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分波器和合波器的制作方法

文檔序號:7604606閱讀:829來源:國知局
專利名稱:分波器和合波器的制作方法
技術領域
本發(fā)明涉及能夠?qū)d波的每種頻率分波多路復用信號的分波器,該多路復用信號通過重疊具有不同頻率的載波的多個脈沖狀信號而生成。另外,本發(fā)明涉及能夠重疊所述多個脈沖狀信號的合波器。
背景技術
近些年來,通過重疊具有不同頻率的載波的多個脈沖狀信號而生成的多路復用信號的傳送引起注意。在進行這樣的多路復用信號的傳送的情況下,需要分波器與合波器。
圖22表示具有循環(huán)器和帶通濾波器的現(xiàn)有的分波器。這樣的分波器記載在例如非專利文獻1中。
在圖22的分波器中,在一個線路中連接多級循環(huán)器192,在各級中從循環(huán)器192分支帶通濾波器193。在圖22中,使用n個帶通濾波器193。
從輸入端口191輸入的高頻信號,首先通過初級循環(huán)器192導入初級帶通濾波器193。初級帶通濾波器193具有通過頻帶F1,導入的高頻信號中僅相當于帶寬F1的頻率成分的信號向初級輸出端口194輸出。高頻信號中具有帶寬F1以外的波長成分的高頻信號再次通過初級循環(huán)器192導入下一級循環(huán)器192。該高頻信號通過具有通過頻帶F2的帶通濾波器向輸出端口輸出。
在第三級以后也進行同樣的分波,結果,能夠?qū)γ總€希望的通過頻帶Fi(i=1、2、…、n)分離重疊了多種頻率成分的高頻信號。
非專利文獻1《微波電路的基礎及其應用-從基礎知識到應用》(小西良弘著,1995年6月10日發(fā)行,第3版(第306頁,圖4.16))根據(jù)通信系統(tǒng)的方式,分波器要求低功耗和急劇的濾波特性。在毫頻帶的通信系統(tǒng)中使用上述現(xiàn)有的分波器的情況下,多將波導管濾波器作為帶通濾波器193來使用。
波導管濾波器是在通過帶寬功耗低、在阻止帶寬中壓制特性優(yōu)異的、而小型化、輕重量化困難的裝置。為此,如果在分波器中使用如圖22所示的必要的多個濾波器,就會有分波器大型化、價格也上升的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是鑒于所述問題作出的,其主要目的在于提供適合于小型輕重量的便宜的分波器和合波器。
本發(fā)明的分波器,接收多路復用具有不同頻率的多個電信號后的多路復用信號,將所述多路復用信號在時間軸上分離為所述多個電信號,具有傳送所述多路復用信號的至少一個線路;沿著所述線路排列的多個共振器,所述線路的分散特性是具有通過與所述共振器的電磁場耦合而產(chǎn)生的非線性部分,從所述線路傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
在優(yōu)選的實施方式中,所述共振器的個數(shù)是3個以上,相鄰的共振器的間隔大致一定。
在優(yōu)選的實施方式中,所述多個共振器具有共同的構造。
在優(yōu)選的實施方式中,在所述多個共振器的每個和所述線路之間所形成的電磁場耦合的強度,對于各個共振器來說大致相等。
在優(yōu)選的實施方式中,還具有電耦合從所述多個共振器所選擇的共振器的至少一個線路。
在優(yōu)選的實施方式中,具有沿著所述線路排列的多個分波區(qū)域,所述多個分波區(qū)域的各個包含所述多個共振器。
在優(yōu)選的實施方式中,所述線路是微帶狀線路、共面線路、帶狀線路、或者縫隙線路、反轉(zhuǎn)微帶狀線路、或者地波(surface wave)傳送線路。
在優(yōu)選的實施方式中,所述多個共振器以互相不同的兩個以上的頻率共振。
在優(yōu)選的實施方式中,所述多個共振器的各個是退縮模式分離型共振器,在兩個以上不同的頻率以互相獨立的基底模式來共振。
在優(yōu)選的實施方式中,所述多個共振器的各個具有通過電磁場耦合而相互耦合的多個共振器元件。
在優(yōu)選的實施方式中,所述共振器的間隔大致等于在所述線路中傳送的高頻信號中所包含的所述電信號的頻率中最高的頻率或者最低頻率的傳送波長的1/2。
在優(yōu)選的實施方式中,所述共振器的共振頻率大致等于在所述線路傳送的高頻信號中所包含的所述電信號的頻率中最高頻率或者最低頻率。
在優(yōu)選的實施方式中,所述多路復用信號是通過多個脈沖狀信號的重疊而生成的時間定域信號,所述脈沖狀信號具有有著正態(tài)分布狀的波形的信號和正弦波信號的積的波形,所述多個脈沖狀信號通過具有互相不同的頻率的所述正弦波信號而生成。
本發(fā)明的合波器,在不同的定時接收具有不同頻率的多個電信號,生成多路復用了所述多個電信號的多路復用信號,具有傳送所述電信號的至少一個的線路;沿著所述線路排列的多個共振器,所述線路的分散特性是,具有通過與所述共振器的電磁場耦合而生成的非線性部分,在所述線路傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
本發(fā)明的裝置,具有分波器,其接收多路復用具有不同頻率的多個電信號后的多路復用信號,將所述多路復用信號在時間軸上分離為所述多個電信號;處理所述多個電信號的電路,所述分波器具有傳送所述多路復用信號的至少一個的線路;沿著所述線路排列的多個共振器,所述線路的分散特性是,具有通過與所述共振器的電磁場耦合而產(chǎn)生的非線性部分,在所述線路傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
在優(yōu)選的實施方式中,還具有接收所述多路復用信號的天線。
在優(yōu)選的實施方式中,所述分波器還具有作為在不同的定時接收具有不同頻率的多個電信號、生成多路復用所述多個電信號后的多路復用信號的合波器的功能。
在優(yōu)選的實施方式中,所述多個電信號的各個是脈沖信號,用于超寬帶通信。
發(fā)明效果根據(jù)本發(fā)明,沿著線路排列多個共振器,在線路和共振器之間進行電磁場耦合,由此能夠在線路的分散特性中出現(xiàn)特異性。通過利用該分散特性的特異性,產(chǎn)生信號延遲時間的頻率依賴性,由此能夠在時間軸上分離多路復用信號。
本發(fā)明的分波器不需要大的濾波裝置,在具有不同頻率的多個載波來進行的脈沖通信領域,能夠推進通信器件的小型化、輕重量化和低價格化。


圖1是表示本發(fā)明的分波器的大致構成的俯視圖。
圖2是表示本發(fā)明的分波器的在線路中傳送的高頻信號的波數(shù)k和頻率f的關系的曲線圖。
圖3是表示本發(fā)明的分波器的在線路中傳播的正弦波的相位速度的頻率依賴性的特性圖。
圖4是表示使用具有多個不同頻率的載波的脈沖狀信號的脈沖信號的多路復用方法的圖。
圖5是表示將多路復用信號輸入本發(fā)明的分波器而得到的信號波形的變化的圖。
圖6是表示通過重疊三個脈沖信號得到的輸入信號的波形的圖。
圖7是表示將圖6所示的脈沖信號輸入到本發(fā)明的分波器而得到的輸出信號的波形的圖。
圖8是表示將多個脈沖信號輸入本發(fā)明的合波器而得到的信號波形的變化的圖。
圖9是表示使用圓形導體的退縮分離型共振器的大致構造的立體圖。
圖10是表示具有多個寄生元件的共振器的大致構造的立體圖。
圖11是表示通過疊加方形共振器來多共振化的共振器的大致構造的立體圖。
圖12是表示具有通過耦合線路耦合多個共振器的共振器系統(tǒng)的實施方式的俯視圖。
圖13是表示具有共面線路的分波器的主要部分的立體圖。
圖14是表示具有縫隙線路的分波器的主要部分的立體圖。
圖15是表示具有帶狀線路的分波器的主要部分的立體圖。
圖16是表示具有反轉(zhuǎn)微帶狀線路的分波器的主要部分的立體圖。
圖17是表示具有地波傳送線路的分波器的主要部分的立體圖。
圖18是各個包含多個共振器的多個分波區(qū)域串聯(lián)連接的分波器的俯視圖。
圖19(a)是通過在線路兩側(cè)交互地配置共振器而構成的分波器的俯視圖,(b)是通過在線路的中心線成為映象對稱軸的線路的兩側(cè)配置共振器而構成的分波器的俯視圖,(c)是通過對線路的中心線在兩側(cè)形成不同構造的共振器和其配置而構成的分波器的俯視圖。
圖20表示由內(nèi)置本發(fā)明的分波、合波器的通信裝置而構成的無線通信系統(tǒng)。
圖21是內(nèi)置本發(fā)明的分波、合波器的通信裝置(發(fā)送機和接收機)的信號處理方框圖。
圖22是表示現(xiàn)有的分波器的構成的大致電路構成圖。
符號說明1基板,2線路,3共振器,11導體底板,21切口,31線路共振器元件,51耦合線路,52跳躍耦合線路,81脈沖狀信號,82多路復用信號,171、172連接線路,173、174、175分波部,191輸入端口,192循環(huán)器,193帶通濾波器,194輸出端口。
具體實施例方式
首先,說明本發(fā)明的分波器的基本構成和操作原理。
參照圖1,本發(fā)明的分波器接收多路復用具有不同頻率的多個電信號后的多路復用信號,將該多路復用信號分離為多個電信號。如圖1所示那樣,該分波器具有基板1;在基板1上形成的傳送多路復用信號的線路2;沿著線路2在基板1上排列的多個共振器3。
本發(fā)明的分波器中的線路2的分散特性(頻率和波數(shù)的關系)具有通過與共振器3的電磁場耦合而產(chǎn)生的非線性部分(頻率不與波數(shù)成比例的部分)。為此,在線路2傳送的電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。下面,參照圖來詳細地說明這一點。
首先,參照圖2,圖2是表示在線路2傳送的高頻信號(例如頻率1GHz以上的毫波信號)的頻率f和波數(shù)k之間的關系(分散特性)的曲線圖。在圖2的曲線中,橫軸表示信號波數(shù)k,縱軸表示信號的頻率f。在線路2上的信號波長設為λ時,該波數(shù)k等于2π/λ。
首先,作為比較例,在基板1上不配置共振器3的情況下,即在通常微帶狀線路的情況下考慮波數(shù)k和頻率f的關系。這種情況下,由微帶狀線路的線路構造導致的分散特性幾乎不產(chǎn)生特異性。為此,只要沒有對于基板1的介電常數(shù)的頻率依賴性,就如圖2的虛線所示那樣,得到大致為直線的分散關系。
在線路2傳送的正弦波信號的相位速度,等于圖2中的分散曲線的斜度。為此,在不存在共振器的情況的微帶狀線路傳送的高頻信號的相位速度,是不依賴于頻率的常數(shù)V0。結果,頻率不同的高頻信號在相同長度的線路2以相同時間傳播。將該時間稱為“延遲時間”。
另一方面,在基板1上存在共振器3的本發(fā)明的分波器的情況下,在線路2傳播的正弦波信號由于與共振器3的電磁場耦合而受到擾亂,在線路2傳送的信號的一部分在線路2反向行進。
如圖1所示那樣,多個共振器3沿著線路2排列,而且,在信號的載波波長λ等于共振器3的間隔d的兩倍時,即λ=2d成立的情況下,由各個共振器3所產(chǎn)生的各個散射波的相位一致,所以散射波互相加強,與入射波干涉形成駐波。結果,等于2d的傳送波長λ的正弦波信號不能在線路2傳送。
圖2中的實線表示圖1所示的分波器的線路2的分散特性。該分散特性由將以虛線表示的直線為漸近線的兩個彎曲的曲線所構成。如圖2的曲線所理解的那樣,在頻率F0~F0’的范圍內(nèi),高頻信號不能在線路2傳送。這意味著,頻率F0~F0’與半導體或者絕緣體中的禁帶寬度對應。
在本發(fā)明的分波器中,線路2上的傳送波長λ和間隔2d的差異越大,散射波越?jīng)]有加強,另外,共振器3不共振。為此,隨著傳送波長λ和間隔2d的差異變大,圖2的實線向虛線漸進。與此相對,隨著傳送波長λ接近于間隔2d,在線路上傳送的信號的相位速度接近于零(接近駐波)。在傳送波長λ等于2d時,波數(shù)k為π/d。信號的相位速度等于零等同于由實線表示的分散曲線的斜度k=π/d為零。
在圖2中在實線的分散特性曲線從虛線較大地偏離的波數(shù)區(qū)域(特異區(qū)域),依賴于正弦波信號的波數(shù),信號的相位速度較大地變化。圖3是表示該特異區(qū)域中頻率和相位速度的關系的曲線圖。圖3中的頻率F1~Fh對應于圖2的特異區(qū)域所包含的多個波數(shù)。
象從圖3所理解的那樣,如果頻率變化,在線路2中傳送的信號的相位速度從0變化到V0。相位速度變化特別大的頻率區(qū)域,是頻率F1~Fh的范圍和頻率F1’~Fh’的范圍。例如,在頻率F1~Fh的范圍,在線路2傳送的正弦波的延遲時間τ依賴于其頻率f。在頻率F1’~Fh’的范圍也同樣。由于延遲時間τ是頻率f的函數(shù),所以能夠表示為τ=τ(f)。
由于共振器排列具有并進對稱性,所以分散的特異點在k’=k+nπ/d(n是整數(shù))發(fā)生。在本發(fā)明的分波器中,在高頻信號的頻帶決定的情況下,如果應用n是1以上的高階模式,就需要加大共振器間隔。這就使得分波器變大,而不是優(yōu)選。
接著,參照圖4和圖5,說明向本發(fā)明的分波器輸入脈沖狀信號的情況下的操作。
圖4表示合波n個脈沖狀信號81的狀態(tài)。各個脈沖狀信號81由頻率為Fi(i=1、2、…、n)的正弦波、和具有脈沖長τ0的正態(tài)分布波形的脈沖信號的積而生成。為此,各個脈沖狀信號81為以正弦波信號的周期來重復強弱的脈沖長τ0的波束。
脈沖狀信號81重疊使得脈沖重復,生成多路復用信號82。由于脈沖狀信號81的傳送波頻率相互不同,所以在多路復用信號82中,重疊前的脈沖狀信號81互相不干涉地存在。為此,通過例如脈沖狀信號81的有無來傳送1位信號的情況下,多路復用信號82能夠?qū)位信息包含在1個脈沖內(nèi)。
如果將以上這樣生成的多路復用信號82輸入本發(fā)明的分波器,各個脈沖狀信號81通過線路2的時間(延遲時間)對每個載波頻率是不同的。結果,如圖5所示,能夠?qū)⒏髅}沖狀信號81在時間軸上分解。傳送頻率F1~Fn包含于所述分散特性表示特異性的頻帶中,且滿足F1≤Fi≤Fh的關系。這種情況下,線路2中,在多路復用信號82所包含的各脈沖狀信號81表示對應于該載波頻率Fi不同的延遲時間τ(Fi)。因此,如果|τ(Fi)-τ(Fj)|(其中i≠j)比脈沖長τ0大,從分波器輸出的各個脈沖在時間軸上不重合。結果,如圖5所示那樣,能夠?qū)⒍嗦窂陀眯盘柗謩e獨立地取出(分波)。而且,這樣的分波與從多路復用信號82解調(diào)數(shù)據(jù)相對應。
圖6表示通過合波脈沖寬度為10ns的3個脈沖狀信號而形成的多路復用信號。3個脈沖狀信號的載波頻率分別是0.92GHz、1.85GHz、2.77GHz。
圖7表示通過本發(fā)明的分波器分波所述多路復用信號而形成的3個脈沖狀信號的波形。這里所使用的分波器的線路的延遲特性由下面的公式來表示,進行由計算機進行的模擬。圖7的波形是該模擬結果。
τ(F)=Exp(-0.038i·F2)這里,i是虛數(shù)單位,即是(-1)1/2。
象從圖7所理解的那樣,重疊的3個脈沖狀信號分解為在時間軸上不重合的獨立的脈沖狀信號。
象從以上說明的所理解的那樣,如果為了實現(xiàn)必要的延遲特性τ(F)而設計共振器3和線路2,就能夠?qū)D6所示的信號如圖7所示那樣在時間軸上分波。而且,傳送頻率Fi滿足F1’≤Fi≤Fh’也可以。
本發(fā)明的分波器具有可逆的構成,所以如果在合適的定時對圖5的右側(cè)所示脈沖狀信號進行輸入,就能夠形成多路復用信號82。為此,本發(fā)明的分波器也能夠具有作為合波器的功能。即,本發(fā)明能夠廣泛地應用于分波器、合波器、以及分波·合波器。
由于一般的電力合成器的特性具有強的頻率依賴性,所以與脈沖信號那樣由寬的頻率成分構成的信號對應是困難的。但是,如果根據(jù)本發(fā)明的合波器,能夠進行脈沖狀信號的多路復用。
再次參照圖1,來更詳細地說明本發(fā)明的分波器的構成。
優(yōu)選為,本發(fā)明所使用的基板1由希望的頻帶中例如氟樹脂或者氧化鋁陶瓷那樣的介電損失低的電介質(zhì)材料的平行平板所形成。通過降低介電損失,能夠抑制由傳送損失導致的電力降低,能夠防止通信設備的特性惡化。
基板1由通常可得到的氧化鋁陶瓷等電介質(zhì)形成。市售的氧化鋁陶瓷的厚度面內(nèi)偏差為幾個μm/mm以下,表面的平均表面粗糙度(Ra)為0.1μm以下。另外,氧化鋁陶瓷的介電常數(shù)和介質(zhì)損耗因數(shù)在25GHz頻帶分別是大約10和0.001。這樣的氧化鋁陶瓷可合適用作本發(fā)明的基板1。
由于由所述氧化鋁陶瓷形成的基板1的厚度和介電常數(shù)的面內(nèi)分布非常小,所以在討論希望的頻帶的電氣特性時,能夠作為具有基本均勻厚度和介電常數(shù)的高頻基板來處理。
在基板1上所形成的線路2,能夠在基板1上面形成導電體層之后,通過將該導電體層形成圖案來制造。導電體層的形成能夠通過壓延、電鑄或者薄膜堆積技術來進行。薄膜堆積技術包括以蒸鍍?yōu)榇淼奈锢肀∧ざ逊e技術和以CVD為代表的化學薄膜堆積技術。該導體層的厚度設定為在線路2中傳送的高頻信號的頻帶的表皮深度以上的值。
作為線路2的材料,考慮使用介電常數(shù)是5.6×107Sie/m的銅的情況。這種情況下,頻率25GHz的銅的表皮深度是0.43μm,所以優(yōu)選設定形成的銅的厚度為0.43μm以上。
在優(yōu)選的實施方式中,在基板1的上面接合導電體箔之后,通過將其形成圖案來形成線路2。在基板1的下面為了覆蓋其整個面而接合導體箔,形成電接地電平的導電層(未圖示)。這樣,在本實施方式中,形成微帶狀線路。
圖1所示的線路2是直線狀,具有相同的線路寬度。決定線路2的線路寬度使得微帶狀線路的特性阻抗為希望的值。通常的高頻電路所使用的電路元件的輸入輸出阻抗是50Ω。為此,為了實現(xiàn)阻抗匹配,優(yōu)選為這樣的微帶狀線路的特性阻抗也設定為50Ω。在由厚度127μm的氧化鋁陶瓷形成基板1的情況下,如果將線路寬度設定為127μm,也能夠在頻率25GHz實現(xiàn)約50Ω的特性阻抗。
優(yōu)選為,共振器3是遍及寬的頻帶地共振的低損耗性共振器。決定共振器3和線路2的距離使得在線路2傳送的高頻信號和共振器3之間產(chǎn)生充分的電磁場耦合。高頻信號和線路2之間的電磁場耦合在高頻信號的頻率接近共振器3的共振頻率的情況下變強。
線路2的特性阻抗根據(jù)所述電磁場耦合的大小來改變。決定線路2和共振器3的距離,使得在線路2傳送的高頻信號的頻帶的線路2的特性阻抗通過共振器3沒有較大地偏離50Ω。在為了不產(chǎn)生由阻抗不匹配導致的特性惡化方面,優(yōu)選為將基板1上的各個部位的駐波比設為1.5以下。為此,優(yōu)選為線路2的特性阻抗包含在33Ω~75Ω的范圍內(nèi)。因此,設定與共振器3的距離,使得線路2的特性阻抗包含在33Ω~75Ω的范圍內(nèi)。
在圖1所示的分波器中,多個共振器3具有全部相同的構成。另外,各個共振器3和線路2的距離設為大致一定。為此,在線路2上傳送的高頻信號和各個共振器3之間產(chǎn)生的電相互作用,對于全部的共振器大致相同。
另外,相鄰的兩個共振器3的距離也設定為相等的大小d。這里,在線路2傳送的高頻信號是正弦波,而且,該頻率等于共振器3的共振頻率,傳送波長是λ。這種情況下,優(yōu)選為決定d使得λ和d之間設定下面的關系dλ/2在例如分波器的操作頻帶是30GHz的情況下,在基板1由厚度127μm的陶瓷形成時,線路2上的傳送波長λ為約3.8mm,所以d設定為1.9mm。
當然,配置共振器3使得與在線路2傳送的高頻信號之間產(chǎn)生電磁場耦合。共振器3的個數(shù)是兩個以上也可以。
下面,參照圖8,來說明本發(fā)明的合波器的一個例子。
由于圖8所示的合波器具有與分波器基本相同的構成,所以省略了其內(nèi)部構成的說明,說明其合波操作。
如圖8所示那樣,如果多個脈沖狀信號輸入本發(fā)明的合波器,各個脈沖狀信號通過合波器內(nèi)的線路的時間(延遲時間)對每種載波頻率是不同的,所以能夠在時間軸上合成各脈沖狀信號,形成多路復用信號82。
輸入合波器的各個脈沖狀信號的傳送頻率F1~Fn,包含在所述分散特性示出特異性的頻帶中,且滿足F1≤Fi≤Fh的關系。更具體地,象圖3的曲線所示那樣,考慮隨著頻率高為F1、…、Fn-1、Fn而相位速度降低的情況。這種情況下,在合波器內(nèi)的線路傳送的各個脈沖狀信號與其載波頻率Fi對應表示了不同的延遲時間τ(Fi)。延遲時間τ(Fi),越早輸入合波器的脈沖信號就越大,所以,通過調(diào)節(jié)延遲時間τ(Fi)和輸入定時,能夠使各個脈沖狀信號的輸出時期匹配。
從合波器輸出的多路復用信號82中,重疊前的脈沖狀信號互相不干涉地存在。為此,通過例如脈沖狀信號的有無來傳送1位信號的情況下,多路復用信號82能夠?qū)位信息包含在1個脈沖內(nèi)。如果使用本發(fā)明的分波器,這樣的多路復用信號82能夠象圖5所示那樣容易地分波,能夠再現(xiàn)原來的脈沖狀信號。
下面,參照附圖來說明本發(fā)明的分波器的實施方式。而且,下面說明的構成也能夠原樣應用于合波器或者分波、合波器。
(實施方式1)首先,參照圖9,來說明本發(fā)明的分波器的最初實施方式。
本實施方式的分波器的基本構成與圖1所示的分波器的構成相同。本實施方式的特征點在于,具有圖9所示的退縮分離型共振器。如圖9所示那樣,該共振器3由形成有切口21的圓形導體圖案(下面簡稱為“圓形補片(patch)”)所構成。而且,圖9表示了一個共振器3,但實際上多個共振器3在基板1上周期地排列。這一點在圖10~圖16所示的例子中也是一樣的。
如果將共振頻率設為fr(Hz),將基板1的比介電常數(shù)設為er,圓形補片的半徑r(毫米)能夠由下面的公式來決定。
r=8.78×1010/(fr×er1/2)
在圓形補片所發(fā)生的最低階的共振頻率的電磁場分布稱為“共振模式”。在沒有切口21的圓形補片中,在一個共振頻率中存在線性獨立的2個共振模式,所以該共振模式2重退縮。該退縮起因于圓形補片的旋轉(zhuǎn)對稱性而產(chǎn)生。因此,通過設置圖9所示那樣的切口21,能夠破壞該對稱性,解除退縮。
如果沒有切口21的圓形補片的共振頻率設為H,通過設置切口21,共振頻率分離為H+δH和H-δH(δH>0)。即,通過設置切口21,共振器在兩個不同的頻率共振。另外,通過各個共振而形成的電磁場(共振模式)是相互獨立的基底模式。如果沒有切口的圓形補片的帶寬是ΔH,通過上述退縮分離,帶寬能夠大致擴大到ΔH+2δH。而且,δH的大小能夠近似為切口21相對圓形補片的面積的面積比率。
圖9的共振器3稱為退縮分離型共振器,這樣的退縮分離型共振器,使用正方形的導體圖案、圓形或者方形環(huán)狀的導體圖案來代替圓形補片也能夠?qū)崿F(xiàn)。
將希望的共振頻率的真空中的傳送波長除以基板1的比介電常數(shù)的1/2次方得到的值是有效的傳送波長λ’。如果使用該λ’,優(yōu)選為將正方形導體圖案的一邊邊長設為1/2λ’。在圓形、方向環(huán)狀導體圖案的情況下,優(yōu)選為將通過該導體中心的閉合線長度設定為大約1λ’。
切口21的形狀只要破壞各個補片的幾何學對稱性可以是任意的。另外,代替切口21,對補片附加支腳(stub)等導體圖案也可以。為了解除這樣的退縮而附加的方式特征部(切口或者追加的導體部)的圖案是任意的,但其面積與補片的面積相比設定得充分小。在使用圓形、方形環(huán)狀導體圖案的情況下,也對導體圖案附加支腳(stub),或者在導體圖案的一部分局部改變線路寬度也可以。
包括具有高對稱性形狀的圖案和用于破壞對稱性的圖案的共振器的構造,不限于上述。例如,使用扁平率小的橢圓形狀補片或者橢圓環(huán),或者長邊和短邊的差小的矩形形狀的補片或者矩形環(huán),也能夠構成退縮分離型的共振器。
(實施方式2)下面,參照圖10,來說明本發(fā)明的分波器的第二實施方式。
本實施方式的分波器,具有與實施方式1的分波器大致相同的構成。不同點僅在于共振器3的構成。圖10表示了本實施方式所采用的共振器3的構造。該共振器3具有排列的多個線路共振器元件31。各個線路共振器元件31分別具有基本相同的最低階共振頻率。而且,各個線路共振器元件31的形狀,不必要相互相等,顯示基本相同的共振頻率就可以。
下面說明圖10所示的共振器3的操作。
通常,在由2個直線狀線路構成的平行耦合線路的情況下,存在偶模式和奇模式2個傳送模式。偶模式的傳送波長和奇模式的傳送波長不同。為此,如果由具有相同形狀的2個直線狀線路構成共振器,該共振器具有2個共振頻率。同樣的,在由n個直線狀線路構成共振器的情況也成立。具體地說,在形成由長度為1/2波長的n個直線狀線路構成的共振器的情況下,產(chǎn)生n個波導模式,作為整體具有最大n個共振頻率。因此,如果根據(jù)圖10所示的共振器3,能夠沒有損耗地擴大共振頻率的帶寬。
而且,也可以使用圖11所示的共振器3,代替圖10所示的共振器3。圖11所示的共振器3包括具有基本相同的共振頻率的多個疊加的補片。也可以在疊加的補片之間填充電介質(zhì),另外空氣層也可以介于其間。該共振器3也能夠與圖10的共振器同樣地操作。
圖10和圖11所示的共振器的操作,類似于將具有大致相同構造的多個力學振子用彈簧連接而連接成的振子的操作。這樣的連接振子的共振頻率,即使作為構成元件的各個振子的共振頻率相互相等,也可分離為振子的個數(shù)。
這樣的共振器3導致的損失沒有增加,由于加大了共振帶寬,對共振器3賦予多個共振特性是有效的。
(實施方式3)在上述各個實施方式中,在線路2傳送的高頻信號和各個共振器之間形成電磁場耦合,但共振器彼此獨立。
本發(fā)明的分波器不限于具有這樣構成的分波器,也可以是沿著線路2排列的多個共振器3相互接合。如果實現(xiàn)這樣的耦合,能夠考慮通過沿著線路排列的多個共振器3構成一個大的共振器系統(tǒng)。這樣的共振器系統(tǒng)和線路2相互作用,也能夠得到本發(fā)明的效果。
本發(fā)明所使用的共振器所要求的最重要的特性是其共振帶寬較寬。換言之,共振器的無負載Q值低。無負載Q值由共振器所積蓄的電磁場能量、從電磁場失去的電磁場能量的比來表示。而且,從共振器失去的能量,依賴于導體損失、電介質(zhì)損失、和放射損失的合計。
通常,考慮到減少共振器的損耗和變寬共振器的共振帶寬在原理上是矛盾的。但是,在多個共振器等間隔排列的共振器系統(tǒng)中,如果作為系統(tǒng)整體無負載Q值降低,共振器系統(tǒng)的共振帶寬擴大。為此,能夠一面降低共振器系統(tǒng)的整體的損耗,一面擴大帶寬。為此,加強各個共振器彼此的電磁場耦合是有效的。即,可以耦合從沿著線路2排列的多個共振器中選擇的任意組的共振器。這種情況下,與共振器單體的無負載Q值相比能夠大幅度降低耦合的共振器的無負載Q值。
圖12表示具有上述那樣的共振器系統(tǒng)的本實施方式的分波器。在該分波器的共振器系統(tǒng)中,通過耦合線路51,相鄰的共振器電磁場耦合。另外,通過跳躍耦合線路52,不相鄰的共振器3電磁場耦合(跳躍耦合)。
耦合線路51、52和共振器3之間的耦合,通過電磁場耦合而得到,但在耦合線路51、52和共振器3之間不設置縫隙地實際地連接也可以。而且,在圖12的例子中,由兩個跳躍耦合線路52進行的耦合周期地進行,但周期性不是必要的。
各個共振器3之間的耦合通過耦合線路51和跳躍耦合線路52的兩個系統(tǒng)的電路來進行,但使用三個系統(tǒng)以上的跳躍耦合線路也可以。各個耦合線路51、52的長度可以相同,另外也可以不相同。
如果共振器系統(tǒng)內(nèi)將各個共振器相互強耦合,能夠降低共振器整體的無附加Q值。另外,如果根據(jù)這樣的共振器系統(tǒng),能夠以更多的頻率來產(chǎn)生共振。在獨立使用各個共振器3的情況下,在各個共振器以外的部位不產(chǎn)生共振,但在圖12所示的例子中,由耦合線路51和跳躍耦合線路52發(fā)生共振。為此,能夠?qū)崿F(xiàn)表示非常多彩的共振頻譜的共振器系統(tǒng)。
(其它實施方式)所述各個實施方式的線路2是微帶狀線路,但本發(fā)明所使用的線路不限于這樣的線路。為了得到本發(fā)明的效果,與共振器耦合的線路是分布常數(shù)線路就可以。
下面,參照圖13~圖18,來說明本發(fā)明可采用的分布常數(shù)線路的例子。
圖13表示具有共面線路的本發(fā)明的分波器。線狀線路部分、與該線狀線路部分耦合的兩個接地層形成在基板1的同一面上。該情況的共振器3是通過在接地層上設置的縫隙的圖案所構成的1/2波長縫隙線路共振器。
圖14表示具有縫隙線路的本發(fā)明的分波器。在該例子中,通過在導體層上形成的縫隙構成線狀線路。在電介質(zhì)基板的下面設置未圖示的接地層。共振器3具有與圖13所示的構成相同的構成。
圖15表示具有帶狀線路的本發(fā)明的分波器。由導電體形成的線狀帶狀線路存在于基板1的內(nèi)部。在基板1的上面和下面設置導體層(導體底板)11。共振器3具有與圖9所示的共振器3相同的構成。
圖16表示具有反轉(zhuǎn)微帶狀線路的本發(fā)明的分波器。在圖示的例子中,在基板1的下面形成線路2和共振器3,在與其相對的位置配置導體底板11。共振器3具有與圖9所示的共振器3相同的構成。
圖17表示具有地波傳送線路的本發(fā)明的分波器。在導體底板上所形成的電介質(zhì)棒(rod)和具有切口的電介質(zhì)圓柱具有作為各個表面?zhèn)魉途€路和電介質(zhì)共振器的功能。
而且,線路2的形狀不必要是直線,也可以例如象圖18所示那樣,使用彎曲的線路2。這種情況下,沿著線路2排列的共振器不需要具有遍及線路2的整體相等的構成。在圖18的例子中,3個直線狀線路2通過連接線路171、172來連接。優(yōu)選地,設定連接線路171、172的線路長度為等于本發(fā)明的分波器的操作頻帶中不引起共振的長度,即不等于操作頻率中線路2的傳送波長的整數(shù)倍。原因是,在連接線路171、172作為共振器作用的情況下,作為分波器整體的特性受到連接線路171、172的共振的影響。
在圖18的分波器中,形成3個分波部173、174、175。分波部173、174、175可以具有相同的共振器構造,也可以不同。各個分波部173、174、175通過各個連接線路171、172作為一個分波器整合后,作為整體可滿足希望的特性。在使用相同構造的分波部的情況下,能夠小型化分波器。
如果在不同的頻帶操作各個分波部173、174、175,通過連接線路進行整合,就能夠簡單地擴大操作頻帶,能夠?qū)崿F(xiàn)在多頻帶進行操作的分波器。
不需要僅在線路2的一側(cè)配置共振器3。如圖19(a)所示那樣,可配置相同的共振器使得將線路2的中心線作為鏡面映射對稱軸折回。這種情況下,能夠相對線路2的傳送特性給予更強的影響。
另外,如圖19(b)所示那樣,在線路2的兩側(cè)配置的共振器的個數(shù)也可以相等。這種情況下,從共振器3放射的電磁場的泄漏成分具有夾著線路2相反的相位,所以能夠減少向基板1的正面泄漏的電磁場成分。
此外,如圖19(c)所示那樣,可以在線路2的兩側(cè)以不同的間隔配置不同構成的共振器。位于線路2的兩側(cè)的共振器的影響重疊。另外,通過耦合兩側(cè)的共振器,也具有生成新的波導模式的可能性。在該情況下,具有容易對波導特性賦予多樣性的優(yōu)點。
(具有本發(fā)明的分波、合波器的裝置)下面,參照圖20,來說明具有本發(fā)明的分波、合波器的裝置的系統(tǒng)構成例子。
圖20表示由內(nèi)置本發(fā)明的分波、合波器的通信裝置所構成的無線通信系統(tǒng)。由于通信通過頻率多路復用的脈沖狀信號來進行,所以能夠進行大容量的數(shù)據(jù)傳送。
本實施方式的通信裝置,是以便攜電話為代表的無線通信終端,但本發(fā)明不限于這樣的情況,也可以是具有通過電波相互傳送信息的功能的設備。本發(fā)明的分波、合波器不依賴于通信裝置所包含的其他電路構成或無線通信系統(tǒng)的系統(tǒng)構成,是可適用的,可發(fā)揮其效果。
下面,參照圖21來說明通信裝置的構成例子。圖21是內(nèi)置本發(fā)明的分波·合波器的通信裝置(發(fā)送機和接收機)的信號處理方框圖。
發(fā)送機11將輸入數(shù)據(jù)12調(diào)制為具有脈沖狀波形的高頻信號,將調(diào)制信號向自由空間中發(fā)射。發(fā)送機11如圖所示那樣,具有串并聯(lián)變換器13、脈沖發(fā)生器14、調(diào)制電路組15、合波器16和天線17。合波器16是關于所述本發(fā)明的實施方式的合波器。
接收機18接收在自由空間中傳播的具有脈沖狀波形的高頻信號,通過解調(diào)接收信號,將輸入數(shù)據(jù)12作為輸出數(shù)據(jù)19來再現(xiàn)。該接收機18具有天線110、失真修正器111、本發(fā)明的分波器112、解調(diào)電路組113、模擬數(shù)字變換器114、并聯(lián)串聯(lián)變換器115。
接著,說明向發(fā)送機11輸入的輸入數(shù)據(jù)12通過無線傳送到達接收機18,作為輸出數(shù)據(jù)19再現(xiàn)的一系列信號處理過程。由在時間上串聯(lián)排列的數(shù)字信號所構成的輸入數(shù)據(jù)12,通過串并聯(lián)變換器13展開為n個并聯(lián)數(shù)據(jù)列。各個并聯(lián)數(shù)據(jù)列通過脈沖發(fā)生器14,對于例如“0”數(shù)據(jù)對應“有”脈沖,對于“1”數(shù)據(jù)對應“無”脈沖,而發(fā)生脈沖。而且,不論是什么數(shù)據(jù)列,脈沖全部是相同的波形。之后,通過調(diào)制電路組15,在變換后的脈沖信號中,重疊對于每個并聯(lián)數(shù)據(jù)列具有不同頻率的載波。之后,各個調(diào)制信號通過本發(fā)明的合波器16同相合成,變?yōu)橐粋€脈沖信號,通過天線17向空間發(fā)射。
能夠在空中傳播的多路復用脈沖信號通過天線110來接收,由于傳送路徑或者天線17、110等頻率特性而發(fā)生的脈沖信號的失真,通過失真修正器111除去。之后,通過本發(fā)明的分波器112,由此如所述那樣,將多路復用后的脈沖在時間軸上展開。之后,通過n個解調(diào)電路組113,從展開信號僅提取頻率成分的重疊后的脈沖信號,將該輸出通過模擬數(shù)字變換器114,產(chǎn)生由2值“0”、“1”所構成的n個并聯(lián)數(shù)據(jù)列。而且,最后通過并聯(lián)串聯(lián)變換器115,將它們作為在時間軸上串聯(lián)排列的1個數(shù)據(jù)列而合成輸出數(shù)據(jù)19。象以上這樣,向發(fā)送機11輸入的輸入數(shù)據(jù)12被傳送到接收機18。
這樣的裝置和系統(tǒng),不僅能夠用于通信裝置間的無線通信,也能夠應用于鄰近的LSI芯片間的信號傳送。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性本發(fā)明的分波器和合波器是簡單的電路構成,能夠?qū)⒅丿B了具有不同頻率的載波的脈沖狀信號的多路復用信號沿時間軸方向分解,所以,作為頻率多路復用后的脈沖通信設備的調(diào)制解調(diào)電路等是有用的。
本發(fā)明的裝置可合適地使用于從此期待發(fā)展、普及的超寬帶通信。
權利要求
1.一種分波器,接收多路復用具有不同頻率的多個電信號后的多路復用信號,將所述多路復用信號在時間軸上分離為所述多個電信號,其特征在于,具有傳送所述多路復用信號的至少一個的線路;和沿著所述線路排列的多個共振器,所述線路的分散特性為具有通過與所述共振器的電磁場耦合而產(chǎn)生的非線性部分,在所述線路傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
2.根據(jù)權利要求1所述的分波器,其特征在于,所述共振器的個數(shù)是3個以上,相鄰的共振器的間隔大致一定。
3.根據(jù)權利要求2所述的分波器,其特征在于,所述多個共振器具有共同的構造。
4.根據(jù)權利要求3所述的分波器,其特征在于,在所述多個共振器的每個和所述線路之間所形成的電磁場耦合的強度,對于各個共振器來說大致相等。
5.根據(jù)權利要求4所述的分波器,其特征在于,還具有電耦合從所述多個共振器所選擇的共振器的至少一個線路。
6.根據(jù)權利要求1所述的分波器,其特征在于,具有沿著所述線路排列的多個分波區(qū)域,所述多個分波區(qū)域的各個包含所述多個共振器。
7.根據(jù)權利要求1~6中的任一個所述的分波器,其特征在于,所述線路是微帶狀線路、共面線路、帶狀線路、或者縫隙線路、反轉(zhuǎn)微帶狀線路、或者地波傳送線路。
8.根據(jù)權利要求1~7中的任一個所述的分波器,其特征在于,所述多個共振器以互相不同的兩個以上的頻率共振。
9.根據(jù)權利要求1~8中的任一個所述的分波器,其特征在于,所述多個共振器的各個是退縮模式分離型共振器,在兩個以上不同的頻率以互相獨立的基底模式來共振。
10.根據(jù)權利要求1~9中的任一個所述的分波器,其特征在于,所述多個共振器的各個具有通過電磁場耦合而相互耦合的多個共振器元件。
11.根據(jù)權利要求2所述的分波器,其特征在于,所述共振器的間隔大致等于在所述線路中傳送的高頻信號中所包含的所述電信號的頻率中最高的頻率或者最低頻率的傳送波長的1/2。
12.根據(jù)權利要求1~11中的任一個所述的分波器,其特征在于,所述共振器的共振頻率大致等于在所述線路傳送的高頻信號中所包含的所述電信號的頻率中最高頻率或者最低頻率。
13.根據(jù)權利要求1~12中的任一個所述的分波器,其特征在于,所述多路復用信號是通過多個脈沖狀信號的重疊而生成的時間定域信號,所述脈沖狀信號具有有著正態(tài)分布狀的波形的信號和正弦波信號的積的波形,所述多個脈沖狀信號通過具有互相不同的頻率的所述正弦波信號而生成。
14.一種合波器,在不同的定時接收具有不同頻率的多個電信號,生成多路復用了所述多個電信號的多路復用信號,其特征在于,具有傳送所述電信號的至少一個的線路;和沿著所述線路排列的多個共振器,所述線路的分散特性為具有通過與所述共振器的電磁場耦合而生成的非線性部分,在所述線路傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
15.一種裝置,具有分波器,該分波器接收多路復用具有不同頻率的多個電信號的多路復用信號,將所述多路復用信號在時間軸上分離為所述多個電信號;和處理所述多個電信號的電路,其特征在于,所述分波器具有傳送所述多路復用信號的至少一個的線路;和沿著所述線路排列的多個共振器,所述線路的分散特性是具有通過與所述共振器的電磁場耦合而產(chǎn)生的非線性部分,在所述線路傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
16.根據(jù)權利要求15所述的裝置,其特征在于,還具有接收所述多路復用信號的天線。
17.根據(jù)權利要求15所述的裝置,其特征在于,所述分波器還具有作為在不同的定時接收具有不同頻率的多個電信號、生成多路復用所述多個電信號的多路復用信號的合波器的功能。
18.根據(jù)權利要求15所述的裝置,其特征在于,所述多個電信號的各個是脈沖信號,用于超寬帶通信。
全文摘要
本發(fā)明公開一種分波器。其接收多路復用具有不同頻率的多個電信號的多路復用信號,將多路復用信號分離為所述多個電信號。具有傳送多路復用信號的至少一個線路(2);沿著線路(2)排列的多個共振器(3)。線路(2)的分散特性為具有通過與共振器(3)的電磁場耦合而產(chǎn)生的非線性部分,在線路(2)傳送的所述電信號的相位速度根據(jù)頻率而不同。
文檔編號H04J13/00GK1723585SQ20048000184
公開日2006年1月18日 申請日期2004年11月9日 優(yōu)先權日2003年12月8日
發(fā)明者寒川潮, 菅野浩, 崎山一幸, 藤島丈泰 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社
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