專利名稱：用于射頻(rf)信號的上下變換的再生分頻器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明主要涉及通信，尤其涉及生成用于RF(射頻)信號上下變換的本地振蕩器信號的方法和裝置。
背景技術(shù)：
許多通信系統(tǒng)將電磁信號從基帶調(diào)制到更高頻率以用于發(fā)射，并且隨后當(dāng)它們到達接收機時，將這些高頻解調(diào)回到它們的原始頻帶。例如，原始(或基帶)信號可能是數(shù)據(jù)、話音或視頻。這些基帶信號可以由諸如麥克風(fēng)或攝像機之類的換能器發(fā)生，由計算機產(chǎn)生，或者從電子存儲裝置中被轉(zhuǎn)送。通常，高頻比基帶信號提供更長的范圍和更高容量的信道，并且因為高頻信號能夠通過空氣有效傳播，它們可以用于無線發(fā)射以及硬布線或波導(dǎo)信道。
所有這些信號通常稱為RF信號，它們是電磁信號；也就是說，在電磁頻譜內(nèi)具有電屬性和磁屬性的波形通常與無線電波傳播相關(guān)。
利用這種調(diào)制和解調(diào)技術(shù)的有線通信系統(tǒng)包括諸如局域網(wǎng)(LAN)、點對點通信以及比如互聯(lián)網(wǎng)的廣域網(wǎng)(WAN)之類的計算機通信系統(tǒng)。這些網(wǎng)絡(luò)通常在電傳導(dǎo)或光導(dǎo)纖維信道上傳送數(shù)據(jù)信號。可以利用調(diào)制和解調(diào)的無線通信系統(tǒng)包括用于公共廣播的系統(tǒng)，比如AM和FM無線電，以及UHF和VHF電視。專用通信系統(tǒng)可以包括蜂窩電話網(wǎng)絡(luò)、個人尋呼裝置、出租車服務(wù)使用的HF無線電系統(tǒng)、微波骨干網(wǎng)絡(luò)、遵循藍牙標(biāo)準(zhǔn)的互連設(shè)備以及衛(wèi)星通信。使用RF調(diào)制和解調(diào)的其它有線和無線系統(tǒng)對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是公知的。
大部分RF接收機使用“超外差”拓?fù)洌热缭诠矎V播FM收音機中，“超外差”拓?fù)湓谟邢薜膽?yīng)用范圍中提供優(yōu)良的性能。例如，超外差接收機使用兩步頻率變換方法，將接收到的RF信號變換為可以使用音頻放大器和揚聲器播放的基帶信號。圖1是表示典型的超外差接收機10的框圖。使用混頻器12和14將RF信號轉(zhuǎn)換為基帶或某些中頻(IF)。剩余的元件放大被處理的信號，并且從信號中濾除噪聲。
RF帶通濾波器18首先過濾來自天線20的信號(注意該帶通濾波器18還可以是雙工器)。低噪聲放大器22然后放大已濾波的天線信號，增加RF信號的強度，并且減少接收機10的噪聲指數(shù)。信號接下來由通常被標(biāo)識為圖像抑制濾波器的另一帶通濾波器24濾波。信號然后進入混頻器12，混頻器12將來自圖像抑制濾波器24的信號與本地振蕩器(LO1)26生成的周期信號相乘?；祛l器12接收來自圖像抑制濾波器24的該信號，并且將它轉(zhuǎn)換為較低頻率，也就是已知的第一中頻。
通常，混頻器是一種電路或裝置，它接受作為其輸入的兩個不同頻率、并且在輸出呈現(xiàn)(a)頻率等于輸入信號的頻率之和的信號；(b)頻率等于輸入信號的頻率之差的信號；和(c)原始輸入頻率的信號。
混頻器的典型實施例是數(shù)字開關(guān)，它可以比上述顯著地生成更多音。
第一中頻信號接下來被通常稱為信道濾波器的帶通濾波器28濾波，帶通濾波器28以第一中頻為中心，因此過濾出第一混頻處理的無用分量；上面的信號(a)和(c)。當(dāng)執(zhí)行第二混頻處理時，這對防止這些信號干擾期望信號是必要的。
信號然后被中頻放大器30放大，并使用混頻器14和本地振蕩器(LO2)32與第二本地振蕩器信號混頻。第二本地振蕩器LO2 32生成通常被調(diào)諧到第一中頻的周期信號。因此，來自于混頻器14的輸出的信號現(xiàn)在位于基帶，也就是說，在最初生成該信號的頻率處?，F(xiàn)在使用低通濾波器34從信號中濾除噪聲，并且已濾波的基帶信號被傳遞到某些方式的呈現(xiàn)、處理或記錄裝置上。例如，在收音機的情況下，這可能是音頻放大器和揚聲器，而在計算機調(diào)制解調(diào)器的情況下，這可能是模-數(shù)轉(zhuǎn)換器。
注意相同的處理可用于將任意電信號從一個頻率調(diào)制或解調(diào)到另一頻率。
超外差設(shè)計10具有包括如下在內(nèi)的許多問題·它需要昂貴的離線(off-chip)元件，特別是帶通濾波器18、24、28以及低通濾波器34；·離線元件需要設(shè)計折衷，這增加了功率消耗并且降低了系統(tǒng)增益；·它不是完全可集成的；以及·它不易應(yīng)用于多標(biāo)準(zhǔn)/多頻率的應(yīng)用中，因為帶通和低通濾波器18、24、28和34必須是高質(zhì)量裝置；無法使用電子可調(diào)濾波器。
在多標(biāo)準(zhǔn)/多頻率應(yīng)用中使用超外差系統(tǒng)的唯一方式是為每個頻帶使用單獨的離線濾波器組。
直接變換體系結(jié)構(gòu)與超外差體系結(jié)構(gòu)不同，不同在于它們在單個步驟中將RF信號解調(diào)到基帶。通過將RF信號與在載頻上的本地振蕩器信號混頻，沒有圖像頻率和圖像分量使該信號惡化。直接變換接收機提供高水平的集成性，但是也有一些重要的問題。
圖2的框圖表示出典型的直接變換接收機36。RF帶通濾波器18首先過濾來自于天線20的信號(這個帶通濾波器18也可以是雙工器)。低噪聲放大器22然后放大已濾波天線信號，增加RF信號的強度，并且減少接收機36的噪聲指數(shù)。
然后使用混頻器14和本地振蕩器38將該信號與本地振蕩器信號混頻。本地振蕩器38生成周期信號，該周期信號被調(diào)諧到接收信號的載頻上，而不是如超外差接收機10的情況下那樣被調(diào)諧到IF頻率。來自于混頻器14的輸出的信號現(xiàn)在位于基帶，也就是說，在最初生成該接收信號的頻率處。然后，已經(jīng)下變換的信號利用低通濾波器34而被濾波，并且可以被放大器39放大?；鶐盘柆F(xiàn)在可以按照其它的方式被放大、數(shù)字化或變換成為有用信號。
直接變換RF 36在成本、功率和集成水平有一些勝過超外差系統(tǒng)的優(yōu)點；不過，直接變換也有一些嚴(yán)重的問題。這些問題包括·靠近基帶的噪聲(即1/f噪聲)使期望信號惡化；·在RF路徑中的本地振蕩器(LO)泄漏，這產(chǎn)生DC漂移。由于LO頻率與被解調(diào)的輸入信號的載頻相同，所以LO對混頻器的天線側(cè)上的任何泄漏也將通過輸出側(cè)；·進入RF路徑中的本地振蕩器泄漏，這引起減敏。作為接收機對干擾信號的反應(yīng)結(jié)果，減敏是期望信號增益的降低。增益降低通常是由于接收機某些部分的過載，比如自動增益控制(AGC)電路，導(dǎo)致期望信號的抑制，因為接收機將不再線性地響應(yīng)輸入電壓中的遞增量；·RF-LO泄漏也會耦合到用于生成本地振蕩器信號的片上(on-chip)壓控振蕩器(VCO)，并且降低接收機性能，尤其是同相調(diào)制的系統(tǒng)；和·需要大的片上電容器，以消除多余噪聲和靠近DC的信號能量，這使可集成化昂貴。這些電容器通常放置在混頻器12和低通濾波器34之間。
顯然，如果能夠?qū)⑿盘柋舜擞行У馗綦x，那么上面列出的問題會顯著地降低。很遺憾，這很難以一種節(jié)約成本和高效率的方式來完成。
在“解決直接變換的問題”，Planet Analog，2001年8月，D.Grant等人提出了許多種方式來降低LO泄漏，包括如下·優(yōu)良的板設(shè)計(例如，將LO軌跡的長度減到最少，以使軌跡不會像廣播LO信號的“天線”一樣作用)；·大量的屏蔽，這會增加成本和重量；·以要求的倍數(shù)或分?jǐn)?shù)生成LO信號，然后使用分頻器或乘法器在需要的地方產(chǎn)生實際的LO。
Grant等人也描述了通過利用簡單的再生分頻器電路，以期望LO頻率的4/3處產(chǎn)生LO，以努力避免LO泄漏問題。
可是，Grant等人沒有提供在I和Q應(yīng)用中實現(xiàn)這樣電路的任何有效方式。在許多調(diào)制方案(尤其是調(diào)頻和調(diào)相方案)中，必須調(diào)制或解調(diào)輸入信號的同相(I)和正交(Q)分量，其中I與Q相位差為90度。
以本領(lǐng)域公知的方式簡單地修改Grant的設(shè)計來處理I和Q信號，導(dǎo)致電路具有與先前已知拓?fù)渌鑾缀跬瑯佣嗟臑V波器和其它元件。因此，Grant等人在需要I和Q信號的應(yīng)用中，關(guān)于可集成化、成本和尺寸降低沒有提供實際的改進。
為了提供價廉且功耗較少的輕小裝置，很希望以完全集成的形式提供調(diào)制和解調(diào)電路。諸如離線濾波器之類的分離電子元件通常物理上很大，并且與集成元件相比更昂貴且更消耗功率。顯然，需要這種離線元件的拓?fù)洳皇撬谕摹?br> 可是，使用經(jīng)濟的制造技術(shù)來制造完全集成的接收機很有挑戰(zhàn)性。例如，CMOS技術(shù)向無源元件提供低質(zhì)量因數(shù)和低自諧振頻率，這會形成問題，尤其在較高的頻率處。
由于無線通信行業(yè)(尤其是低功率蜂窩/微蜂窩語音/數(shù)據(jù)個人通信系統(tǒng))中感興趣的頻率已經(jīng)超越了以前所使用(大約900MHz)，而進入到高于1GHz的頻譜中，所以實現(xiàn)價廉、節(jié)省功率的發(fā)射機的進一步期望已經(jīng)證明很有挑戰(zhàn)性。
因此，需要一種解決上述問題的解調(diào)方法和設(shè)備。期望這個設(shè)計是完全可集成的、廉價且高性能的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種調(diào)制和解調(diào)的新穎方法和系統(tǒng)，消除或緩和現(xiàn)有技術(shù)的至少一個缺點。
本發(fā)明的一個方面被定義為一種用于從輸入振蕩器信號x(t)中生成互補的sin和cos振蕩器信號的合成器電路，所述互補的sin和cos振蕩器信號從所述輸入振蕩器信號x(t)的頻率漂移，所述合成器電路包括分頻器，具有輸入以及基于在所述輸入接收到的信號，生成分開的sin和cos輸出；第一混頻器，用于接收所述輸入振蕩器信號x(t)，并將所述輸入振蕩器信號x(t)與所述分頻器的所述sin輸出混頻，以生成輸出信號；第二混頻器，用于接收所述輸入振蕩器信號x(t)，并將所述輸入振蕩器信號x(t)與所述分頻器的所述cos輸出混頻，以生成輸出信號；第一消除裝置，用于接收所述第一混頻器的所述輸出信號并從所述輸出信號中消除不期望的頻率信號，將所述已頻移的cos振蕩器信號提供為輸出；所述第一消除裝置的sin輸出還連接到所述分頻器的輸入；和第二消除裝置，用于接收所述第二混頻器的所述輸出信號并從所述輸出信號中消除不期望的頻率信號，從而將所述已頻移的sin振蕩器信號提供為輸出。
本發(fā)明的另一方面被定義為一種用于對輸入信號RF進行下變換的解調(diào)電路，包括按照權(quán)利要求1的合成器電路，用于生成互補的sin和cos振蕩器信號，與如下結(jié)合第三混頻器，用于接收所述輸入信號RF，并且將所述輸入信號RF與多音混頻信號1混頻，以生成輸出信號1RF；第四混頻器，用于接收作為輸入的所述信號1RF，并將所述信號1RF與單音混頻信號2混頻，以生成輸出信號12RF；第一和第二信號發(fā)生器，用于從所述合成器電路接收所述互補的sin和cos振蕩器信號；所述第一信號發(fā)生器，用于生成所述多音混頻信號1；和所述第二信號發(fā)生器，用于生成所述單音混頻信號2，其中1*2在被仿真的本地振蕩器信號的頻率處具有顯著的功率，并且所述1和所述2在所述被仿真的LO信號或所述輸入信號RF的載頻上都沒有顯著的功率。


根據(jù)參考附圖的如下說明，本發(fā)明的這些以及其它特征將變得更明顯，附圖中圖1表示本領(lǐng)域公知的超外差下變換拓?fù)涞目驁D；
圖2表示本領(lǐng)域公知的直接變換拓?fù)涞目驁D；圖3表示在本發(fā)明廣義實施例中，生成用于調(diào)制/解調(diào)的窄帶振蕩器信號的合成器的框圖；圖4表示在本發(fā)明一個實施例中，生成用于調(diào)制/解調(diào)的寬帶振蕩器信號的合成器的框圖；圖5表示在本發(fā)明一個實施例中，使用陷波濾波器生成用于調(diào)制/解調(diào)的窄帶振蕩器信號的合成器的框圖；圖6表示在本發(fā)明一個實施例中，生成用于調(diào)制/解調(diào)的虛擬本地振蕩器(VLO)信號的合成器的框圖；圖7表示在本發(fā)明一個實施例中的示范性VLO混頻信號對的時序圖；圖8表示在本發(fā)明一個實施例中，用于生成VLO混頻信號的I和Q分量的電路的框圖；圖9表示圖4中電路的一部分的框圖，從而該電路的部分可以被分析；圖10表示在本發(fā)明一個實施例中，用于生成調(diào)制/解調(diào)的完整VLO混頻信號組的合成器頂層框圖；圖11表示在本發(fā)明一個實施例中，以CMOS實現(xiàn)的示范性下變換器的框圖；圖12表示用在圖11的示范性CMOS下變換器中的4部分多相濾波器和放大器的電路圖；圖13表示用在圖11的示范性CMOS下變換器中的諧波抑制混頻器的電路圖；圖14表示圖11的示范性CMOS下變換器的壓模照片；圖15表示圖11的示范性CMOS下變換器的正交誤差與輸入LO頻率的關(guān)系圖；和圖16表示圖11的示范性CMOS下變換器的計算出的不需要圖像抑制與輸入LO頻率的關(guān)系圖。
具體實施例方式
本發(fā)明使用再生分頻器來生成上下變換所需要的本地振蕩器信號的正交分量。在使用直接變換的解調(diào)情況下，這些本地振蕩器信號的頻率與接收到的RF信號的載頻相同。通常根據(jù)這種情況描述本發(fā)明，但是顯然，本發(fā)明可以應(yīng)用到為任意上或下變換體系結(jié)構(gòu)生成本地振蕩器信號。
圖3和圖4的框圖中示出了解決本發(fā)明若干目的的兩個示范性再生分頻器電路，圖3表示窄帶應(yīng)用電路，圖4表示寬帶應(yīng)用電路。這兩個示范性結(jié)構(gòu)都使用3/4載頻作為被輸入到電路的本地振蕩器信號的頻率，表示為頻率f。也就是說，這兩個電路都被設(shè)計接收輸入振蕩器信號f，它的頻率等于期望輸出頻率的3/4(LO信號)。也可以使用其它分頻器配置，導(dǎo)致輸入和輸出頻率之間的其它關(guān)系。
該窄帶電路使用四分頻元件40，以在輸入信號的4/3頻率處生成正交分量。圖3的電路由兩個正反饋環(huán)路組成，都由相同的4分頻元件40饋送。輸入振蕩器信號sin(2πft)被饋送給第一混頻器42，在此，它與由4分頻元件40輸出的sin(2π[1/3]ft)信號混頻。對信號的分析可以如下執(zhí)行如上指出，混頻器的輸出通?？梢员幻枋鰹榘▋蓚€輸入之和以及之差，以及兩個輸入本身。被饋送到第一混頻器42中的這兩個信號將被帶通濾波器44濾波，因而為了分析，可以忽略它們。這將兩個信號留在如下頻率fOUT＝fIN+[1/4]fOUT(1)fOUT＝fIN-[1/4]fOUT(2)從等式(1)的兩側(cè)減去[1/4]fOUT，可以簡化為如下[3/4]fOUT＝fINfOUT＝[4/3]fIN(3)帶通濾波器44以[4/3]f為中心，它濾除除了期望的[4/3]f信號之外的所有信號。兩個sin信號的混頻使輸出漂移為cos信號，因此輸入sin(2πft)變成輸出cos(2π[4/3]ft)信號。帶通濾波器44還幫助消除由4分頻元件40和第一混頻器42產(chǎn)生的諧波(當(dāng)處理RF信號時，經(jīng)常生成諧波信號，諧波僅是被處理的正弦波頻率的整數(shù)倍。正弦波的頻率被稱為基頻或第一諧波，二次諧波是兩倍基頻，三次諧波是三倍基頻等)。
這個電路的其它支線以大致相同的方式操作?？墒牵皇菍⑤斎胝袷幤餍盘杝in(2πft)與從4分頻元件40中輸出的sin(2π[1/3]ft)信號混頻，而是使用第二混頻器46與cos(2π[1/3]ft)信號混頻。當(dāng)這個已混頻信號經(jīng)過第二帶通濾波器48時，輸出是期望的sin(2π[4/3]ft)信號。
因此，這個電路在輸入信號的4/3頻率處生成正交的LO信號對。正如所指出的，具有與輸入信號相同頻率的本地振蕩器(LO)可以允許自混頻發(fā)生，降低系統(tǒng)性能。使用頻率與輸入信號x(t)頻率不同的信號，降低了自混頻程度。注意本發(fā)明的設(shè)計的元件數(shù)量和波形因子比現(xiàn)有技術(shù)的電路少很多。
兩個信號分支(即42和44為一個分支，而46和48為另外分支)應(yīng)該盡可能對稱?？赡苄枰郊犹摂M的4分頻元件到底部分支，以提高對稱量(該虛擬的分頻器將只連接在它的輸入處，而該虛擬的分頻器的輸出將不連接)。
需要被刪除的諧波之一是在1/3f頻率處的諧波。使用圖3所示的帶通濾波器44、48或者使用圖5所示的以[1/3]f為中心的陷波濾波器70、72，可以刪除這個諧波。在圖4的寬帶電路50中，使用正交減法技術(shù)消除[1/3]f信號，并且多相位濾波器52用于產(chǎn)生LO的正交分量。
圖4的電路50由使用兩個4分頻元件54、56的四個正反饋環(huán)路組成。頻率為f的輸入振蕩器信號，被饋送給產(chǎn)生正交振蕩器信號sin(2πft)和cos(2πft)的多相濾波器52。這兩個振蕩器信號饋送給一對分別像圖3的正反饋電路。
多相濾波器是能夠在正和負(fù)頻率之間區(qū)分的選擇濾波器。它們的常見應(yīng)用，是在調(diào)制和解調(diào)RF信號時關(guān)于圖像信號的消除。圖4的多相濾波器52用于完全不同的目的。
sin(2πft)振蕩器信號被饋送給一對混頻器58、60，它們分別將這個振蕩器信號與來自4分頻元件54的sin(2π[1/3]ft)和cos(2π[1/3]ft)信號混頻。饋送給一對混頻器62、64的cos(2πft)振蕩器信號發(fā)生相同的處理，混頻器62、64將這個振蕩器信號分別與來自4分頻元件56的sin(2π[1/3]ft)和cos(2π[1/3]ft)信號混頻。一般來說，這些混頻器58、60、62、64將是諧波抑制混頻器(HRM)。
與圖3使用帶通濾波器從混頻器輸出中消除干擾信號分量不同，電路50使用正交減法。使用加法器66從混頻器58的輸出中減去混頻器64的輸出，得到單個信號cos(2π[4/3]ft)。類似地，使用加法器68將混頻器60的輸出與混頻器62的輸出求和，得到信號sin(2π[4/3]ft)。除了濾波或者正交減法之外，其它技術(shù)也可以用來消除、去除、或者忽略多余信號。
注意圖3-5的混頻器的特定設(shè)計參數(shù)對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說是清楚的，具有相關(guān)的噪聲指數(shù)、線性響應(yīng)以及變換增益的典型屬性。這些混頻器的選擇和設(shè)計遵循本領(lǐng)域公知的標(biāo)準(zhǔn)。
雖然這些圖暗示以模擬的形式實現(xiàn)各個元件，但是也可以以數(shù)字的形式而實現(xiàn)。混頻信號在此通常關(guān)于二進制1和0來呈現(xiàn)，可是，還可以使用雙極性波形，±1。雙極性波形通常用于擴頻應(yīng)用中，因為它們使用與本地控制信號同步周期性地使它們的輸入反向的換向混頻器。(這個反向處理不同于將信號與本地振蕩器直接混頻)同樣，在上面關(guān)于名詞“窄帶”和“寬帶”描述了本發(fā)明。這些名詞通常相對于環(huán)境由主觀定義。窄帶信號通常是頻譜內(nèi)容被限制為窄信道的信號；對于單個無線標(biāo)準(zhǔn)來說，通常是～20MHz。相比之下，“寬帶”通常指＞20MHz的帶寬，或者多個無線標(biāo)準(zhǔn)。
還在直接變換應(yīng)用的環(huán)境中描述了本發(fā)明，然而，本發(fā)明也能夠很容易被應(yīng)用到其它方法學(xué)中。近零IF(或者低IF)就是典型的實例。
近零IF交換類似于直接變換，RF頻帶在單個步驟中被帶入接近基帶。然而，對于近零IF，期望信號不被精確帶到基帶，因此DC漂移和1/f噪聲并不污染該信號。
VLO(虛擬本地振蕩器)信號的示范性實施圖6-10中表示本發(fā)明關(guān)于“虛擬本地振蕩器”(VLO)信號的實施。正如將要描述的，VLO信號是混頻信號對1和2，它們可以被用于上變換或下變換。雖然需要兩個混頻信號，但是它們與標(biāo)準(zhǔn)兩步變換拓?fù)渲惺褂玫膬蓚€混頻信號極不相同，比如超外差拓?fù)洹Ｅc直接變換方法的主要區(qū)別在于本發(fā)明的兩個混頻信號用于仿真單個混頻信號，但是它們這樣操作卻沒有直接變換的一些常見缺點，比如自混頻。
如圖6中的VLO拓?fù)?0的框圖所示，使用第一混頻器82，輸入信號RF與多音混頻信號1混頻(多音或非單音，是指具有一個以上基頻音，單音信號具有一個基頻音并且可能具有調(diào)和地與基音相關(guān)的其它單音)。結(jié)果信號1x(t)然后經(jīng)過高通濾波器84，并且利用第二混頻器86與單音信號2混頻，生成同相輸出信號12x(t)。這些混頻信號1和2在此通常是指“虛擬本地振蕩器”(VLO)信號，因為它們仿真本地振蕩器信號。乘積1*2在被仿真的本地振蕩器信號的頻率處有顯著的功率?？墒牵瑹o論1還是2在輸入信號x(t)、被仿真的LO信號或者輸出信號12x(t)的頻率處都沒有顯著的功率。具有如此特性的混頻信號極大地消除了自混頻的問題，因為VLO信號只在將干擾輸出信號的頻率處沒有顯著的功率。
圖7表示以幅度與時間繪制的示范性1和2混頻信號對。很顯然這兩個混頻信號1*2的乘積等于期望的LO信號。因此，來自圖6的混頻器86的輸出12x(t)，將等于假設(shè)的LO*x(t)下變換的輸出。根據(jù)圖7也很明顯，無論1還是2在LO＝1*2的頻率處都沒有顯著的功率。
實際上，在電路操作中，沒有點是曾經(jīng)生成的實際的“1*2”，并且如果它是，則只生成可忽略的量?；祛l器82、86接收分開的1和2信號，并且使用不同的物理元件將它們與輸入信號x(t)混頻。因此，沒有可能泄漏到電路中的LO信號。
從圖7中查看這些混頻信號的一個周期，1*2信號的生成十分清楚
表I-示范性VLO混頻信號

顯然，圖7中的兩個混頻信號1和2滿足有效VLO信號的標(biāo)準(zhǔn)。
在圖6中，兩個信號信道被示出一個用于輸入信號的同相分量，包括混頻器82和86以及高通濾波器84，一個用于輸入信號的正交分量，包括混頻器88和92以及高通濾波器90。這兩組混頻器和濾波器是相同的；唯一的區(qū)別是，這兩組混頻信號相互有90度相位差。
這個電路使用諸如關(guān)于圖3-5中任一個所述的再生分頻器電路94來向1發(fā)生器96和2發(fā)生器98提供同相和正交振蕩器信號。1發(fā)生器96和2發(fā)生器98可以是如在此所述生成VLO信號所需要的邏輯或其它電路的任何布置。大量由本申請人申請的共同未決專利申請，描述了生成此類VLO信號的各個方式。這些專利申請包括如下1.2000年9月1日申請的PCT國際申請，申請?zhí)朠CT/CAOO/00995，標(biāo)題為“用于射頻(RF)信號上變換的改進方法和設(shè)備”；2.2000年9月1日申請的PCT國際申請，申請?zhí)朠CT/CAOO/00994，標(biāo)題為“用于射頻(RF)信號下變換的改進方法和設(shè)備”；3.2000年9月1日申請的PCT國際申請，申請?zhí)朠CT/CAOO/00996，標(biāo)題為“用于射頻(RF)信號上下變換的改進方法和設(shè)備”；和4.2001年6月1 9日申請的PCT國際申請，申請?zhí)朠CT/CAO1/00876，標(biāo)題為“用于射頻(RF)信號上下變換的改進方法和設(shè)備”。
圖8的框圖表示生成1I和1Q的一個方法。再生分頻器電路94與圖6中的相同，但是1生成器96被替換為一對異或門(XOR)100、102和矩形波發(fā)生器104。矩形波可以由頻率受控振蕩器或者按照某些類似的方式而生成。矩形波的頻率可以不同，正如可能“數(shù)字”模式。不過重要的是注意到，矩形波形必須具有零的平均值 (假定它在+1和-1之間擺動)。
在這個示范性實施例中，使用圖4的本發(fā)明的寬帶形式。圖9表示該電路的一部分框圖，以可以分析該信號。
如上所述，4分頻元件54、56和混頻器配置將使在f處的頻率分量與[1/3]f的頻率處的矩形波信號相乘。圖9表示圖4的混頻器60、62和加法器68的框圖，示出了這些元件的輸入。在理想條件和理想匹配條件之下，電路的這個部分的輸出如下表II圖9的輸出，在此基諧波是4/3*f

圖10的框圖中表示這個設(shè)計作為單個芯片的一個實際實施例。單端振蕩器信號LO_in被接收，并且被線性寬帶單差分變換器(525-1875MHz的范圍)110轉(zhuǎn)換成差分信號。該差分信號然后被饋送給頻率范圍為525-1875MHz的差分寬帶多相位濾波器112。差分信號sin(2πft)和cos(2πft)然后被發(fā)送給差分再生分頻器114。除了再生分頻器114使用差分信號之外，它與圖4的相同的。
來自差分再生分頻器114的差分sin(2π[4/3]ft)和cos(2π[4/3]ft)信號然后被饋送給與1和2生成塊118互連的異或門塊。如上指出，1和2生成塊118的構(gòu)造是各個共同待決專利申請的主題。差分1bI、1bQ、1I、1Q、2I和2Q信號然后通過緩存器120、122、124被饋送，并且從芯片中輸出，如此它們能連接到混頻器(注意差分信令所要求的1bI、1bQ信號，1I、1Q的180度余角)。
圖10的實施例中的元件的電流估計和頻率范圍的概要呈現(xiàn)于下表中。
表III元件的電流估計和頻率范圍

雖然這個電路包含類似于一般使用的解調(diào)拓?fù)涞脑S多元件，但是按照獨特的方式來使用它們。因此，這個電路1.使用完全集成化的電路允許輸入信號x(t)被下變換；
2.不使用那些在被仿真的本地振蕩器信號的頻率處包含顯著功率的混頻信號。因此，仍然實現(xiàn)頻率變換，但是避免了自混頻以及不需要的混頻產(chǎn)物；并且3.因為不需要濾波器，并且因為可以容易地生成和變化混頻信號，所以當(dāng)應(yīng)用到多標(biāo)準(zhǔn)/多頻率裝置的開發(fā)中時尤其方便。從隨后的描述中，這個優(yōu)點將變得更清楚。
本發(fā)明的其它優(yōu)點也將從以下描述的本發(fā)明的其它實施例中變得明顯。
虛擬本地振蕩器信號在此之前描述了示范性的VLO信號組。本部分的目的是以一種更通常的方式呈現(xiàn)VLO信號，可以產(chǎn)生本發(fā)明能夠?qū)嵤┑娜我鈹?shù)目的VLO信號。
非周期的或隨時間變化的信號提供勝過先前使用的單音振蕩器信號的優(yōu)點。給定的虛擬本地振蕩器(VLO)信號對1和2具有如下性質(zhì)1.它們的乘積仿真本地振蕩器(LO)信號，該本地振蕩器信號在將輸入信號x(t)轉(zhuǎn)換為期望輸出頻率的頻率處具有顯著的功率。例如，為了將輸入信號x(t)轉(zhuǎn)換到基帶，1(t)*2(t)必須在x(t)的載頻上具有頻率分量；和2.1和2中的一個在混頻器對輸出1(t)*2(t)*x(t)的頻率周圍具有最小的功率，而另外一個在輸入信號x(t)的中心頻率fRF周圍有最小的功率?！白钚」β省笔侵腹β蕬?yīng)該足夠低，以使在特定的應(yīng)用環(huán)境中不嚴(yán)重降低RF鏈路的性能。
例如，如果混頻器對正在將輸入信號x(t)解調(diào)到基帶，那么優(yōu)選是1或者2中的一個在DC周圍有最小的功率。
結(jié)果，實現(xiàn)期望的解調(diào)，但是很少或者沒有LO信號泄漏到信號路徑中和出現(xiàn)在輸出處。
如上指出，將兩個信號一起混頻生成輸出，該輸出具有(a)頻率等于輸入信號的頻率之和的信號；(b)頻率等于輸入信號的頻率之差的信號；和
(c)原始輸入頻率。
因此，本領(lǐng)域中公知的直接變換接收機必須將輸入信號x(t)與輸入信號x(t)的載頻上的LO信號混頻。如果直接變換接收機的LO信號泄漏到信號路徑中，則它也將和輸入信號x(t)一起被解調(diào)到基帶，引起干擾。本發(fā)明沒有使用LO信號，因此泄漏沒有在基帶輸出1(t)*2(t)*x(t)處產(chǎn)生信號。
在混頻信號1和2的任何一個中，在輸入信號x(t)或輸出信號1(t)*2(t)*x(t)的頻率處的任意信號分量被另一個混頻信號抑制或消除。例如，如果混頻信號2在上變換的RF(輸出)信號的帶寬內(nèi)有一些功率量，并且泄漏到信號路徑中，那么它將被在上變換的RF(輸出)信號的帶寬內(nèi)具有最小功率的1混頻信號抑制。這個互補混頻抑制了來自混頻信號1和2中的干擾。
如上指出，當(dāng)前的接收機和發(fā)射機技術(shù)有若干問題。例如，直接變換收發(fā)信機遭受LO泄漏和1/f噪聲問題，這限制了它們的性能，而外差收發(fā)信機需要圖像抑制技術(shù)，這難于在片上實現(xiàn)高性能級別。
通過使用互補VLO信號，可以克服高度集成的收發(fā)信機中的圖像抑制、LO泄漏和1/f噪聲等問題。這些信號是互補的，因為1和2信號中的一個在輸出信號y(t)(如果變換到基帶，則它是在DC周圍)的頻率周圍有最小的功率，而另一個在輸入信號x(t)的中心頻率fRF周圍有最小的功率。
總的來說，這些信號1和2可以是1.隨機或偽隨機，周期性的時間函數(shù)；2.模擬或數(shù)字波形；3.使用常規(guī)或非常規(guī)的雙極性波構(gòu)造而成；4.平均為零；5.是調(diào)幅的；并且6.按照如下若干方式而生成，包括a.被儲存在存儲器中并時鐘輸出；b.使用數(shù)字塊來生成；
c.使用噪聲成形元件(例如delta-sigma元件)來生成；或者d.使用插入附加比特的PN序列來構(gòu)造，從而它們符合上面的情形。
本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該清楚可以生成提供更大或更小程度的本發(fā)明益處的虛擬LO信號。雖然在某些情況中幾乎沒有LO泄漏是可能的，但是在其它情況中，結(jié)合仍然允許某一程度LO泄漏的虛擬LO信號可能是可接受的。
也可以以不同的形式生成虛擬本地振蕩器，比如使用三個或更多的互補信號，而不是上面示出的兩個混頻信號。如上指出，在下列申請?zhí)柗謩e為PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995和PCT/CA00/00996的共同待決PCT專利申請中描述了這些以及其它變形。
CMOS中的可示范性實施使用在低IF和直接變換體系結(jié)構(gòu)中的本發(fā)明的本地振蕩器生成方案被實現(xiàn)在0.18μmCMOS中。這個完全集成的、基于比值的本地振蕩器(LO)生成方案使用再生分頻，并且消耗來自1.8V電源中的27mW。整個芯片被完全集成，包括片上的螺旋電感器；諧波抑制混頻器也被使用，以將多余混頻產(chǎn)物抑制到好于-36dBc。在150MHz的RF頻帶上，達到小于2°的正交相位誤差和36dB的最大圖像抑制。使用4/3乘法因子來生成本地振蕩器，LO-RF干擾降低并且在混頻器輸入處測到-86dBm的LO-RF泄漏。
以CMOS的形式設(shè)計完全集成的直接變換接收機很有挑戰(zhàn)性。除了上述RF-LO泄漏問題之外，CMOS技術(shù)提供低質(zhì)量因數(shù)和低自諧振頻率的無源元件，它們會對較高頻率(例如，5GHz)設(shè)計的實現(xiàn)引發(fā)問題。同樣，在直接變換接收機的設(shè)計中需要謹(jǐn)慎的LO計劃。
本發(fā)明的這個實施例在用于直接變換或低IF體系結(jié)構(gòu)的1.8V、0.18μm、單-多(single-poly)、6金屬大CMOS過程中，實現(xiàn)了基于分?jǐn)?shù)的LO生成方案。片上的螺旋電感器和諧波抑制混頻器用于抑制多余混頻產(chǎn)物。LO系統(tǒng)和直接下變換混頻器一起實施，以使得測試方便。
正如在在本發(fā)明的背景中指出的，其他人試圖設(shè)計再生電路來生成本地振蕩器信號，但是他們沒有提供在產(chǎn)生同相和正交LO信號方面有效的設(shè)計。因為LO不是以正交形式生成，所以多相電路可以被插入到接收的RF信號路徑中，但是這個多相將增加損耗和到系統(tǒng)的噪聲(例如參見F.Behbahani等人的“用于大圖像抑制的CMOS混頻器和多相濾波器”(IEEE J.固態(tài)電路，第36卷，第873-886頁，2001年6月))。已被描述了其它的LO生成方案，其中在輸出處需要多相濾波器以生成正交LO，這也由于損耗和噪聲導(dǎo)致較差的性能。
制造出的系統(tǒng)使用再生分頻，不必在輸出處使用多相濾波器就提供正交LO信號，并且使用諧波抑制混頻器(HRM)。因此，這個電路提供比過去其它集成嘗試具有更高質(zhì)量的I和QLO元件。
圖11的框圖表示出這個實施例的體系結(jié)構(gòu)。雖然在該圖中每個信號路徑使用單條線，實際芯片中的所有信號路徑都是完全差分的。差分信號是相對于地具有正和負(fù)電位的信號，而不是相對于接地只有一個電位(例如，一對電線上的一個測量值如果指示為+1.3V，另一個為-1.3V。這是與測量值為0和+1.3V相比)。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該清楚如何以不同的形式實現(xiàn)本發(fā)明的所有元件。
差分信號的使用導(dǎo)致比單端信令更強的輸出信號和更好的噪聲電阻(尤其是對共模噪聲的阻抗)。例如，如果環(huán)境噪聲在輸入上引發(fā)噪聲信號，那么這個噪聲信號將通過該電路傳播?？墒?，如果環(huán)境噪聲在差動電路的正與負(fù)輸入上同樣被引發(fā)，那么純效應(yīng)將為零。
圖11的電路設(shè)計用于在3/4RF載頻(即輸入信號是期望輸出頻率的3/4)的fVCO端口處接收輸入振蕩器信號。在這個特定應(yīng)用中，這是1.16～1.28Ghz的信號。這個信號被稱為VCO信號，因為通常它將是使用壓控振蕩器來產(chǎn)生。
來自fVCO端口130的VCO信號被饋送給生成從600到1795MHz的正交信號的參差調(diào)諧四階多相濾波器132。為了考慮多相濾波器132的損耗，它后面跟著增益級，增益級由一對公共源的差分放大器134、135組成。多相濾波器132由如圖12所示的電阻器和電容器的柵格網(wǎng)格組成。圖12還示出了用于實現(xiàn)放大器134、135的特定電路。
放大的信號然后被饋送給四諧波抑制混頻器(HRM)136。四分頻電路138用于反饋中，以生成4/3乘法因數(shù)。
一對已調(diào)諧的LC振蕩回路140、142，形成HRM的負(fù)載并被用于抑制作為四分頻電路產(chǎn)生的諧波結(jié)果而生成的多余混頻產(chǎn)物。使用ASITIC來設(shè)計品質(zhì)因數(shù)為4.5的集成的8.2nH電感器(參見A.Niknejad和R.Meyer的“分析、設(shè)計和優(yōu)化用于RF IC的螺旋電感器和變壓器”，IEEEJ.固態(tài)電路，第33卷，第1470-1481頁，1998年10月)。
HRM136被用于放松LC振蕩回路140、142的濾波要求。HRM136減少了四分頻電路138的第三和第五諧波生成的混頻器產(chǎn)物。HRM136以如圖所示的吉伯單元混頻器(Gilbert-cell mixer)為基礎(chǔ)。HRM136需要的相位延遲信號(i)由四分頻電路138提供。i信號被加權(quán)并延遲，以獲得正確的諧波消除(參見J.A.Weldon等人的“具有諧波抑制混頻器的A1.75-GHz高度集成窄帶CMOS發(fā)射機”，IEEEJ.固態(tài)電路，第36卷，第2003-2015頁，2001年12月)。
HRM136的輸入被正交應(yīng)用到兩組HRM對。這就降低了各種混頻器產(chǎn)物并且還提供正交LO輸出。
正交LO信號然后被一對放大器144、146放大，并被應(yīng)用到一對下變換混頻器148、150。振蕩器信號與經(jīng)由RF端口152接收到的RF信號混頻，在端口154、156提供基帶同相和正交輸出。
圖14所示為實現(xiàn)的系統(tǒng)的壓模照片。該系統(tǒng)除去襯墊框架以外，占用了大約1.5mm2的面積。
在1.16到1.28GHz的輸入fVCO范圍上(與1.55到1.70之間的RF頻帶的下變換等效)，圖15表示測量的正交誤差(以度為單位)相對于PVCO＝0dBm的輸入fVCO。相對于應(yīng)用到芯片的fVCO端口上的頻率而繪制所有的數(shù)據(jù)。注意在整個頻率范圍上達到一個小于2°的正交誤差。
已經(jīng)基于測量到的相位和幅度失配計算出該下變換系統(tǒng)的等效的多余圖像抑制，并且呈現(xiàn)于圖16的曲線圖中，多余圖像抑制對PVCO＝0dBm的輸入fVCO。
如所述，HRM136被使用來減少作為來自四分頻電路138的第三和第五諧波輸出結(jié)果而生成的混頻器產(chǎn)物。這些被設(shè)置在3/4x RF載波和5/4x RF載波處，并在3/4x RF載波處與輸入LO混頻以便在RF載波的如下分?jǐn)?shù)處生成無用產(chǎn)物1/2，3/2，和2；這些產(chǎn)物分別被測量為-36dBc、-51dBc和-49dBc。
測量結(jié)果的總結(jié)如下表IV-CMOS實施的測量結(jié)果總結(jié)

需要3/4x RF載波，或1.16到1.28GHz的VCO頻率，以在從1.55到1.70GHz的RF頻帶中操作，并生成直接變換或低IF體系結(jié)構(gòu)所要求的LO。在這個頻帶上達到小于2°的相位誤差，大于等效的32dB的圖像抑制。在混頻器輸入端口處測量到-86dBm的LO-RF泄漏。
雖然使用直接變換來完成此實例，但是該系統(tǒng)還可以使用于低IF體系結(jié)構(gòu)中。
本發(fā)明的優(yōu)點本發(fā)明提供優(yōu)于本領(lǐng)域中已知的其它下變換器的許多優(yōu)點。首先，它提供1.最小的1/f噪聲；2.最小的圖像問題；3.本地振蕩器(LO)信號到RF輸出頻帶中的最小泄漏；4.消除了必須具有第二個LO的必要性，這是超外差電路以及各個(經(jīng)常是外部的)濾波器所需要的；和5.具有更高級別的集成，因為它需要的元件都很容易被放置在集成電路上。例如，不需要大的電容器或復(fù)雜的濾波器。
高級別的集成使得降低IC(集成電路)管腳數(shù)、較少的信號功率損耗、較少的IC功率要求、改良的SNR(信號噪聲比)、改良的NF(噪聲因子)以及較少的制造成本和復(fù)雜性。
當(dāng)在單個芯片設(shè)計中實現(xiàn)本發(fā)明時，本發(fā)明的優(yōu)點非常明顯，它去掉了互連半導(dǎo)體集成電路裝置的額外成本、減少了它們需要的物理間隔并且減少了總體功耗。自從出現(xiàn)了集成電路，提高集成度已經(jīng)成為向較低成本、較高容量、較高可靠性和較低功率消耗電子技術(shù)前進的驅(qū)動力。本發(fā)明使通信裝置能夠追隨其它消費電子產(chǎn)品已經(jīng)獲益的相同的集成路線。
選擇和備選對于本發(fā)明的拓?fù)淇梢缘贸霭ㄈ缦碌娜舾勺冃?.本發(fā)明可以使用雙極型工藝、CMOS技術(shù)、BiCMOS技術(shù)或者包括但是不限制為硅/鍺(SiGe)、鍺(Ge)、砷化鎵(GaAs)和藍寶石(SOS)的另一半導(dǎo)體工藝來實現(xiàn)；2.本發(fā)明可以應(yīng)用到各種通信協(xié)議和格式，包括調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)、頻移鍵控(FSK)、相移鍵控(PSK)、包括諸如碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)和頻分多址(FDMA)之類模擬和數(shù)字系統(tǒng)在內(nèi)的蜂窩電話系統(tǒng)；和3.使用于本發(fā)明拓?fù)渲械幕祛l器可以是無源或者有源的。有源混頻器在若干方面不同于無源混頻器a.它們提供變換增益。因此，有源混頻器可以代替低噪聲放大器和無源混頻器的組合；b.由于有源元件的阻抗，所以有源混頻器在輸入和輸出端口之間提供更好的隔離；和c.當(dāng)生成混頻信號時，有源混頻器允許使用更低功率的混頻信號，這減低造成的噪聲。
結(jié)論雖然已經(jīng)示出并描述了本發(fā)明的特定實施例，但是很顯然，不偏離本發(fā)明的實際范圍和精神可以對這些實施例進行變化和修改。
本發(fā)明的電氣電路，可以通過模擬語言或者用于制造集成電路的硬件開發(fā)語言的形式由計算機軟件代碼來描述。計算機軟件代碼可以以各種格式被儲存在各種電子存儲介質(zhì)上，包括計算機軟盤、CD-ROM、隨機訪問存儲器(RAM)和只讀存儲器(ROM)。同樣，表示這些計算機軟件代碼的電子信號也可以經(jīng)由通信網(wǎng)而被發(fā)射。
本發(fā)明可以應(yīng)用到各種通信協(xié)議和格式，包括調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)、頻移鍵控(FSK)、相移鍵控(PSK)、包括諸如碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)和頻分多址(FDMA)之類模擬和數(shù)字系統(tǒng)在內(nèi)的蜂窩電話系統(tǒng)。
本發(fā)明可以應(yīng)用到有線系統(tǒng)應(yīng)用，包括使用電或光纖電纜系統(tǒng)的諸如局域網(wǎng)(LAN)、點到點信令以及互聯(lián)網(wǎng)等廣域網(wǎng)(WAN)之類的計算機通信系統(tǒng)。同樣，無線通信系統(tǒng)還可以包括諸如AM和FM無線電之類的公共廣播以及UHF和VHF電視的系統(tǒng)；或者專用通信的系統(tǒng)，比如蜂窩電話、個人尋呼裝置、無線本地環(huán)路、實用公司的家庭監(jiān)控、包括數(shù)字無繩歐洲電信(DECT)標(biāo)準(zhǔn)、移動無線電系統(tǒng)、GSM和AMPS蜂窩電話的無繩電話、微波基干網(wǎng)絡(luò)、依據(jù)藍牙標(biāo)準(zhǔn)的互連設(shè)備以及衛(wèi)星通信。
權(quán)利要求
1.一種用于從輸入振蕩器信號x(t)生成互補的sin和cos振蕩器信號的合成器電路，所述互補的sin和cos振蕩器信號從所述輸入振蕩器信號x(t)的頻率漂移，所述合成器電路包括分頻器，具有輸入以及基于在所述輸入接收到的信號，生成分開的sin和cos輸出；第一混頻器，用于接收所述輸入振蕩器信號x(t)，并將所述輸入振蕩器信號x(t)與所述分頻器的所述sin輸出混頻，以生成輸出信號；第二混頻器，用于接收所述輸入振蕩器信號x(t)，并將所述輸入振蕩器信號x(t)與所述分頻器的所述cos輸出混頻，以生成輸出信號；第一消除裝置，用于接收所述第一混頻器的所述輸出信號并從所述輸出信號中消除不期望的頻率信號，將所述已頻移的cos振蕩器信號提供為輸出；所述第一消除裝置的sin輸出還連接到所述分頻器的輸入；和第二消除裝置，用于接收所述第二混頻器的所述輸出信號并從所述輸出信號中消除不期望的頻率信號，從而將所述已頻移的sin振蕩器信號提供為輸出。
2.如權(quán)利要求1的合成器電路，其中所述第一和第二消除裝置包括第一和第二濾波器。
3.如權(quán)利要求2的電路，其中所述第一和第二濾波器包括第一和第二高通濾波器。
4.如權(quán)利要求2的電路，其中所述第一和第二濾波器包括第一和第二陷波濾波器。
5.如權(quán)利要求1的電路，其中所述分頻器包括n分頻的分頻器。
6.如權(quán)利要求5的電路，其中所述分頻器包括四分頻的分頻器。
7.如權(quán)利要求1的合成器電路，其中所述第一和第二消除裝置包括第一和第二諧波減法電路。
8.如權(quán)利要求7的合成器電路，進一步包括多相濾波器，用于在將所述輸入信號x(t)饋送入所述第一和第二混頻器之前對所述輸入信號x(t)進行濾波。
9.如權(quán)利要求7的合成器電路，其中所述混頻器中的每一個都包括諧波抑制混頻器。
10.一種用于對輸入信號RF進行下變換的解調(diào)電路，包括按照權(quán)利要求1的合成器電路，用于生成互補的sin和cos振蕩器信號，與如下結(jié)合第三混頻器，用于接收所述輸入信號RF，并且將所述輸入信號RF與多音混頻信號1混頻，以生成輸出信號1RF；第四混頻器，用于接收作為輸入的所述信號1RF，并將所述信號1RF與單音混頻信號2混頻，以生成輸出信號12RF；第一和第二信號發(fā)生器，用于從所述合成器電路接收所述互補的sin和cos振蕩器信號；所述第一信號發(fā)生器，用于生成所述多音混頻信號1；和所述第二信號發(fā)生器，用于生成所述單音混頻信號2，其中1*2在被仿真的本地振蕩器信號的頻率處具有顯著的功率，并且所述1和所述2在所述被仿真的LO信號或所述輸入信號RF的載頻上都沒有顯著的功率。
11.如權(quán)利要求10的解調(diào)電路，其中所述第一信號發(fā)生電路包括異或門(XOR)。
12.如權(quán)利要求10的解調(diào)電路，其中所述混頻器的每一個都包括差分裝置。
13.如權(quán)利要求10的解調(diào)電路，其中所述混頻器的每一個都包括諧波抑制混頻器。
14.如權(quán)利要求10的解調(diào)電路，進一步包括多相濾波器。
15.如權(quán)利要求10的電路，進一步包括電連接在所述第三混頻器和所述第四混頻器之間的高通濾波器。
全文摘要
本發(fā)明主要涉及通信，尤其涉及一種生成用于RF(射頻)信號上下變換的本地振蕩器信號的方法和設(shè)備。調(diào)制器和解調(diào)器設(shè)計中的主要問題，如果本地振蕩器(LO)信號泄漏到接收信號路徑中。本發(fā)明提供了許多消除LO泄漏問題的高度集成化的電路，使用再生分頻器電路作用于運行在期望的LO信號頻率的倍數(shù)或分?jǐn)?shù)上的振蕩器信號，以生成同相(I)和正交(Q)混頻信號。這些電路的實施例還使用諧波減法和多相混頻器，以及虛擬本地振蕩器TM(VLO)混頻信號。VLO混頻信號是通過互補的單音和多音混頻信號來仿真本地振蕩器信號的信號對。
文檔編號H04B1/26GK1723610SQ200480001998
公開日2006年1月18日 申請日期2004年1月8日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月8日
發(fā)明者賽斯沃特·道斯安扎, 威廉·孔, 塔金德·曼庫 申請人:塞瑞費克無線公司