變換為聯(lián)合時間頻率表示，增加可用于調(diào)諧的系數(shù)的數(shù)量。
首先，將描述一般構(gòu)成記憶DPD電路模塊118的兩個實施例的基礎的操作的普遍原理。基于被稱為Gabor展開式的時移和頻率調(diào)制的Gaussian函數(shù)的時間-頻率表示被用來說明操作的原理。(參照，D.Gabor，“Theory ofcommunication(通信理論)”，J IEE，1946年，93卷，第429-459頁，在此引用其公開內(nèi)容作為參考。)這里描述的方案能夠利用由時移和頻率調(diào)制其他類型窗口函數(shù)(例如，Hanning或升余弦窗口)所形成的任何類型的時間-頻率表示。在優(yōu)選實施例中，輸入信號不以任何方式進行變換或細分；時間-頻率展開式僅被應用于從輸入信號中得到的產(chǎn)生校正信號xDPD(nT)的非線性模式。
在例如放大器110的無記憶非線性設備的輸出端上的RF信號xNL(t)能夠通過奇數(shù)階Taylor(泰勒)級數(shù)來模擬(Eq.1)---xNL(t)=Σk=0ma2k+1·|x(t)|2k·x(t)]]>其中，ak為復數(shù)系數(shù)，以及x(t)為RF輸入信號。在(Eq.1)中的無記憶模型假設非線性模式僅為瞬時輸入值x(t)的函數(shù)。相反，為了功率放大器顯示記憶效應，非線性模式為瞬時和過去輸入值的函數(shù)。然而，當輸入信號是帶寬受限時，用于模擬|x(t)|2k或|x(t)|2kx(t)的基函數(shù)能夠被修改，以補償功率放大器記憶的效應。從時間抽樣序列x(nTh)中得到的輸入信號x(t)被帶寬受限即(Eq.2)---x(t)=Σnx(nTh)·h(t-nTh)]]>其中h(t)是帶寬受限的插值函數(shù)，并且Th是抽樣間隔。
有可能利用時移和頻率調(diào)制的Gaussian函數(shù)的加權(quán)加來產(chǎn)生被稱為Gabor展開式的輸入信號的聯(lián)合時間-頻率抽樣表示。(參見上述D.Gabor，“Theory ofcommunication(通信原理)”。)利用g(t)表示的Gaussian函數(shù)為(Eq.3)g(t)＝exp(-α·t2)其中α為正常數(shù)。在圖2A-2C所示的時間和頻率域中具有Gaussian波形。圖2A和2B分別示出在時間和頻率域中時移和頻率調(diào)制的Gaussian函數(shù)，并且圖2C說明組合的時間和頻率域表示法。需要注意，時域Gaussian函數(shù)200(圖2A)的時間標準偏差202和Gaussian函數(shù)204(圖2B)的頻率標準偏差206不能獨立地進行選擇(也就是，ΔtΔω＝常數(shù))。(參見上述D.Gabor，“Theory of communication”)。
Gabor展開式為(Eq4)---x(t)=ΣqΣnyq(nT)·g(t-nT)·exp(jq·Ω·t)]]>其中q是整數(shù)，T和Ω分別是時間和頻率域內(nèi)的抽樣間隔。該聯(lián)合時間-頻率抽樣表示法劃分輸入序列的頻譜為Nq重疊頻帶。圖3A-3B中示出用于在(Eq.2)中的時間序列和(Eq.4)中的Gabor展開式的抽樣。圖3A說明用于時間序列的抽樣位置300，并且圖3B說明用于聯(lián)合時間-頻率表示的抽樣位置302。應該意識到，Gabor展開式中時間抽樣間隔T與原始抽樣間隔Th不一樣。為了保留獨立抽樣的數(shù)量，前者應長于等于頻率抽樣數(shù)量的系數(shù)(也就是，T＝Th*Nq)。正如慣例，時間和頻率抽樣間隔為Gaussian包絡的各自標準偏差的1.4倍。因而，Gaussian的時間抽樣間隔和時間寬度都隨頻率抽樣數(shù)量而增加。這因為相對于由于記憶效應引入的延遲利用Gaussian時間寬度確定DPD校正的質(zhì)量而是顯著的(參見下面的(Eq.13))。
Gabor展開式的抽樣yq(nT)通過輸入序列x(nTh)的已知變換而獲得。該變換導致時移、頻率調(diào)制Gaussian以及初始插值函數(shù)h(t)的重疊。
用可選擇的窗口代替Gaussian函數(shù)產(chǎn)生相似類型的聯(lián)合時間-頻率展開式。使得數(shù)學更易處理的Gaussian被示出用于說明目的。實際上，Gaussian函數(shù)不被使用，這是因為其在時域中具有無限范圍(漸近地接近零)。Hanning窗口或升余弦窗口能夠被代替用來相似成功構(gòu)建時間-頻率表示。
另外，聯(lián)合時間-頻率表示能夠使用濾波器組代替展開式來獲得。盡管濾波器組不能明確地導致非正交內(nèi)核之間的重疊，效果類似于改變窗口函數(shù)。也就是，Gaussians函數(shù)g(t)的濾波器組與利用雙正交函數(shù)gb(t)的展開式相同。(參見M J.Bastiaans，“Gabor’s expansion of a signal into Gaussian elementary signals(到Gaussian基本信號的信號的Gabor展開式)”，IEEE會議論文集，1980，68卷，第538-539頁，以及M.J Bastiaans，“A sampling theory for the complexspectrogram，and Gabor’s expansion of a signal in Gaussian elementary signals”，1981年，20卷，4號，第594-598頁，在此引用其公開內(nèi)容作為參考)。g(t)和gb(t)之間的雙正交關系由下式來定義(Eq.5)---∫g(t-kT)·gb(t-mT)dt=1]]>當k＝m時(Eq6)---∫g(t-kT)·gb(t-mT)dt=0]]>當k≠m時總之，濾波器組和聯(lián)合時間-頻率展開式同樣是用于記憶補償?shù)暮线m表示。
在上述通常討論的基礎操作理論之后，接下來將描述本發(fā)明的記憶DPD電路模塊118的第一實施例的操作原理。
可以利用(Eq.4)來寫三階非線性，以表示|x|2項(Eq.7)---x(t)·|x(t)|2=x(t)·ΣLΣkzL(kT2)·g2(t-kT2)·exp(jL·Ω·t)]]>其中L＝q1-q2，k＝n1+n2，以及(Eq.8)---zL(kT2)=Σn(1)Σn(2)[yq(1)(n1T)yq(2)*(n2T)·exp{-α·Δn2T22}]]>(Eq.9) g2(t)＝[g(t)]2(Eq.10)---Δn2=(n1-n2)2]]>從(Eq.7)中，可以看到功率包絡包括頻率偏移基函數(shù)的加權(quán)和(Eq.11)---β2(kT,LΩ)=g2(t-kT2)·exp(jL·Ω·t)]]>通過重新形成在非線性模式模型內(nèi)使用的基函數(shù)得到記憶效應的補償。最簡單的修改是利用偏移δτ延遲Gaussian窗口g2。
圖4中示出在基函數(shù)β2(kT，LΩ)上時移δτ的效果。在圖4中，在400說明初始基函數(shù)，并且在小的時移402之后，位移的基函數(shù)表示在404上。對于小的延遲，基函數(shù)中的改變通過相移來近似即，(Eq.12) β2(kT+δτ，LΩ)≈β2(kT，LΩ)·exp(jL·Ω·δτ)記憶補償?shù)馁|(zhì)量通過β2(kT，LΩ)和β2(kT+δτ，LΩ)之間的相關性來確定，其較大程度上取決于Gaussian的寬度和延遲的大小。相關性ρ應該接近用于好記憶補償?shù)囊恢滦?unity)即，(Eq.13) ρ＝g4(δτ)≈1相移項LΩδτ能夠被并入Taylor級數(shù)模型的系數(shù)從(Eq.1)、(Eq 7)、(Eq.11)和(Eq.12)中，得到(Eq14)---xNL(t)=x(t)+x(t)·ΣLc2LΣkzL(kT2)·β2(kT,LΩ)]]>
其中系數(shù)c2L為(Eq 15) c2L＝α3·exp(jL·Ω·δτ)最小均方(LMS)估算器優(yōu)選地用來計算最佳校正功率放大器記憶效應的系數(shù)。
有可能利用直接在合適編程的DSP或電路模塊118的算術(shù)操作電路中實現(xiàn)的(Eq.7)和(Eq 8)來實現(xiàn)三階校正。然而，在這種實現(xiàn)方式中，需要從x(nTh)到y(tǒng)q(nT)的轉(zhuǎn)換，該轉(zhuǎn)換通常需要太多的處理能力或算術(shù)運算，以致于不是實際的經(jīng)濟合算的實施例。電路模塊118的優(yōu)選實現(xiàn)方式反而使用濾波器組來產(chǎn)生聯(lián)合時間-頻率表示，正如圖5和圖6中兩個獨立實現(xiàn)方式所示的。在圖5的實現(xiàn)中，在非線性操作||2之前使用濾波。在圖6的實現(xiàn)中，在非線性操作||2之后使用濾波。
更加特別地，參考圖5，沿著包括延遲500的第一信號路徑提供輸入信號。輸入信號也被施加到第二路徑，其中其被提供給包括第一和第二濾波器502和504的濾波器組，利用如上所述的Gaussian函數(shù)g(t)，這些第一和第二濾波器502和504根據(jù)輸入信號產(chǎn)生聯(lián)合時間-頻率表示，并且將輸入信號分離為沿著路線506和508提供的兩個限帶部分(表示為A和B)。(正如這里所使用的，限帶包括高通或低通頻帶以及嚴格限制到所定義的頻帶。)濾波器506和508所通過的頻帶將基于輸入信號的譜特性以及由功率放大器或用于特定蜂窩應用的譜掩蔽(spectral mask)所生成的預期非線性模式來選擇。因此，濾波器具有簡化電路實現(xiàn)的固定濾波器系數(shù)。濾波器502和504具有不同的頻率響應，并且使用為濾波器502的鏡像的頻率響應來表示濾波器504。兩個分量A和B被提供給包括各自的非線性操作電路的三條單獨的信號路徑510、512和514，這些非線性操作電路根據(jù)限帶信號A和B產(chǎn)生高階信號。在這些信號路徑中，最好計算產(chǎn)生在譜的三個不同部分中集中的子序列的自項和截項(auto-and cross-term)。更特別地，在信號路徑510中，信號B的復共軛在518被計算并且在復數(shù)乘法電路516上與信號A相乘。在信號路徑512中，信號A和B分別被提供給電路522和524，電路522和524計算各自信號的幅度平方，然后這些各自信號在加法電路526中相加。在信號路徑514中，輸入信號A被提供給復共軛電路530，然后該輸入信號在復數(shù)乘法電路532中與信號B相乘。通過將復數(shù)加權(quán)應用于子序列，在加權(quán)電路520、528和534中，頻率響應變得可調(diào)節(jié)，這又提供了用于選擇補償記憶效應的能力。(系數(shù)的下標分別表示非線性模式的階數(shù)和頻率響應。)對于加權(quán)電路520、528和534的系數(shù)可以被選擇(這稱為“選擇加權(quán)”)，以使得校正的輸出信號具有相對于譜掩蔽的最大余量(校正的PA輸出的譜總量低于譜掩蔽規(guī)范)、線性信號的帶寬之外的最小失真、或最小失真功率，并且這種加權(quán)可以如在此所述被自適應地提供。如在此所描述的，對于前兩個標準，在信號路徑510和514上提供的截項子序列對于記憶校正的目的趨于是最重要的，這是因為重要的譜再增長發(fā)生在原始線性信號帶寬之外。各自加權(quán)的子序列在加法電路538和加法電路536上被組合。然后，組合的加權(quán)子序列在復數(shù)乘法電路542上與延遲輸入信號相乘，以產(chǎn)生三階信號，并且提供輸出作為路線544上的記憶數(shù)字預矯正校正信號。
在圖6的實施例中，沿著包括延遲電路600的第一信號路徑提供輸入信號。該輸入信號也沿著第二信號路徑被提供給非線性操作電路602，該非線性操作電路計算輸入信號的幅度平方。然后該幅度平方信號被提供給包括第一濾波器604、第二濾波器606和第三濾波器608的濾波器組。濾波器604、606、608利用平方Gaussian函數(shù)產(chǎn)生聯(lián)合時間-頻率表示，在這種情況中，在由電路602提供非線性之后，產(chǎn)生所希望的子序列，這些子序列為限帶信號。然后這些子序列被提供給加權(quán)電路610、612和614，其利用適當?shù)膹蛿?shù)加權(quán)系數(shù)來加權(quán)這些子序列。然后，所加權(quán)的子序列被提供給復數(shù)加法電路618和616，并且然后被提供給乘法電路622。延遲輸入信號在復數(shù)乘法電路622中與所加權(quán)的子序列相乘，以便沿著路線624提供三階數(shù)字預矯正校正信號。
圖5和圖6中所示的兩個實現(xiàn)方式的DPD操作是不同的，這是因為在圖6內(nèi)不導致圖5內(nèi)的非正交濾波器1和2之間的重疊。然而，最重要的是圖6中的外部濾波器受到最少影響。
當將圖6所示的后置濾波實現(xiàn)方式與Gabor展開式(Eq.7)和(Eq.8)相比較時，從中可以看出利用|x(mT)|2代替zL(mT)。正如在前所提及的，濾波器組等效于利用雙正交窗口的擴展(參見M J.Bastiaans，“Gabor’s expansion of asignal into Gaussian elementary signal”，Proc IEEE，68卷，第538-539頁，1980年，以及M.J.Bastiaans，“A sampling theory for the complex spectrogram，andGabor’s expansion of a signal in Gaussian elementary signals”，Optical Eng.20卷，第4期，第594-598頁)。在任一情況中，記憶效應被抵消；然而，濾波器組受益于容易實現(xiàn)。同樣，應意識到，可以進行多種修改，其包括電路復雜性和校正效果之間的折衷。例如，在各自的濾波器組中可以提供額外的濾波器，并且可以提供額外的非線性操作電路，如果需要的話，提供比三階更高的信號。
較高階補償能夠通過修改圖5或圖6所示的記憶補償來實現(xiàn)。通過調(diào)制記憶DPD的輸出信號，或544或624，通過輸入信號(適當延遲的)732的奇數(shù)階模式，校正的階數(shù)被增加。例如，利用|x|2的調(diào)制產(chǎn)生五階校正。較高階補償將典型地被實現(xiàn)為與三階補償并行的附加路徑。圖8中的估算器將被擴展為包括與800并聯(lián)的較高階子序列計算電路，其較高階子序列利用hestimator來濾波并且被提供給系數(shù)估算器816。較高階子序列為三階子序列的改進，其中輸出802、804和806通過輸入信號732的延遲奇數(shù)階模型來調(diào)制。
對于圖6所示的記憶補償情況，較高階補償?shù)奶鎿Q形式能夠通過增加非線性電路602和1002的階數(shù)來實現(xiàn)。例如，改變非線性電路602和1002為|x|4將提供五階補償。
參考圖7，說明本發(fā)明的線性化功率放大器系統(tǒng)的實施例，暗示自適應生成數(shù)字預矯正系數(shù)。在圖1的前述實施例中，對于特定應用，可以事先模擬預矯正系數(shù)。在圖7所說明的實施例中，利用上述理論可以自適應地計算預矯正系數(shù)，并且當系統(tǒng)操作以最小化誤差以及最大化整個系統(tǒng)的線性度時，可以計算數(shù)字預矯正系數(shù)。
更特別地，如圖7所示，在輸入700上提供輸入信號，如在前描述的實施例中，輸入信號優(yōu)選地是具有同相分量和正交分量的復式數(shù)字信號。該信號被提供給數(shù)字預矯正器702，該數(shù)字預矯正器702預矯正輸入信號，以補償由發(fā)射機704引入的非線性。數(shù)字預矯正器702的實現(xiàn)方式可以對應于上面描述的電路100，然而，具有如上所述自適應產(chǎn)生的預矯正系數(shù)。數(shù)字預矯正器702的預矯正輸出被提供給發(fā)射機704，該發(fā)射機704可以包括具有數(shù)-模轉(zhuǎn)換器710、上變頻器712和功率放大器714的常規(guī)電路。如在前所描述的實施例中，數(shù)字預矯正器702可以補償功率放大器714的非線性以及任選地補償由發(fā)射機704中的其他非線性電路引入的非線性。在輸出端708上以模擬形式提供功率放大器714的輸出作為通常非線性的RF輸出信號。該輸出信號也由抽樣耦合器706抽樣，該抽樣耦合器706提供模擬抽樣的輸出信號給反饋(或觀察)路徑，用來自適應產(chǎn)生數(shù)字預矯正系數(shù)。更加特別地，來自抽樣耦合器706的抽樣模擬輸出首先被提供給增益調(diào)節(jié)電路716，該增益調(diào)節(jié)電路716對抽樣信號提供適當?shù)恼{(diào)節(jié)，以正規(guī)化信號，以便由如下所述的后續(xù)電路進行的適當處理。然后該增益調(diào)節(jié)的抽樣模擬RF輸出信號被提供給下變頻器718，該下變頻器718轉(zhuǎn)換抽樣的RF輸出信號為用于后續(xù)處理的適當?shù)闹蓄l或基帶頻率。然后下變頻的信號被提供給模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)720，該模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)720抽樣模擬信號，以便將下變頻的模擬信號變換為數(shù)字形式。從而，模-數(shù)轉(zhuǎn)換器720的輸出包括與輸入信號相同格式的輸出信號708的數(shù)字抽樣版本，也就是，更優(yōu)選地，復數(shù)的同相和正交數(shù)字信號。(作為線性操作，其中使用正規(guī)化、下變頻以及抽樣的階數(shù)可以被改變或者在級上進行分布。)該數(shù)字抽樣的輸出信號被提供給反相器722，并且然后提供給復數(shù)加法電路726，以便共同地實現(xiàn)減法操作。復數(shù)加法電路726也接收由延遲電路724提供的延遲版本的數(shù)字輸入信號來補償由DPD734、發(fā)射機704和反饋電路706、716、718、720和722引入的延遲，以使得來自電路724的延遲輸入信號(或信號序列)對應于在電路722的輸出上存在的相同信號。復數(shù)加法電路726的輸出表示由于功率放大器714的非線性引起的輸入和輸出信號之間的誤差信號。該誤差信號沿著路線728被提供給自適應系數(shù)生成器電路730。該電路730也接收沿著路線732的延遲輸入信號的拷貝，并且利用誤差信號和輸入信號產(chǎn)生新的數(shù)字預矯正系數(shù)，然后這些新的數(shù)字預矯正系數(shù)沿著路線734被提供給數(shù)字預矯正器702。這允許系統(tǒng)適于改變條件并且產(chǎn)生適應于系統(tǒng)的當前操作條件的新的預矯正系數(shù)。這可以優(yōu)選地在成批處理基礎上完成，并且自適應系數(shù)生成器730可以利用合適編程的數(shù)字信號處理器或其他處理器來實現(xiàn)所希望的自適應處理。
自適應系數(shù)生成器730優(yōu)選地提供更新的數(shù)字預矯正系數(shù)用于無記憶和基于記憶的數(shù)字預矯正電路(圖1中所示的116和118)。無記憶系數(shù)的自適應更新將對應于特定的無記憶數(shù)字預矯正實現(xiàn)方式。例如，在查找表方案中，自適應系數(shù)生成器730將根據(jù)誤差信號生成適當更新的查找表系數(shù)，以最小化誤差并因此最小化輸出信號中的失真。這種自適應查找表系統(tǒng)的特殊實現(xiàn)方式描述在上述提及的2004年4月5日提交的序號為10/818547的美國專利申請中，在此整體引用其公開內(nèi)容作為參考。因此，這種用于自適應更新無記憶系數(shù)的自適應查找表系數(shù)生成器的詳細內(nèi)容在這里不進行詳細描述。用于記憶DPD系數(shù)的自適應系數(shù)生成器730的特別實現(xiàn)方式將參考圖8和13在下面進行描述。
在詳細描述用于記憶系數(shù)生成的自適應系數(shù)生成器730的實現(xiàn)之前，將描述所采用的基礎理論。用于記憶數(shù)字預矯正電路的更新系數(shù)的生成可以結(jié)合電路730中在前描述的操作理論來更新系數(shù)。更特別地，利用(Eq 14)的模型給予自適應系數(shù)生成器730(部分地)補償記憶效應而無需明確地模擬它們的能力。從而，當g2的時間寬度足夠大以致使ρ接近一致性時(參見(Eq.13))，能夠提供記憶效應的顯著校正。g2較大的時間寬度可以通過增加Gabor展開式或濾波器組中使用的頻帶Nq的數(shù)量來實現(xiàn)。
可以利用加權(quán)的最小均方(LMS)估計來計算這些系數(shù)。沿著路線728提供的抽樣誤差信號確定為如下(Eq.16) ε(mT)＝xNL(mT)-x(mT)其中如上所述，輸出信號xNL(mT)已經(jīng)通過圖7中所示的所表示的反饋電路被正規(guī)化、下變頻以及抽樣，并且輸入信號x(mT)已經(jīng)被延遲，使得兩個序列具有相同的標稱增益、相位以及時間對準。誤差序列ε(mT)具有與前向路徑序列相同的抽樣率(假定為利用至少系數(shù)3來過抽樣，參見下面所討論的)。從輸入信號得到的三階子序列為(Eq.17) γ(mT，LΩ)＝x(mT)·zL(mT)·β2(mT，LΩ)標記為系統(tǒng)的數(shù)字部分的功率放大器模型被寫為(Eq.18)---ϵ(mT)=ΣLc2L·γ(mT,LΩ)]]>下面描述用于(Eq.18)的三系數(shù)情況的直接LMS估計。在時間間隔[mT-m0T，mT]上累計測量。假設記憶DPD已部分地校正記憶效應，使用下式計算由Δc2L表示的系數(shù)的誤差
其中εv＝[ε(mT-m0T)...ε(mT)]T，以及(Eq.20)---γv=γ(mT-m0T,-2Ω)···γ(mT,-2Ω)γ(mT-m0T,0)···γ(mT,0)γ(mT-m0T,2Ω)···γ(mT,2Ω)]]>使用下式以迭代方式更新系數(shù)(Eq.21) c2L(k+1)＝c2L(k)-λ·Δc2L(k)其中k為迭代計數(shù)(器)，并且λ為收斂常數(shù)(0＜λ＜＝1)。
LMS估算器的直接實施方式具有的一個潛在問題是補償有利于具有大誤差功率的頻譜部分。遺憾地，這典型地對應于跨越(span)線性信號的帶寬。通常，該區(qū)域中的失真不具有顯著重要性，這是因為它被線性信號掩蔽了。相反，在線性信號帶寬之外的譜再生長是重要的，并且需要被最小化。典型地，對信號帶寬(或譜掩蔽)之部的這種失真的約束由于無線通信公司的政府規(guī)定而比帶寬內(nèi)的約束更為嚴格。
為了減小位于線性信號帶寬內(nèi)誤差的影響，優(yōu)選地利用線性操作例如濾波器修改誤差序列和三階子序列。由于這些系數(shù)為常數(shù)，所以由flinear()表示的線性運算符被單獨地施加到每個三階子序列(利用疊加，參見圖8)即，(Eq.22)---flinear{ϵ(mT)}=ΣLΔc2L·flinear{γ(mT,LΩ)}]]>線性操作的一個例子為FIR(有限脈沖響應)濾波器，其核心(函數(shù))hestimator(mT)優(yōu)選地對線性信號響應開槽(notch)并突出譜的臨界部分(如由相關標準所指定的)(Eq.23)---flinear{ϵ(mT)}=Σkϵ(kT)·hestimator(mT-kT)]]>其他線性操作例如IIR濾波器也可在(Eq 22)中使用。
從而，為了改進譜特定部分中的失真抵消，將下式代入(Eq.19)
(Eq.24) εv＝[flinear{ε(mT-m0T)}...flinear{ε(mT)}]T以及(Eq.25)---γv=flinear{γ(mT-m0T,-2Ω)}···flinear{γ(mT,-2Ω)}flinear{γ(mT-m0T,0)}···flinear{γ(mT,0)}flinear{γ(mT-m0T,2Ω)}···flinear{γ(mT,2Ω)}]]>參考圖8，利用上述系數(shù)計算理論說明適宜更新記憶DPD電路的系數(shù)的自適應系數(shù)生成器730的優(yōu)選實施例。更加特別地，如圖8所示，自適應系數(shù)生成器730接收沿著線732適當延遲的輸入信號和沿著線728的正規(guī)化誤差信號。沿著線732的輸入信號被提供給三階模式子序列計算電路800。三階模式子序列計算電路800具有與記憶DPD電路118(圖1)相似的結(jié)構(gòu)，該DPD電路118的三階例子在上述圖5和圖6中示出。(與預濾波實現(xiàn)方式(圖5)一起使用的三階模式子序列計算電路800在圖9中所示，如下面描述。與后濾波實現(xiàn)方式(圖6)一起使用的三階模式子序列計算電路800在圖10中示出，如下面描述。)從輸入信號中得到的三階子序列沿著線802、804和806提供給濾波器808、810和812。如上面提到注意的，濾波器808、810和812可以優(yōu)選地為FIR(有限脈沖響應)濾波器，其內(nèi)核(函數(shù))hestimator(mT)優(yōu)選地開槽線性信號響應并突出頻譜的臨界部分(如由相關標準所指定的)。濾波器808、810和812的輸出被提供給系數(shù)估算器816。系數(shù)估算器816也接收對應于由濾波器814濾波的沿著728的誤差信號的輸入，該濾波器814應相應于濾波器808、810和812，并且也可以優(yōu)選地為具有適當選擇的內(nèi)核的FIR濾波器。然后，系數(shù)估算器816使用上述等式(19)計算系數(shù)中的誤差。例如，系數(shù)估算器816可以為適宜編程的DSP，該DSP實現(xiàn)等式(19)或可以為硬件算法電路實現(xiàn)。同樣，如果DSP實現(xiàn)被選擇，則圖8中的其他功能模塊也適宜實施為DSP中的軟件。如上所述，由于自適應系數(shù)生成器730的操作可以為成批處理模式，所以DSP功能性可以容易地與其他功能共享。由系數(shù)估算器816計算的系數(shù)誤差在示出的線734上輸出，并且被用來更新在上面結(jié)合圖7所述的記憶DPD電路中使用的系數(shù)。
參考圖9，說明了三階模式子序列計算電路800的第一優(yōu)選實施例。如所示的，電路800接收沿著路線732的輸入信號并且沿著包括延遲電路900的第一路徑提供它。輸入信號也沿著第二路徑被提供給包括第一濾波器902和第二濾波器904的濾波器組。這些濾波器可以實現(xiàn)與以前結(jié)合圖5所述的濾波器相同的功能操作。更加特別地，第一濾波器902和第二濾波器904具有不同的固定頻率響應(例如，彼此的鏡像)，并且將輸入信號分為沿著路線906和908所提供的兩個限帶分量(表示為A和B)。兩個分量A和B被提供給包括非線性操作電路的三條單獨信號路徑910、912和914。在這些信號路徑中，自項和截項被計算，產(chǎn)生在頻譜的三條不同部分中集中的子序列。更加特別地，在信號路徑910中，信號B的復共軛在918上被計算，并且在復數(shù)乘法電路916上與信號A相乘。在信號路徑912中，信號A和B分別被提供給電路922和924，這些電路922和924計算各自信號的幅度平方，然后在加法電路926中進行相加。在信號路徑914中，輸入信號A被提供給復共軛電路930，然后該復共軛電路的輸出與信號B在復數(shù)乘法電路932中相乘。在信號路徑910、912和914中產(chǎn)生的子序列隨后與延遲輸入信號D相組合，以產(chǎn)生沿著路線802、804和806提供的圖8中說明的三階子序列。更加特別地，信號路徑910的輸出在復數(shù)乘法電路934中與線936上的延遲輸入信號D組合，以產(chǎn)生沿著線802提供的三階子序列。信號路徑912的輸出被提供給復數(shù)乘法電路938，并且與沿著線940提供的延遲輸入信號D相乘，以產(chǎn)生在線804上提供的三階子序列。信號路徑914的輸出被提供給復數(shù)乘法電路942并且與沿著線944提供的延遲輸入信號D相乘，以產(chǎn)生線806上的三階子序列。如結(jié)合圖8所注意的，圖9中說明的電路由于系數(shù)更新處理的成批模式處理而可以在適宜編程的DSP中實現(xiàn)，而圖5的相應電路優(yōu)選地在硬件例如ASIC或FPGA電路中實施，以提供實時DPD處理。
參考圖10，說明三階模式子序列計算電路800的第二實施例。如所示的，電路800沿著路線732接收輸入信號并且沿著包括延遲電路1000的第一路徑提供它。輸入信號沿著第二路徑被提供給非線性操作電路1002，該非線性操作電路1002計算輸入信號的幅度平方。然后，將幅度平方信號提供給包括第一濾波器1004、第二濾波器1006和第三濾波器1008的濾波器組。濾波器1004、1006和1008產(chǎn)生希望的限帶子序列，并且這些濾波器實現(xiàn)與以前結(jié)合圖6所描述的濾波器相同的功能操作。然后，這些子序列被提供給各自的組合電路并與延遲輸入信號D相組合，以產(chǎn)生沿著線802、804和806提供的圖8中所說明的三階子序列。更加特別地，第一濾波器1004的輸出被提供給復數(shù)乘法電路1010并且與沿著線1012提供的延遲輸入信號D相乘，以產(chǎn)生在路線802上提供的三階子序列。第二濾波器1006的輸出被提供給復數(shù)乘法電路1014并與沿著線1016提供的延遲輸入信號D相乘，以產(chǎn)生在線804上提供的三階子序列。第三濾波器1008的輸出被提供給復數(shù)乘法電路1018并與沿著線1020提供的延遲輸入信號D相乘，以產(chǎn)生在線806上提供的三階子序列。
接下來，描述記憶DPD電路118的第二實施例，該記憶DPD電路118將奇數(shù)階非線性子信號轉(zhuǎn)換為聯(lián)合時間-頻率表示。首先，將描述記憶DPD電路118的第二實施例中記憶效應補償?shù)牟僮骼碚?下面將參考圖11和12詳細描述特殊實現(xiàn)方式)。
考慮對于|x(t)|2和x(t)，利用(Eq.4)，將三階非線性寫為(Eq26)---x(t)·|x(t)|2=ΣLΣKzL(kT3)·g3(t-kT3)·exp(jL·Ω·t)]]>其中L＝q1+q2-q3，k＝n1+n2+n3，以及(Eq.27)---zL(kT3)=Σn(1)Σn(2)Σn(3)[yq(1)(n1T)yq(2)(n2T)yq(3)*(n3T)]·exp{-α·Δn2T23}]]>(Eq.28) g3(t)＝[g(t)]3(Eq.29)---Δn2=(n1-n2)2+(n1-n3)2+(n2-n3)2]]>從(Eq.26)中，能夠明白，三階項包括頻移基函數(shù)的加權(quán)和(Eq.30)---β3(kT,LΩ)=g3(t-kT3)·exp(jL·Ω·t)]]>注意利用系數(shù)3相對于初始序列yq(nT)過抽樣子序列zL(kT/3)。對于利用系數(shù)3或更大系數(shù)過抽樣的要求在結(jié)合圖5和6上述的第一實施例內(nèi)并不明確；然而，一旦利用線性信號重新調(diào)制功率包絡，則優(yōu)選3次過抽樣。對于濾波器組實現(xiàn)，優(yōu)選地，在輸入端上，也提供3次過抽樣。
正如第一實施例的情況，與記憶效應相關聯(lián)的時移主要通過相移改變每個基函數(shù)即，(Eq 31) β3(kT+δτ，LΩ)≈β3(kT，LΩ)·exp(jL·Ω·δτ)相移項LΩδτ能夠被并入到Taylor級數(shù)的系數(shù)中從(Eq.1)、(Eq.26)、(Eq 30)和(Eq.31)中，得到(Eq.32)---xNT(t)=x(t)+ΣLc3LΣzL(kT3)·β3(kT,LΩ)]]>其中系數(shù)c3L是(Eq.33) c3L＝α3·exp(jL·Ω·δτ)正如在第一實施例中，能夠以三種不同方法實現(xiàn)第二實施例。特定地，第二實施例能夠如下被實現(xiàn)(1)在適當實現(xiàn)的電路或高速DSP中直接利用(Eq.26)和(Eq.27)；(2)通過預濾波將輸入信號分成多個分量，然后計算三階乘積；或(3)通過在輸入信號(也就是|x|2x)上應用非線性操作之后進行后濾波。正如第一實施例中的情況，由于所涉及的處理的復雜性，直接實現(xiàn)方法(1)實現(xiàn)簡單，但不是優(yōu)選的。在圖11中說明第二實現(xiàn)方式，并且在圖12中說明第三實現(xiàn)方式。
參考圖11，示出上述指出的記憶DPD電路118的第二實現(xiàn)的特殊實施例。如上面通常指出的，該實現(xiàn)方式使用預濾波來將輸入信號分成限帶部分，并且然后計算三階乘積。更加特別地，如圖11中所示，輸入信號被提供給包括第一和第二濾波器1100和1102的濾波器組，這些第一和第二濾波器1100和1102利用上述的Gaussian函數(shù)g(t)產(chǎn)生輸入信號的聯(lián)合時間-頻率表示，并且將輸入信號分成沿著線1104和1106提供的兩個限帶分量(表示為A和B)。如在第一實施例中，將基于輸入信號的譜特性和由功率放大器或用于特殊蜂窩應用的頻譜掩蔽產(chǎn)生的期望的非線性模式，選擇濾波器1100和1102通過的頻帶。同樣，正如以前，兩個濾波器具有不同的頻率響應，這些不同的頻率響應可以是如示出的鏡像頻率響應。兩個限帶分量A和B被提供給包括非線性操作電路的四個單獨的信號路徑1108、1110、1112和1114。在這些信號路徑中，產(chǎn)生在譜的不同部分集中的三階非線性子序列。更加特別地，在信號路徑1108中，在電路1118中計算信號A的幅度平方并且在電路1116中計算信號B的復共軛，以及最終得到的信號在復數(shù)乘法電路1120中相乘，以產(chǎn)生三階子序列，該三階子序列被施加到加權(quán)電路1136。在信號路徑1110中，信號A和B被分別提供給電路1122和1124，這些電路1122和1124計算各自信號的幅度平方，然后在加法電路1126中進行相加。然后，加法電路1126的輸出被施加到復數(shù)乘法電路1128并與信號A相乘，以產(chǎn)生三階子序列，該三階子序列施加到加權(quán)電路1138。在信號路徑1112中，加法電路1126的輸出被施加到復數(shù)乘法電路1130并且與信號B相乘，以產(chǎn)生三階子序列，該三階子序列被施加到加權(quán)電路1140。在信號路徑1114中，信號B的幅度平方在電路1134中進行計算，并且信號A的復共軛在電路1132中進行計算，以及結(jié)果信號在復數(shù)乘法電路1135中相乘，以產(chǎn)生三階子序列，該三階子序列被施加到加權(quán)電路1142。通過將復數(shù)加權(quán)施加到子序列，在加權(quán)電路1136、1138、1140和1142中，頻率響應變得可調(diào)節(jié)，這又提供選擇地補償記憶效應的能力。對于加權(quán)電路1136、1138、1140和1142可以選擇系數(shù)(也稱為“選擇加權(quán)”)，使得校正的輸出信號具有相對于頻譜掩蔽(校正的PA輸出譜的量低于頻譜掩蔽規(guī)范)的最大余量、線性信號的帶寬外的最小失真或最小失真功率，并且這種加權(quán)如這里描述的被自適應性地提供。對于前面兩個標準，信號路徑1108和1114上的截項子序列對于記憶校正目的趨于是最重要的，因為重要的頻譜再生長發(fā)生在初始線性信號帶寬的外部。相應的加權(quán)子序列在加法電路1148、1146和1144中被組合，以提供沿著路線1150的記憶DPD校正。
參考圖12，示出了記憶DPD電路118的上面描述的第二實施例的另一個特殊實現(xiàn)方式。如上面通常地指出的，這種實現(xiàn)方式在對輸入信號(也就是|x|2x)上應用非線性操作之后使用后濾波。更加特別地，如圖12所示，輸入信號被提供給非線性操作電路1200，該非線性操作電路1200通過執(zhí)行運算|x|2x根據(jù)輸入信號產(chǎn)生三階信號。從電路1200輸出的信號被提供給包括濾波器1202、1204、1206和1208的濾波器組。這些濾波器對來自電路1200的三階信號實現(xiàn)限帶操作，并且也如所指出的，利用不同的頻率響應對于三階信號提供Gaussian加權(quán)。從而，濾波器1202、1204、1206和1208的輸出包括三階子序列，這些三階子序列基于輸入信號的譜特性和由功率放大器或特別的蜂窩應用的特殊頻譜掩蔽所產(chǎn)生的期望的非線性模式而被限帶。濾波器1202、1204、1206和1208的輸出被提供給各自的加權(quán)電路1210、1212、1214和1216，這些各自的加權(quán)電路實現(xiàn)適當?shù)募訖?quán)系數(shù)。優(yōu)選地，這些系數(shù)被選擇來加權(quán)對應具有較高預矯正精確性的頻譜掩蔽外部的頻譜再生長的子序列，并且如這里所述的，這種加權(quán)可以自適應地被提供。然后，從加權(quán)電路提供加權(quán)的非線性子序列給組合電路1222、1220和1218，這些該組合電路優(yōu)選地包括所示的復數(shù)加法電路，以便沿著路線1224提供記憶數(shù)字預矯正校正信號。
如在參考圖5和6所描述的記憶DPD電路118的第一實施例情況中，圖12和13中說明的第二實施的實現(xiàn)能夠被適當?shù)夭⑷雽趫D7的功率放大器系統(tǒng)的自適應實施例。將利用上述用于第二實施例的系數(shù)計算理論改進圖7的自適應系數(shù)生成器730。圖13中示出用于系數(shù)c3L自適應估算的自適應系數(shù)生成器730的特殊實現(xiàn)方式。與第一實施例相似，其使用濾波來提高感興趣頻譜內(nèi)估算的精確度，并且相對于頻帶內(nèi)的失真對于輸入信號的頻帶外部的失真提供增加的DPD校正。
參考圖13，示出用于記憶DPD電路的第二實施例的自適應系數(shù)生成器730的特殊實現(xiàn)方式。輸入信號沿著線732(相應于上述圖7的延遲輸入信號)被提供給三階模式子序列計算電路1300。三階模式子序列計算電路1300具有與圖11和12所示的執(zhí)行三階DPD計算的電路相似的結(jié)構(gòu)。(在下面描述的圖14中示出與預濾波實現(xiàn)(圖11)方式一起使用的三階模式子序列計算電路1300的特殊實現(xiàn)方式。在下面描述的圖15中示出與后濾波(圖12)方式一起使用的三階模式子序列計算電路1300的特殊實現(xiàn)方式。)三階模式子序列計算電路1300的輸出沿著路線1314、1316、1318和1320被提供給各自的濾波器1302、1304、1306和1308。如第一實施例中，濾波器1302、1304、1306和1308優(yōu)選地為FIR(有限脈沖響應)濾波器，其內(nèi)核hestimator(mT)優(yōu)選地開槽線性信號響應并突出頻譜的臨界部分(如由相關標準所指定的)。濾波器1302、1304、1306和1308的輸出被提供給系數(shù)估算器電路1312。系數(shù)估算器1312也接收對應于沿著728由濾波器1310濾波的誤差信號的輸入，該濾波器1310也可以優(yōu)選地為具有適當選擇內(nèi)核的FIR濾波器。然后，系數(shù)估算器1312使用上述等式(19)計算系數(shù)中的誤差。如第一實施例中，系數(shù)估算器1312為合適可編程的DSP，其實現(xiàn)等式(19)或可以為硬件實現(xiàn)。同樣，如果選擇DSP實現(xiàn)，則圖13中的其他功能模塊也可以合適地實施為DSP中的軟件。由系數(shù)估算器1312所計算的系數(shù)誤差如所說明的在線734上輸出，并用來更新如上面結(jié)合圖7中所述的在記憶DPD電路中采用的系數(shù)。
接下來，參考圖14，示出與記憶DPD電路的預濾波實現(xiàn)(圖11)方式一起使用的三階模式子序列計算電路1300的特殊實現(xiàn)。如圖14所示，輸入信號被提供給包括第一和第二濾波器1400和1402的濾波器組，這些第一和第二濾波器1400和1402將輸入信號分成沿著線1404和1406提供的兩個限帶分量(表示為A和B)。濾波器1400和1402的操作將對應于濾波器1100和1102(上面結(jié)合圖11所述的)。兩個限帶分量A和B被提供給包括非線性操作電路的四個單獨的信號路徑1407、1409、1411和1413。在這些信號路徑中，在圖13中在線1314、1316、1318和1320上提供的三階非線性子序列從限帶分量A和B中產(chǎn)生。更加特別地，在信號路徑1407中，信號A的幅度平方在電路1408中計算，并且信號B的復共軛在電路1410中計算，以及最終信號在復數(shù)乘法電路1412中相乘，以產(chǎn)生沿著線1314提供的三階子序列。在信號路徑1409中，信號A和B分別被提供給電路1414和1416，這些電路1414和1416計算各自信號的幅度平方，然后在加法電路1418中進行相加。然后加法電路1418的輸出被加到復數(shù)乘法電路1420并且與信號A相乘，以產(chǎn)生沿著線1316提供的三階子序列。在信號路徑1411中，加法電路1418的輸出被加到復數(shù)乘法電路1422并且與信號B相乘，以產(chǎn)生沿著線1318提供的三階子序列。在信號路徑1413中，信號B的幅度平方在電路1426中被計算，并且信號A的復共軛在電路1424中計算，以及最終信號在復數(shù)乘法電路1428中相乘，以產(chǎn)生沿著線1320提供的三階子序列。如第一實施例中，由于成批模式處理系數(shù)更新處理，可以在適當編程的DSP中實現(xiàn)圖14所說明的電路，而圖11的相應電路優(yōu)選地以硬件例如ASIC或FPGA電流來實現(xiàn)，以提供實時DPD處理。
下面，參考圖15，示出與記憶DPD電路的后濾波實施方式(圖12)一起使用的三階模式子序列計算電路1300的實現(xiàn)。如圖15所示，輸入信號被提供給電路1500，電路1500通過執(zhí)行運算|x|2x根據(jù)沿著線732提供的輸入信號(圖7)產(chǎn)生三階信號。從電路1500輸出的信號被提供給包括濾波器1502、1504、1506和1508的濾波器組。這些濾波器1502、1504、1506和1508對應于上面關于圖12描述的濾波器1202、1204、1206和1208的操作，并因而提供三階子序列作為輸出，其中基于輸入信號的譜特性和由功率放大器或特別蜂窩應用的特殊頻譜屏產(chǎn)生的期望的非線性模式，這些三階子序列被限帶。濾波器1502、1504、1506和1508的輸出沿著線1314、1316、1318和1320被提供，并且對應于圖13中所示的在前述的自適應系數(shù)估算操作中使用的三階模式子序列計算電路1300的各自輸出。
通過修改圖11或圖12所示的記憶補償，能夠?qū)崿F(xiàn)較高階補償。通過利用輸入信號(適當延遲的)732的偶數(shù)階模式調(diào)制記憶DPD的輸出信號，或1150或1224，增加校正的階數(shù)。例如，通過|x|2的調(diào)制產(chǎn)生五階校正。較高階補償將一般實施為與三階補償并行的額外路徑。圖13中的估算器將被擴展以包括與1300并聯(lián)的較高階子序列計算電路，其較高階子序列利用hestimator來濾波并被提供給系數(shù)估算1312。較高階子序列可以是三階子序列的改進，其中通過輸入信號732的延遲的偶數(shù)階模式調(diào)制輸出1314、1316、1318和1320。
對于圖15所示的記憶補償情況，通過增加非線性電路1200和1500的階數(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)較高階補償?shù)奶鎿Q形式。例如，改變非線性電路1200和1500到|x|4x將提供五階補償。
上面結(jié)合特殊實現(xiàn)方式已經(jīng)描述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例。同樣，對于不同的實施例，也已經(jīng)描述了一般的操作理論。本領域的技術(shù)人員將意識到，根據(jù)本發(fā)明的操作理論，在上述特殊實現(xiàn)方式中的多種改變是可能的，其改變形式太多以致于不在這里詳細描述了。因此，本發(fā)明應不限于上述的特殊實現(xiàn)方式，這些特殊實現(xiàn)方式在本質(zhì)上純粹是說明性的。
權(quán)利要求
1.一種數(shù)字預矯正器，適于接收數(shù)字輸入信號和輸出預矯正的數(shù)字信號，該數(shù)字預矯正器包括輸入端，被耦合來接收數(shù)字輸入信號；第一信號路徑，耦合到輸入端并包括延遲電路和耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路；第二信號路徑，與所述第一信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，包括在輸入信號上提供第一預矯正操作的第一數(shù)字預矯正器電路；和第三信號路徑，與所述第一和第二信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，包括在輸入信號上提供第二不同的預矯正操作的第二數(shù)字預矯正器電路；其中組合器電路接收并組合第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出與第一信號路徑的延遲電路的輸出，以提供預矯正的數(shù)字輸出信號。
2.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字預矯正器，其中所述第一數(shù)字預矯正器電路僅采用數(shù)字輸入信號的電流抽樣來提供模擬無記憶失真效應的所述第一預矯正操作。
3.如權(quán)利要求2所述的數(shù)字預矯正器，其中所述第二數(shù)字預矯正器電路采用數(shù)字輸入信號的多個抽樣來提供模擬記憶失真效應的所述第二預矯正操作。
4.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字預矯正器，其中所述組合器電路包括復數(shù)加法電路。
5.如權(quán)利要求1所述的數(shù)字預矯正器，進一步包括第二組合器電路，耦合到第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出，并提供第一和第二數(shù)字預矯正器電路的組合輸出給第一信號路徑中的組合器電路。
6.如權(quán)利要求5所述的數(shù)字預矯正器，其中所述第二組合器電路包括復數(shù)加法電路。
7.一種數(shù)字預矯正電路，適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正校正信號，該數(shù)字預矯正電路包括輸入端，用于接收數(shù)字輸入信號；第一信號路徑，包括耦合到輸入端的延遲電路和耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路；濾波器組，耦合到輸入端并與第一信號路徑并聯(lián)配置，該濾波器組包括至少兩個濾波器，具有不同的頻率響應并輸出從數(shù)字輸入信號的多個抽樣中導出的至少第一和第二限帶信號；以及多個非線性操作電路，耦合到濾波器組并且接收限帶信號，非線性操作電路從限帶信號中產(chǎn)生較高階信號；其中非線性操作電路的輸出被提供給第一信號路徑中的組合器電路，并且與從第一信號路徑中的延遲電路中輸出的延遲輸入信號進行組合，以提供數(shù)字預矯正輸出信號。
8.如權(quán)利要求7所述的數(shù)字預矯正電路，進一步包括多個加權(quán)電路，耦合到非線性操作電路的輸出端，并且將相應的加權(quán)系數(shù)應用于較高階信號。
9.如權(quán)利要求8所述的數(shù)字預矯正電路，其中輸入信號具有相關的頻率帶寬，其中一個或多個較高階信號落入輸入信號的帶寬內(nèi)，并且其中加權(quán)系數(shù)對于輸入信號的帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。
10.如權(quán)利要求7所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述組合器電路為復數(shù)乘法電路，并且其中從組合器電路輸出的預矯正輸出信號為從輸入信號以及來自非線性操作電路的較高階信號中導出的三階信號。
11.如權(quán)利要求7所述的數(shù)字預矯正電路，進一步包括多個復數(shù)加法電路，接收和相加來自多個非線性操作電路的較高階信號，并提供組合的較高階信號給第一信號路徑中的組合器電路。
12.如權(quán)利要求7所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述濾波器組包括分別具有第一固定頻率響應和第二固定頻率響應的第一和第二濾波器，第二頻率響應包括第一頻率響應的鏡像。
13.如權(quán)利要求12所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述多個非線性操作電路包括第一非線性操作電路，包括接收第二濾波器的輸出的第一復共軛電路以及接收第一復共軛電路的輸出和第一濾波器的輸出并提供第一較高階信號的第一復數(shù)乘法電路；第二非線性操作電路，包括分別接收第一和第二濾波器的輸出的第一和第二幅度平方電路，以及將第一和第二幅度平方電路的輸出相加并且提供輸出作為第二較高階信號的加法電路；和第三非線性操作電路，包括接收第一濾波器的輸出的第二復共軛電路以及將第二復共軛電路的輸出和第二濾波器的輸出相乘以提供第三較高階信號的第二復數(shù)乘法電路。
14.一種數(shù)字預矯正電路，適于接收數(shù)字輸入信號并且輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正信號，該數(shù)字預矯正電路包括輸入端，用于接收數(shù)字輸入信號；第一信號路徑，包括耦合到輸入端的延遲電路和耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路；非線性操作電路，耦合到輸入端并與第一信號路徑并聯(lián)配置，而且接收數(shù)字輸入信號，該非線性操作電路從數(shù)字輸入信號中產(chǎn)生較高階信號；以及濾波器組，耦合到非線性操作電路并且接收較高階信號，該濾波器組包括多個濾波器，具有不同的頻率響應并輸出從較高階信號的多個抽樣中導出的多個限帶的較高階信號；其中濾波器的輸出被提供給第一信號路徑中的組合器電路，并且與從第一信號路徑中的延遲電路輸出的延遲輸入信號進行組合，以提供數(shù)字預矯正輸出信號。
15.如權(quán)利要求14所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述輸入信號為復數(shù)信號，并且其中所述非線性操作電路包括幅度平方電路，提供對應于復數(shù)數(shù)字輸入信號的幅度平方的信號。
16.如權(quán)利要求14所述的數(shù)字預矯正電路，進一步包括多個加權(quán)電路，耦合到多個濾波器的輸出端并且將相應的加權(quán)系數(shù)應用于限帶的較高階信號。
17.如權(quán)利要求16所述的數(shù)字預矯正電路，其中輸入信號具有相關的頻率帶寬，其中一個或多個限帶的較高階信號落入輸入信號的帶寬內(nèi)，并且其中加權(quán)系數(shù)對于在輸入信號的帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。
18.如權(quán)利要求14所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述組合器電路為復數(shù)乘法電路，并且其中從組合器電路輸出的預矯正輸出信號是從輸入信號和限帶的較高階信號中導出的三階信號。
19.如權(quán)利要求14所述的數(shù)字預矯正電路，進一步包括多個復數(shù)加法電路，接收和相加限帶的較高階信號，并提供組合的限帶的較高階信號給第一信號路徑中的組合器電路。
20.如權(quán)利要求14所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述濾波器組包括分別具有第一固定頻率響應和第二固定頻率響應的第一和第二濾波器以及具有不同于所述第一和第二濾波器的頻率響應的第三濾波器，其中第二頻率響應包括第一頻率響應的鏡像。
21.一種數(shù)字預矯正電路，適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正信號，該數(shù)字預矯正電路包括輸入端，用于接收數(shù)字輸入信號；濾波器組，包括至少兩個濾波器，具有不同的頻率響應，并輸出從數(shù)字輸入信號的多個抽樣中導出的至少第一和第二限帶信號；多個非線性操作電路，耦合到濾波器組并且接收限帶信號，非線性操作電路從限帶信號中產(chǎn)生三階或更高階信號；以及一個或多個組合器電路，接收和組合非線性操作電路的輸出，以提供數(shù)字預矯正輸出信號。
22.如權(quán)利要求21所述的數(shù)字預矯正電路，進一步包括多個加權(quán)電路，耦合到非線性操作電路的輸出端，并且將相應的加權(quán)系數(shù)應用于較高階信號。
23.如權(quán)利要求22所述的數(shù)字預矯正電路，其中輸入信號具有相關的頻率帶寬，其中一個或多個較高階信號落入輸入信號的帶寬內(nèi)，并且其中加權(quán)系數(shù)對于輸入信號的帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。
24.如權(quán)利要求21所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述一個或多個組合器電路包括多個復數(shù)加法電路。
25.如權(quán)利要求21所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述濾波器組包括分別具有第一固定頻率響應和第二固定頻率響應的第一和第二濾波器，第二頻率響應包括第一頻率響應的鏡像。
26.如權(quán)利要求25的數(shù)字預矯正電路，其中所述多個非線性操作電路包括第一非線性操作電路，包括接收第一濾波器的輸出的第一復數(shù)平方電路、接收第二濾波器的輸出的第一共軛電路以及接收復數(shù)平方電路和第一復共軛電路的輸出并提供第一較高階信號的第一復數(shù)乘法電路；第二非線性操作電路，包括分別接收第一和第二濾波器輸出的第一和第二幅度平方電路、將第一和第二幅度平方電路的輸出相加的加法電路以及將第一濾波器的輸出和加法電路的輸出相乘并提供輸出作為第二較高階信號的第二復數(shù)乘法電路；第三非線性操作電路，包括第三復數(shù)乘法電路，接收并將第二濾波器的輸出和所述加法電路的輸出相乘，而且提供輸出作為第三較高階信號；以及第四非線性操作電路，包括接收第一濾波器的輸出的第二復共軛電路、接收第二濾波器的輸出的第二復數(shù)平方電路以及將第二復共軛電路的輸出和第二復數(shù)平方電路的輸出相乘以提供第四較高階信號的第四復數(shù)乘法電路。
27.一種數(shù)字預矯正電路，適于接收數(shù)字輸入信號并輸出補償由于輸入信號的多個抽樣引起的記憶效應的數(shù)字預矯正信號，該數(shù)字預矯正電路包括輸入端，用于接收數(shù)字輸入信號；非線性操作電路，耦合到輸入端并接收數(shù)字輸入信號，該非線性操作電路自數(shù)字輸入信號中產(chǎn)生第三或更高階信號；濾波器組，耦合到非線性操作電路并且接收第三或較高階信號，該濾波器組包括多個濾波器，具有不同的頻率響應并輸出從第三或較高階信號的多個抽樣中導出的多個限帶的三階或較高階信號；以及一個或多個組合器電路，接收并組合濾波器的輸出，以提供預矯正輸出信號。
28.如權(quán)利要求27所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述輸入信號為復數(shù)信號，并且其中所述非線性操作電路包括提供對應于利用復數(shù)數(shù)字輸入信號相乘的復數(shù)數(shù)字輸入信號的幅度平方的三階信號的電路。
29.如權(quán)利要求27所述的數(shù)字預矯正電路，進一步包括多個加權(quán)電路，耦合到多個濾波器的輸出端，并且將相應的加權(quán)系數(shù)應用于限帶的三階或較高階信號。
30.如權(quán)利要求29所述的數(shù)字預矯正電路，其中輸入信號具有相關的頻率帶寬，其中一個或多個限帶的三階或較高階信號至少部分地落入輸入信號的帶寬內(nèi)，并且其中加權(quán)系數(shù)對于輸入信號的帶寬內(nèi)的一個或多個三階或較高階信號應用選擇加權(quán)。
31.如權(quán)利要求27所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述一個或多個組合器電路包括接收和相加限帶的三階或較高階信號的多個復數(shù)加法電路。
32.如權(quán)利要求27所述的數(shù)字預矯正電路，其中所述濾波器組包括每個具有不同的固定頻率響應的第一、第二、第三和第四濾波器。
33.一種自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)，適于接收數(shù)字輸入信號并對于非線性分量輸出預矯正數(shù)字信號以及接收非線性分量的輸出的數(shù)字抽樣，該數(shù)字預矯正系統(tǒng)包括輸入端，被耦合來接收數(shù)字輸入信號；數(shù)字預矯正器模塊，耦合到輸入端并包括預矯正電路，對數(shù)字輸入信號操作，以便從輸入信號中產(chǎn)生限帶信號，并且采用單獨的預矯正系數(shù)來加權(quán)限帶信號；誤差生成器電路，用于接收數(shù)字輸入信號和非線性分量輸出的數(shù)字抽樣，并提供數(shù)字誤差信號；以及自適應系數(shù)生成器，被耦合來接收數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號，并且包括從輸入信號和誤差信號中導出單獨加權(quán)的頻率分量的譜加權(quán)電路，以及用于計算對于不同的頻率分量不同加權(quán)的更新的預矯正系數(shù)并提供更新的預矯正系數(shù)給數(shù)字預矯正器模塊的系數(shù)估算器電路。
34.如權(quán)利要求33所述的自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)，其中系數(shù)估算器電路包括加權(quán)的最小均方系數(shù)估算器。
35.如權(quán)利要求34所述的自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)，其中系數(shù)估算器電路包括利用加權(quán)的最小均方算法編程的數(shù)字信號處理器。
37.如權(quán)利要求33所述的自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)，其中譜加權(quán)電路包括多個數(shù)字濾波器，接收并對數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號操作。
38.如權(quán)利要求33所述的自適應數(shù)字預矯正系統(tǒng)，其中譜加權(quán)電路進一步包括用于從數(shù)字輸入信號中導出頻率受限子序列的子序列計算電路，并且其中多個數(shù)字濾波器之一接收并對數(shù)字誤差信號操作，以及多個數(shù)字濾波器中的其余濾波器接收并對頻率受限子序列操作。
39.一種線性化放大器系統(tǒng)，適于接收數(shù)字輸入信號和輸出放大的RF信號，包括輸入端，被耦合來接收數(shù)字輸入信號；數(shù)字預矯正器模塊，包括第一信號路徑，耦合到輸入端并包括延遲電路以及耦合到延遲電路的輸出端的組合器電路，第二信號路徑，與所述第一信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，并且包括對輸入信號的單個抽樣操作的第一數(shù)字預矯正器電路，對輸入信號提供無記憶預矯正操作，以及第三信號路徑，與所述第一和第二信號路徑并聯(lián)耦合到輸入端，并且包括第二數(shù)字預矯正器電路，采用輸入信號的多個抽樣在輸入信號上提供基于記憶的預矯正操作，其中組合器電路接收并組合第一和第二數(shù)字預矯正器電路的輸出與第一信號路徑的延遲電路的輸出，以提供預矯正的數(shù)字信號；數(shù)-模轉(zhuǎn)換器，被耦合以便從數(shù)字預矯正器模塊接收預矯正的數(shù)字信號，并提供預矯正的模擬信號；上變頻器，從數(shù)-模轉(zhuǎn)換器接收預矯正的模擬信號，并將其轉(zhuǎn)換為RF模擬信號；和功率放大器，接收RF模擬信號，并且提供放大的RF輸出信號。
40.一種自適應線性化放大器系統(tǒng)，包括輸入端，被耦合來接收數(shù)字輸入信號；數(shù)字預矯正器模塊，耦合到輸入端并接收數(shù)字輸入信號和輸出預矯正的數(shù)字信號，該數(shù)字預矯正器模塊包括預矯正電路，對數(shù)字輸入信號操作，以便從輸入信號中產(chǎn)生限帶信號，并采用單獨的預矯正系數(shù)來加權(quán)限帶信號；數(shù)-模轉(zhuǎn)換器，被耦合來接收數(shù)字預矯正器模塊的預矯正的數(shù)字信號輸出，并提供模擬信號；上變頻器，用于從數(shù)-模轉(zhuǎn)換器接收模擬信號，并將其轉(zhuǎn)換為RF模擬信號；功率放大器，接收RF模擬信號，并提供放大的RF輸出信號；輸出抽樣耦合器，被耦合來抽樣來自功率放大器的模擬RF輸出信號；反饋電路路徑，耦合到輸出抽樣耦合器，包括下變頻器和將抽樣的RF輸出信號轉(zhuǎn)換為表示RF輸出信號的數(shù)字抽樣信號的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器；誤差生成器電路，耦合到輸入端和反饋電路路徑，用于接收數(shù)字輸入信號和數(shù)字抽樣信號，并提供數(shù)字誤差信號；以及自適應系數(shù)生成器，被耦合來接收數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號，并且提供更新的預矯正系數(shù)給數(shù)字預矯正器模塊，包括從數(shù)字輸入信號和數(shù)字誤差信號中導出單獨加權(quán)的頻率分量的譜加權(quán)電路以及用于計算對于不同的頻率分量不同加權(quán)的更新的預矯正系數(shù)的系數(shù)估算器電路。
41.一種用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，包括接收數(shù)字輸入信號，并沿著三條并行信號路徑分離數(shù)字輸入信號；延遲沿著第一信號路徑提供的信號；采用輸入信號的單個抽樣數(shù)字地預矯正沿著第二信號路徑提供的信號，以提供無記憶預矯正校正；采用輸入信號的多個抽樣數(shù)字地預矯正沿著第三信號路徑的信號，以提供基于記憶的數(shù)字預矯正校正；以及組合從第二和第三信號路徑中提供的無記憶和基于記憶的數(shù)字預矯正校正與第一信號路徑中的延遲信號，以提供預矯正的數(shù)字輸出信號。
42.一種用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，包括接收數(shù)字輸入信號；從數(shù)字輸入信號中導出多個限帶的較高階信號；利用在限帶的較高階信號之間改變的預矯正系數(shù)加權(quán)多個限帶的較高階信號，以提供預矯正校正信號；以及組合預矯正校正信號與數(shù)字輸入信號，以提供預矯正的數(shù)字輸出信號。
43.如權(quán)利要求42所述的用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，其中從數(shù)字輸入信號中導出多個限帶的較高階信號包括濾波輸入信號以產(chǎn)生多個限帶信號以及在限帶信號上執(zhí)行多個非線性操作以產(chǎn)生所述限帶的較高階信號。
44.如權(quán)利要求42所述的用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，其中從數(shù)字輸入信號中導出多個限帶的較高階信號包括在輸入信號上執(zhí)行非線性操作以產(chǎn)生較高階信號以及在較高階信號上執(zhí)行多個濾波操作以產(chǎn)生所述限帶的較高階信號。
45.如權(quán)利要求42所述的用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，其中所述限帶的較高階信號為二階信號，并且其中所述方法進一步包括將限帶的較高階信號和數(shù)字輸入信號相乘，以提供三階數(shù)字信號作為所述預矯正校正信號。
46.如權(quán)利要求42所述的用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，其中所述限帶的較高階信號為三階信號。
47.如權(quán)利要求42所述的用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，其中輸入信號具有相關的頻率帶寬，其中一個或多個限帶的較高階信號落入輸入信號的頻率帶寬內(nèi)，并且其中預矯正系數(shù)對于輸入信號的頻率帶寬內(nèi)的一個或多個較高階信號應用選擇加權(quán)。
48.一種用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，包括接收數(shù)字輸入信號；基于表示數(shù)字輸入信號的多個抽樣的聯(lián)合時間頻率，導出表示非線性基函數(shù)的多個較高階信號；利用預矯正系數(shù)加權(quán)多個較高階信號，以提供預矯正校正信號；以及組合預矯正校正信號與數(shù)字輸入信號，以提供預矯正的數(shù)字信號。
49.如權(quán)利要求48所述的用于數(shù)字地預矯正數(shù)字輸入信號的方法，其中所述非線性基函數(shù)包括基于輸入信號的Gabor展開式的截短Gaussian函數(shù)。
50.一種用于放大器系統(tǒng)的自適應數(shù)字預矯正線性化的方法，包括接收數(shù)字輸入信號；從數(shù)字輸入信號中導出多個限帶的較高階信號；利用譜加權(quán)的預矯正系數(shù)來加權(quán)多個限帶的較高階信號，以提供預矯正校正信號；組合預矯正校正信號和數(shù)字輸入信號，以提供預矯正的數(shù)字信號；將預矯正的數(shù)字信號從數(shù)字形式轉(zhuǎn)換為模擬形式，以提供預矯正的模擬信號；將預矯正的模擬信號上變頻為RF信號；放大RF信號，以提供放大的RF輸出信號；抽樣RF輸出信號；將抽樣的RF輸出信號下變頻為較低頻抽樣的模擬輸出信號；將較低頻抽樣的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式，以提供抽樣的數(shù)字輸出信號；從輸入數(shù)字信號和抽樣的數(shù)字輸出信號中導出誤差信號；從誤差信號和數(shù)字輸入信號中導出譜加權(quán)的子信號；以及從譜加權(quán)的子信號中自適應地產(chǎn)生所述譜加權(quán)的預矯正系數(shù)。
全文摘要
公開了利用數(shù)字預矯正來校正存在于功率放大器內(nèi)的記憶效應的系統(tǒng)和方法以及采用數(shù)字預矯正的改進的功率放大器系統(tǒng)。具有從數(shù)字信號中得到的輸入的功率放大器(110)內(nèi)的非線性通過在功率放大器(110)之前注入數(shù)字校正信號進行補償。公開了用于模擬由功率放大器(110)記憶效應產(chǎn)生的失真以及生成所希望的數(shù)字預矯正校正信號的系統(tǒng)和方法。
文檔編號H04L25/49GK1833418SQ200480018834
公開日2006年9月13日 申請日期2004年7月1日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月3日
發(fā)明者R·N·布賴思維特 申請人:電力波技術(shù)公司