專利名稱：Tds－ofdm接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法及其系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)數(shù)字電視接收機(jī)的自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法及其系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
地面無線電視廣播傳輸信道中(主要是VHF和UHF頻段)存在著各種多徑和衰落現(xiàn)象，造成了靜態(tài)/動(dòng)態(tài)多徑干擾和多普勒效應(yīng)，是一個(gè)復(fù)雜的頻率選擇性衰落信道，一般假設(shè)信道是時(shí)不變穩(wěn)定的。但是，在移動(dòng)情況下，地面無線電視廣播信道也可能是時(shí)變的。
為了獲得較好的接收性能就需要準(zhǔn)確的信道估計(jì)來進(jìn)行信道補(bǔ)償。目前進(jìn)行信道補(bǔ)償?shù)牟扇〈胧┲饕譃閮纱箢惥馄骱驼活l分復(fù)用OFDM調(diào)制，以及它們兩者的結(jié)合。現(xiàn)有的地面廣播系統(tǒng)信道估計(jì)一般是要借助于一定的導(dǎo)頻(或訓(xùn)練序列)，即數(shù)據(jù)輔助(DA)的方式來進(jìn)行信道估計(jì)。與此相對(duì)應(yīng)，是使用盲估計(jì)方法。盲估計(jì)方法可使發(fā)射機(jī)不必發(fā)送特殊的訓(xùn)練序列，從而提高了系統(tǒng)的頻譜效率，但該方法需要在接收到足夠多的數(shù)據(jù)情況下才能得到一個(gè)可靠的估計(jì)。而廣播信道是時(shí)變的，尤其在移動(dòng)情況下，這就限制了盲估計(jì)方法的使用。
美國ATSC 8-VSB是傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng)，主要采用判決反饋均衡器(Decision FeedbackEqualizer，DFE)來進(jìn)行信道補(bǔ)償，它使用ATSC數(shù)據(jù)幀中每場(chǎng)的第一個(gè)數(shù)據(jù)段所攜帶的訓(xùn)練序列進(jìn)行訓(xùn)練。但兩個(gè)訓(xùn)練序列相隔24ms，對(duì)于快速變化的多徑，只能使用自適應(yīng)盲均衡的方法進(jìn)行。盲均衡需要在接收到足夠多的數(shù)據(jù)情況下才能得到一個(gè)可靠的估計(jì)，由于信道是時(shí)變的，需要大量數(shù)據(jù)就影響了盲估計(jì)方法的準(zhǔn)確性。為了消除多徑干擾，并達(dá)到良好的效果，DFE需要的均衡濾波器抽頭數(shù)量巨大。256抽頭反饋FIR濾波器抵消多徑回波的范圍僅為20us左右，其中包括用于前向?yàn)V波的64個(gè)抽頭和用于反饋濾波的192個(gè)抽頭，這樣大大增加了通信系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本。DFE還有一個(gè)很大的缺陷在強(qiáng)多徑情況下，由于DFE是無限沖激響應(yīng)結(jié)構(gòu)(IIR)，易自激，不穩(wěn)定。同時(shí)DFE正常工作需要系統(tǒng)保證一定的信噪比(錯(cuò)誤判決小于10％)，信道變換就不能太快，以確保被解調(diào)的數(shù)據(jù)能夠比較接近正確值。這樣就大大限制了均衡器的跟蹤速度。所以目前ATSC均衡器研究的焦點(diǎn)仍是提高系統(tǒng)穩(wěn)定性、加快跟蹤速度和降低復(fù)雜度。
歐洲D(zhuǎn)VB-T COFDM是多載波系統(tǒng)，它將頻率選擇性衰落信道根據(jù)OFDM子載波頻率分成了很多平衰落子信道，從而克服了由多徑帶來的ISI。只要信道時(shí)延不超過OFDM符號(hào)保護(hù)間隔，系統(tǒng)性能不會(huì)由于ISI而惡化。使用差分解調(diào)(Differential Demodulation)時(shí)無需對(duì)信道進(jìn)行估計(jì)和跟蹤就能完成信道補(bǔ)償，但是與相干解調(diào)相比會(huì)有2.3到3dB的載噪比(C/N)損失。同時(shí)差分調(diào)制不能應(yīng)用于很多其他的星座點(diǎn)調(diào)制(如64QAM)，而COFDM系統(tǒng)只有采用了64QAM才能達(dá)到傳輸HDTV所需要的較高數(shù)據(jù)率，因此目前COFDM系統(tǒng)多采用頻域信道估計(jì)的方法，主要包括判決反饋頻域估計(jì)和梳狀導(dǎo)頻頻域估計(jì)。對(duì)這兩種估計(jì)算法的研究結(jié)果表明無論采用那種頻域估計(jì)，信道估計(jì)值受噪聲的影響較大，即使使用了復(fù)雜度很高的最小均方差(MMSE)方法，抑制噪聲的能力也有限，而且還需要對(duì)信道的統(tǒng)計(jì)特性有一定了解?；谶@樣的考慮，很多學(xué)者提出了使用時(shí)域訓(xùn)練序列完成OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法。
地面無線信道是一個(gè)時(shí)變的頻率選擇性衰落信道，傳輸?shù)臄?shù)據(jù)往往與一定的幀結(jié)構(gòu)聯(lián)系在一起的，通常假定在一幀中信道是恒定的，雖然這在很多無線環(huán)境下是不成立的，但在一般情況下，信道的變化是相對(duì)較慢的，與此假定基本吻合。而且使用OFDM時(shí)，要將整個(gè)IDFT塊看成一個(gè)線性時(shí)不變系統(tǒng)，因?yàn)橹挥芯€性時(shí)不變系統(tǒng)才能進(jìn)行DFT變換。同時(shí)在該假定情況下，可以大大簡(jiǎn)化信道估計(jì)器的復(fù)雜度，所以在設(shè)計(jì)信道估計(jì)器時(shí)一般都有此假定。
為了得到快速準(zhǔn)確的信道估計(jì)，要以某種連續(xù)的方式將導(dǎo)頻信息插入到發(fā)送序列中。對(duì)于OFDM系統(tǒng)，多徑衰落信道可以看成是在時(shí)間和頻率上的一個(gè)二維信號(hào)。當(dāng)進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)，使用導(dǎo)頻信號(hào)對(duì)信道在時(shí)-頻空間的特定點(diǎn)上進(jìn)行采樣，只要采樣頻率在時(shí)域和頻域滿足Nyquist采樣準(zhǔn)則，利用采樣插值即可得到整個(gè)信道的頻率響應(yīng)值。導(dǎo)頻插入在時(shí)域和頻域兩個(gè)方向上應(yīng)分別滿足fDmax=12·NtTFrame,τmax=TFrameNf---(1)]]>上式中TFrame為OFDM幀周期，Nt是在時(shí)域方向的間隔，fDmax是最大的多普勒頻率，Nf為OFDM的子載波間隔，而τmax為最大的信道延時(shí)。二維信號(hào)處理方法的復(fù)雜度很大，一般的處理方法是將一個(gè)二維信號(hào)分解成兩個(gè)一維信號(hào)來處理。對(duì)于OFDM信道估計(jì)就是在時(shí)域和頻域分別用一個(gè)一維濾波器來實(shí)現(xiàn)一個(gè)二維的信道估計(jì)的。
我們知道只要信道回波長(zhǎng)度不超過保護(hù)間隔，根據(jù)數(shù)字信號(hào)處理的基本原理出發(fā)，信道對(duì)OFDM信號(hào)產(chǎn)生的線性卷積就變成了循環(huán)卷積，OFDM經(jīng)DFT解調(diào)后的輸出信號(hào)Y(n，k)如式(2)所示Y(n，k)＝H(n，k)X(k)+N′(k)(2)其中X(k)表示輸入信號(hào)頻譜，H(n，k)是信道傳輸函數(shù)，N’(k)為噪聲頻譜。頻域信道估計(jì)和均衡方法都是基于式(2)。
一種方法是使用判決后的數(shù)據(jù)來進(jìn)行信道估計(jì)，稱為判決反饋的信道估計(jì)。采用判決反饋，認(rèn)為上一幀的判決數(shù)據(jù)是正確的，即X^(n-1,k)=X(n-1,k)---(3)]]>其中 為信道估計(jì)數(shù)據(jù)，X(n-1，k)為上一幀的判決數(shù)據(jù)。
此時(shí)根據(jù)式(4)可以很容易得出上一幀的信道響應(yīng)H^dd(n-1,k)=Y(n-1,k)X^(n-1,k)=H(n-1,k)+N′(k)X^(n-1,k)---(4)]]>(4)式中用下標(biāo)dd表示的信道傳輸H代表判決反饋信道估計(jì)，類似的，下文中使用下標(biāo)cp表示梳狀導(dǎo)頻信道估計(jì)，而tc表示時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)。
得到 后，假定信道變化很慢，可近似認(rèn)為下一幀信道響應(yīng)保持不變，這樣使用 可對(duì)下一幀數(shù)據(jù)進(jìn)行信道均衡，如圖1所示。
圖中，Z(n，k)即為均衡后的數(shù)據(jù)Z(n,k)=Y(n,k)/H^dd(n-1,k)---(5)]]>判決反饋方法與盲估計(jì)相同之處在于它也不需要導(dǎo)頻信號(hào)，而且還具有訓(xùn)練時(shí)間短的特點(diǎn)。但是它對(duì)檢測(cè)誤差比較敏感，要求判決數(shù)據(jù)的誤碼率不能過高。一般來講，對(duì)QPSK軟判決Viterbi解碼輸出的誤碼率要小于10-2，而對(duì)64QAM要小于10-3。如果判決數(shù)據(jù)錯(cuò)誤率較高或信道變化較快，判決反饋信道估計(jì)的性能明顯下降，所以目前歐洲COFDM系統(tǒng)主要使用梳狀導(dǎo)頻來進(jìn)行信道估計(jì)，它利用頻譜中插入的分散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻。由于導(dǎo)頻信號(hào)已知，通過除法運(yùn)算可得到導(dǎo)頻位置子載波的信道估計(jì)值 H^p(n,k)=Yp(n,k)Xp(n,k)=Hp(n,k)+N′(k)Xp(n,k)---(6)]]>其中Yp(n，k)、Xp(n，k)分別表示導(dǎo)頻位置的子載波輸出、輸入信號(hào)。
對(duì) 在頻域和時(shí)域插值濾波便得到整個(gè)信道傳遞函數(shù)的估計(jì)值 插值系數(shù)與估計(jì)方法有關(guān)。由于信道響應(yīng)通過頻域內(nèi)插得到，這類方法又稱為頻域?qū)ьl頻域內(nèi)插(FPFI)技術(shù)。以上的估計(jì)算法如圖2所示。
信道頻率響應(yīng)值的估計(jì)值 可近似表示成真實(shí)值Hi，n與信道估計(jì)的均方差MSE之和。由于信道估計(jì)誤差帶來的SNR損失可表示為SNRloss，H＝10log10(1+G)(7)其中G=σH2/σn2,]]>為估計(jì)MSE與噪聲方差的比值，σH2為估計(jì)值 的方差，σn2為噪聲方差，SNRloss，H完全取決于G。
下面我們就分析上述估計(jì)算法的MSEMSE=1Ntrace(E(|H-H|^2))=1Ntrace(E(|ΔH|2))---(8)]]>其中 H由每幀N個(gè) 和H(n，k)組成的一維向量，函數(shù)trace是求矩陣的跡。
判決反饋信道估計(jì)中(4)式可用矩陣形式表示為H^dd=X^-1Y---(9)]]>所以1Ntrace(E(|H-H^dd|2))=1Ntrace(E(|X^-1N′|2))=ασn2---(10)]]>
其中α=E(|X^-1|2)---(11)]]>α與采用的星座圖有關(guān)，假定信號(hào)的平均功率為1，采用MPSK星座圖時(shí)α為1，否則就大于1。由于信道長(zhǎng)度為L(zhǎng)，OFDM子載波數(shù)為N，根據(jù)頻域采樣定理，當(dāng)采用理想的低通濾波后，會(huì)有β＝L/N的增益。所以MSEdd=αβσn2---(12)]]>梳狀導(dǎo)頻信道估計(jì)式(6)用矩陣形式表示為H^cp=Xp-1Y---(13)]]>導(dǎo)頻通常使用幅度相同的星座點(diǎn)，即E(|Xp-1|2)=1,]]>這樣1Ntrace(E(|H-H^p|2))=σn2---(14)]]>與判決反饋類似，經(jīng)過理想插值和濾波，整個(gè)信道傳遞函數(shù)的估計(jì)值 也可以得到β增益MSEcp=βσn2---(15)]]>需要指出一點(diǎn)，上面分析中我們認(rèn)為理想的低通濾波后會(huì)有β增益。在實(shí)際中，大多數(shù)的信道估計(jì)方法都可看成是以下幾種常用的估計(jì)準(zhǔn)則MMSE(最小均方誤差)準(zhǔn)則估計(jì)、LMMSE(線性最小均方誤差)準(zhǔn)則估計(jì)或LS(最小平方)準(zhǔn)則估計(jì)。不過這幾種基本的估計(jì)算法較為復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)均有困難，有學(xué)者給出了通過簡(jiǎn)單線性插值的簡(jiǎn)單算法。
DVB-T的分散導(dǎo)頻以4幀為一個(gè)周期，所以要完成一次全信道估計(jì)需要連續(xù)4個(gè)OFDM幀(1.024ms)。
清華大學(xué)提出的地面數(shù)字多媒體電視廣播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一種數(shù)字信息傳輸方法，采用了mQAM/QPSK的時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)調(diào)制技術(shù)，關(guān)于DMB-T、TDS-OFDM的相關(guān)情況詳見授權(quán)號(hào)為00123597.4名為“地面數(shù)字多媒體電視廣播系統(tǒng)”、授權(quán)號(hào)為01115520.5名為“時(shí)域同步正交頻分復(fù)用調(diào)制方法”，以及授權(quán)號(hào)為01124144.6名為“正交頻分復(fù)用調(diào)制系統(tǒng)中保護(hù)間隔的填充方法”等清華大學(xué)申請(qǐng)的中國發(fā)明專利。

發(fā)明內(nèi)容
地面無線電視傳輸信道中的多徑延時(shí)時(shí)間長(zhǎng)短不一，有些是短時(shí)多徑，有些是長(zhǎng)時(shí)多徑，有時(shí)傳輸信道是時(shí)不變穩(wěn)定的。因此，本發(fā)明所提出的自適應(yīng)信道估計(jì)和均衡方法就是根據(jù)信道特性(多徑延時(shí)的長(zhǎng)短和系統(tǒng)的時(shí)不變穩(wěn)定性)自適應(yīng)地從PN碼時(shí)域相關(guān)法、頻域PN變換法和頻域判決反饋法三種方法中選擇一種方法進(jìn)行信道估計(jì)和信道均衡。本發(fā)明提出的信道估計(jì)方法估計(jì)準(zhǔn)確，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。
本發(fā)明提出的TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)和均衡方法，其特征在于，它是在數(shù)字電路上實(shí)現(xiàn)的，依次含有以下步驟1)把接收到的TDS-OFDM信號(hào)幀分解為PN碼幀同步即幀頭部分和DFT數(shù)據(jù)即幀體兩部分；2)從幀體中去除PN序列的同步頭干擾，并構(gòu)造幀頭與信道的循環(huán)卷積，對(duì)第i幀信號(hào)的處理過程如下①把PN(i)與信道后徑的線性卷積結(jié)果PN(i，post)搬移疊加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到對(duì)應(yīng)DFT(i)的疊加信號(hào)DFTc(i，head)，而PN(i+1)與信道前徑的線性卷積結(jié)果PN(i，pre)搬移疊加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFTc(i，tail)；DFTc(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post)DFTc(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)②對(duì)應(yīng)于PN(i)，則有PNc(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)PNc(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)③構(gòu)造DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFTc(i，tail)-PN(i+1，pre)}+{PNc(i，tail)-PN(i，tail)}其中
PN(i+1，pre)＝PNc(i+1，1，tail)-PN(i+1，1，tail)PNc(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的尾部疊加信號(hào)和尾部信號(hào)，經(jīng)過上述的信號(hào)加減操作，得到DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積；④同理，得到DFT(i)與信道后徑的循環(huán)卷積DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFTc(i，head)-PN(i+1，post)}+{PNc(i，head)-PN(i，head)}其中PN(i+1，post)＝PNc(i+1，head)-PN(i+1，head)PNc(i+1，head)和PN(i+1，head)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的首部疊加信號(hào)和首部信號(hào)，經(jīng)過上述的信號(hào)加減操作，得到DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積；3)對(duì)幀體進(jìn)行離散傅立葉變換，得到幀體的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)；4)根據(jù)傳輸信道特性選擇下列方法之一進(jìn)行信道估計(jì)，得到傳輸信道的頻率響應(yīng)估計(jì) a)當(dāng)傳輸信道具有短時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇PN碼時(shí)域相關(guān)法，它依次含有以下步驟①把接收到的PN碼幀同步與本地PN碼在時(shí)域進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到信道的時(shí)域沖激響應(yīng)的粗估計(jì) 粗估計(jì)中的小電平值被丟棄；②通過移動(dòng)處理改變本地PN序列的相位，從而改變前同步緩沖長(zhǎng)度Lpre和后同步緩沖的長(zhǎng)度Lpost，使選取的相關(guān)輸出段[k′-Lpre+1，k′-Lpost]集中了信道的主要能量，其中k′對(duì)應(yīng)了相關(guān)峰位置，鎖定了主徑位置，主徑位置之前的部分為前徑部分時(shí)域信道估計(jì) 和主徑位置之后的部分為后徑部分時(shí)域信道估計(jì) ③通過移位和填零操作，得到長(zhǎng)度為N的序列 h^tc,N(n)=h^tc,post0<n≤Lpost0Lpost<n<N-Lpreh^tc,preN-Lpre≤n<N]]>④把 經(jīng)過N點(diǎn)離散傅立葉變換(DFT)處理得到各個(gè)OFDM子載波頻率響應(yīng)的估計(jì) b)當(dāng)傳輸信道具有長(zhǎng)時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇頻域PN變換法；
c)當(dāng)傳輸信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，選擇頻域判決反饋法；5)把信號(hào)幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)和得到的頻域響應(yīng)估計(jì) 相除，得到信道均衡后的數(shù)據(jù)信號(hào)Z(n,k)=Y(n,k)/H^(n,k);]]>6)Z(n，k)經(jīng)過電平判決電路后，一路作為 數(shù)據(jù)輸出，另一路反饋給判決反饋的信道估計(jì)部分。
上述的TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法，其特征在于，所述的頻域PN變換法是把收到的PN碼幀同步進(jìn)行離散傅立葉變換(DFT)，得到其頻域表達(dá)式Rc(n，k)，同時(shí)對(duì)接收機(jī)本地生成的發(fā)送端PN碼也進(jìn)行離散傅立葉變換(DFT)，得到其頻譜為Sc(n，k)，兩者相比，得到信道頻率響應(yīng)估計(jì)H^(n,k)=Rc(n,k)/Sc(n,k).]]>上述的TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法，其特征在于，所述的頻域判決反饋法把接收到的頻域DFT數(shù)據(jù)Y(n，k)進(jìn)行延遲Y(n-1，k)，然后和電平判決反饋回來輸出數(shù)據(jù) 相比，得到前一幀的信道頻域響應(yīng)估計(jì) 當(dāng)傳輸信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，此 就作為當(dāng)前信號(hào)幀的信道估計(jì)。
本發(fā)明提出的TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡系統(tǒng)，其特征在于，它含有分離器，它有一個(gè)OFDM信號(hào)輸入端；去除PN干擾電路，它的輸入端與分離器的DFT數(shù)據(jù)輸出端相連；第一DFT電路，它的輸入端與上述的去除PN干擾電路的輸出端相連；自適應(yīng)均衡器，它是一個(gè)除法器，它的被除數(shù)輸入端與第一DFT電路的幀體頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)輸出端相連，它還有一個(gè)除數(shù)即頻域響應(yīng)估計(jì)即 輸入端；電平判決電路，它的輸入端與輸入端與自適應(yīng)均衡器的信號(hào)均衡后的數(shù)據(jù)信號(hào)即Z(n，k)輸出端相連；判決反饋電路，它含有延遲電路，它的輸入端與第一個(gè)DFT電路的輸出端相連；信道估計(jì)電路，它是一個(gè)除法器，它的被除數(shù)輸入端與延遲電路的經(jīng)延遲的幀體頻域數(shù)據(jù)即Y(n-1，k)信號(hào)輸入端相連，它的除數(shù)輸入端與電平判決電路的 數(shù)據(jù)輸出端相連；
第一低通濾波器，它的輸入端與信道估計(jì)電路的前一幀的信道頻域估計(jì)即 信號(hào)輸出端相連，它的輸出端經(jīng)過一個(gè)三態(tài)選擇開關(guān)與自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連；PN碼時(shí)域相關(guān)電路，它含有相關(guān)器，它的輸入端與上述分離器的幀PN同步碼輸出端相連，它的另一個(gè)輸入端與本地PN碼生成電路輸出端相連；第二低通濾波器，它的輸入端與上述的相關(guān)器輸出端相連，而它的輸出端與下述的第二DFT電路輸入端相連；第二DFT電路，它有一個(gè)長(zhǎng)度為N的時(shí)域信道估計(jì)序列即 信號(hào)輸入端，它的輸出端經(jīng)過一個(gè)三態(tài)選擇開關(guān)與自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連；頻域PN變換電路，它含有第三DFT電路，它的輸入端與上述的分離器的幀PN同步碼輸出端相連；第四DFT電路，它有一個(gè)本地PN碼輸入端；除法器，它的被除數(shù)輸入端與第三DFT電路頻域PN碼即Rc(n，k)信號(hào)輸出端相連，它的除數(shù)輸入端與第四DFT電路的頻域本地PN碼即Sc(n，k)信號(hào)輸出端相連；第三低通濾波器，它的輸入端與除法器的信道頻域響應(yīng)估計(jì)即 信號(hào)輸出端相連，而它的輸出端經(jīng)過一個(gè)三態(tài)選擇開關(guān)與自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連；本地PN碼生成電路，它的兩個(gè)輸出分別與上述相關(guān)器、第四DFT電路的輸入端相連；三態(tài)選擇開關(guān)，它的三個(gè)選擇輸入端分別與第二個(gè)DFT電路、第一個(gè)低通濾波器、第三低通濾波器的輸出端相連，它的輸出端與上述自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連。
采用TDS-OFDM的DMB-T也屬于OFDM系統(tǒng)，本發(fā)明提出的信道補(bǔ)償方案利用時(shí)域同步PN序列相關(guān)算法得到信道沖激響應(yīng)，并根據(jù)多徑的長(zhǎng)度和信道時(shí)不變穩(wěn)定性，自適應(yīng)地采取時(shí)域、頻域PN或頻域判決反饋式的信道均衡方法，計(jì)算機(jī)仿真和實(shí)際系統(tǒng)表明，提出的信道估計(jì)方法受高斯噪聲和時(shí)變信道的影響小，信道估計(jì)更準(zhǔn)確，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，解決了地面電視廣播傳輸信道的估計(jì)和均衡問題，實(shí)驗(yàn)室測(cè)試和場(chǎng)地試播都證明其性能明顯優(yōu)于現(xiàn)有的其它系統(tǒng)。


圖1為判決反饋信道估計(jì)。
圖2為梳狀導(dǎo)頻信道估計(jì)。
圖3為多徑情況下PN保護(hù)間隔的TDS-OFDM信號(hào)構(gòu)成。
圖4為本發(fā)明提出的時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)。
圖5為均衡前后的星座圖。
圖6為信道頻率響應(yīng)估計(jì)。
圖7為提出的信道估計(jì)算法MSE與SNR關(guān)系圖。
圖8為提出的信道估計(jì)算法SER與SNR關(guān)系圖。
圖9為本發(fā)明提出的頻域PN信道估計(jì)算法。
圖10為頻域判決反饋信道估計(jì)。
圖11為本發(fā)明提出的自適應(yīng)信道估計(jì)和均衡方法。
圖12為本發(fā)明的FPGA程序流程框圖。
具體實(shí)施例方式
地面無線電視傳輸信道中的多徑延時(shí)時(shí)間長(zhǎng)短不一，有些是短時(shí)多徑，有些是長(zhǎng)時(shí)多徑，有時(shí)傳輸信道是時(shí)不變穩(wěn)定的。因此，本發(fā)明所提出的自適應(yīng)信道估計(jì)和均衡方法就是根據(jù)信道特性(多徑延時(shí)的長(zhǎng)短和系統(tǒng)的時(shí)不變穩(wěn)定性)自適應(yīng)地從時(shí)域相關(guān)法、頻域PN變換法和頻域判決反饋法三種方法中選擇一種方法進(jìn)行信道估計(jì)和信道均衡。下面將結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的理論分析和具體實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)描述。
我們首先描述在短時(shí)多徑時(shí)，采用時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)法進(jìn)行信道均衡。清華DMB-T系統(tǒng)采用時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)調(diào)制技術(shù)，沒有插入歐洲COFDM的導(dǎo)頻信號(hào)和一般OFDM的循環(huán)前綴，而是在OFDM的保護(hù)間隔中插入時(shí)域PN信號(hào)作為幀同步和保護(hù)間隔。不考慮數(shù)據(jù)對(duì)同步頭的干擾，接收到的PN碼幀同步(幀頭)r(k)可表示為r(k)=Σl=0L-1c(k-l)·hc(l)+n(k)---(16)]]>式中的hc(1)為信道時(shí)域沖激響應(yīng)，n(k)為高斯白噪聲，c(k)為使用的PN序列，它具有良好的相關(guān)特性，其歸一化相關(guān)函數(shù)ρ(n)可表示為
ρ(n)=1KΣk=0K-1c(n-k)*c(k)≈1n=k0other---(17)]]>其中n、k表示序號(hào)，K為PN序列的長(zhǎng)度。
經(jīng)過時(shí)域相關(guān)即可得到信道的時(shí)域沖激響應(yīng)的粗估計(jì)h^tc(n)=1KΣk=0K-1c(n-k)*·r(k)=h(n)+1KΣk=0K-1c(k)*·n(k)---(18)]]>=h(n)+nc(n),n∈
]]>其中h(n)為理想的時(shí)域沖激響應(yīng)，nc(n)為高斯白噪聲。
得到的粗估計(jì) 中的小電平值被丟棄，因?yàn)榇嬖诎自肼暫投鄰綍r(shí)，這些小電平已經(jīng)不可靠了，門限的選擇可視應(yīng)用所要求的不同的抗噪聲和分辨多徑的靈敏性來決定。
在本實(shí)施例中相關(guān)使用的PN序列有L＝255個(gè)符號(hào)，所以提出的信道估計(jì)算法能給出的信道估計(jì)長(zhǎng)度為K，即要求L≤K。式(9)以信道的第一條路徑來定位的，實(shí)際中一般以主徑來定位(碼捕獲鎖定的路徑)，而主徑前的旁徑造成相對(duì)于主徑的信號(hào)的向前擴(kuò)散，主徑后的旁徑造成相對(duì)于主徑的信號(hào)的向后擴(kuò)散。前同步緩沖和后同步緩沖定義為PN序列的循環(huán)擴(kuò)展，它們作為PN序列的保護(hù)段，只要信道的前徑長(zhǎng)度和后徑長(zhǎng)度分別小于前同步長(zhǎng)度和后同步長(zhǎng)度，都可以得到比較準(zhǔn)確的時(shí)域沖激響應(yīng)。因此我們?cè)趹?yīng)用中可以使用前同步緩沖段獲得前徑信道估計(jì)，后同步緩沖段獲得后徑信道估計(jì)。設(shè)計(jì)時(shí)整個(gè)PN信號(hào)總長(zhǎng)Ng為512，K取255，前同步緩沖和后同步緩沖總長(zhǎng)度稍大于K，此時(shí)就要合理分配前同步緩沖和后同步緩沖的長(zhǎng)度，使它們分別大于信道的前徑和后徑長(zhǎng)度。在清華DMB-T系統(tǒng)中PN序列是基于一組平移的8階m序列，這樣在獲得接收信號(hào)幀PN序列的相位之后，(接收信號(hào)幀PN序列的相位獲取的方法見清華大學(xué)同時(shí)申請(qǐng)的中國專利“時(shí)域同步正交頻分復(fù)用接收機(jī)的幀同步方法及其系統(tǒng)”)，總可以通過移位處理改變本地PN序列的相位，從而改變前同步緩沖長(zhǎng)度Lpre和后同步緩沖的長(zhǎng)度Lpost，使選取的相關(guān)輸出段[k′-Lpre+1，k′+Lpost]集中了信道的主要能量，其中k′對(duì)應(yīng)了相關(guān)峰位置，即鎖定的主徑位置。
以相關(guān)峰所在位置k′(即主徑位置)作為基準(zhǔn)點(diǎn)，選取相關(guān)輸出段[k′-Lpre+1，k′-1]的數(shù)據(jù)作為信道前徑部分 而選取相關(guān)輸出段[k′+1，k′+Lpost]的數(shù)據(jù)作為信道后徑部分 把 和 進(jìn)行移位處理，然后在預(yù)定位置填零，把它們拼接到一起，得到長(zhǎng)度為N的序列 即如下式所示h^tc,N(n)=h^tc,post0<n≤Lpost0Lpost<n<N-Lpreh^tc,preN-Lpre≤n<N---(19)]]>其中 對(duì)應(yīng)相關(guān)輸出中的后徑部分，而 對(duì)應(yīng)相關(guān)輸出中的前徑部分。這樣得到的 滿足DFT的循環(huán)特性，最終經(jīng)過N點(diǎn)DFT處理便可得到各個(gè)OFDM子載波頻率響應(yīng)的估計(jì) 使用的DFT模塊可以和OFDM數(shù)據(jù)解調(diào)分時(shí)復(fù)用同一個(gè)DFT模塊，以降低硬件復(fù)雜度。
與使用循環(huán)前綴的COFDM不同，TDS-OFDM使用PN序列作為保護(hù)間隔，PN同步頭與DFT塊是時(shí)分復(fù)用的，這樣由于多徑干擾，將使DFT部分受前后含有PN序列的同步頭干擾。在對(duì)數(shù)據(jù)DFT塊進(jìn)行DFT之前我們要將PN序列從DFT塊中去除，并構(gòu)造DFT塊與信道的循環(huán)卷積。如圖3所示，PN(I)與信道后徑的線性卷積結(jié)果PN(i，post)搬移疊加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到對(duì)應(yīng)DFT(i)首部的疊加信號(hào)DFTc(i，head)，而PN(i+1)與信道前徑的線性卷積結(jié)果PN(i，pre)搬移疊加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFTc(i，tail)，公式表示為DFTc(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post)DFTc(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)(20)下標(biāo)c表示疊加的信號(hào)。對(duì)應(yīng)于PN(i)有PNc(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)PNc(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)(21)先構(gòu)造DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積，此時(shí)要得到
DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFTc(i，tail)-PN(i+1，pre)}+{PNc(i，tail)-PN(i，tail)}(22)式(22)中除PN(i+1，pre)信號(hào)外，其它均已知。又PN信號(hào)PN(i+1)總長(zhǎng)Ng為5 12，而PN序列長(zhǎng)度K取255，這樣可以分出兩個(gè)長(zhǎng)度均為255的相等的PN序列PN(i+1，1)和PN(i+1，2)，如圖3所示。這樣有PN(i+1，pre)＝PNc(i+1，tail)-PN(i+1，tail)(23)其中PNc(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的尾部疊加信號(hào)和尾部信號(hào)。
這樣經(jīng)過信號(hào)加減操作，即可得到DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積。同樣的方法可以得到DFT(i)與信道后徑的循環(huán)卷積。
構(gòu)造DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積，此時(shí)要得到DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFTc(i，head)-PN(i+1，post)}+{PNc(i，head)-PN(i，head)}上式中除PN(i+1，post)信號(hào)外，其它均已知。又PN信號(hào)PN(i+1)總長(zhǎng)Ng為512，而PN序列長(zhǎng)度K取255，這樣可以分出兩個(gè)長(zhǎng)度均為255的相等的PN序列PN(i+1，1)和PN(i+1，2)，如圖3所示。這樣有PN(i+1，post)＝PNc(i+1，head)-PN(i+1，head)其中PNc(i+1，head)和PN(i+1，head)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的首部疊加信號(hào)和首部信號(hào)。從而完成了DFT(i)與信道的循環(huán)卷積構(gòu)造，接著就可以對(duì)DFT(i)進(jìn)行DFT操作了，得到頻域輸出Y(n，k)。然后使用得到的信道頻率響應(yīng)估計(jì) 對(duì)本幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)進(jìn)行信道均衡，得到信道均衡后的輸出Z(n，k)，如式(24)和如圖4所示Z(n,k)=Y(n,k)/H^(n,k)---(24)]]>
可見，在頻域通過一次除法運(yùn)算即可實(shí)現(xiàn)信道均衡，簡(jiǎn)單的均衡器正是多載波調(diào)制優(yōu)于單載波的一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)。
本發(fā)明提出的時(shí)域相關(guān)的方法直接在時(shí)域通過相關(guān)得到信道沖激響應(yīng)，不需要DFT就已經(jīng)得到了信道沖激響應(yīng)，這樣不但通過相關(guān)減少了白噪聲的干擾，而且沒有因?yàn)槭褂肈FT所造成的能量泄漏，不難相信這樣得到信道估計(jì)性能一定優(yōu)于COFDM的時(shí)域變換結(jié)果。而且提出的信道均衡方法實(shí)現(xiàn)時(shí)只需要和數(shù)據(jù)解調(diào)共用一個(gè)DFT模塊即可，無需添加任何其他硬件資源。
本發(fā)明提出的信道估計(jì)采用時(shí)域同步方法，不像DVB-T需要迭代處理和幾幀平均，只需進(jìn)行相關(guān)檢測(cè)就行，每一信號(hào)幀都能進(jìn)行全信道估計(jì)，跟蹤傳輸數(shù)據(jù)的變化。DMB-T信號(hào)幀的持續(xù)時(shí)間為500us，因此其跟蹤速度是DVB的2倍，是ATSC的48倍。
時(shí)域相關(guān)信道估計(jì) 式(18)以矩陣表示為h^tc=1KCHr---(25)]]>其中C由每幀PN序列組成的長(zhǎng)度為K的一維向量，r為接收到的信號(hào)矢量，CH表示哈密特矩陣轉(zhuǎn)置。時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)誤差由nc(n)決定，可以證明nc(n)也是獨(dú)立的AWGN噪聲E(|nc(n)|2)=1Kσn2---(26)]]>其中nc(n)是噪聲，σn2是噪聲方差。
這樣信號(hào)估計(jì)的方差為Var[h^tc]=trace[1KCHσn2C]=σn2LK---(27)]]>MSEtc=1NE(|H-H^tc|2)=1NE(|Σl=0L-1(h-h^tc)Wlk|2)---(28)]]>=1NVar[hpn]=βKσn2=1KMSEcp]]>比較式(10)、(12)和(14)，可以看到與導(dǎo)頻MSEcp相比，判決反饋信道估計(jì)由于采用的星座圖使信道估計(jì)MSE有α系數(shù)惡化。如果取L＝100，N＝3780，采用64QAM(α＝2.69)，由此帶來的MSE損失10logα＝5.6dB。而對(duì)于時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)，由于擴(kuò)頻相關(guān)將高斯白噪聲進(jìn)行了線性濾波，白噪聲n(n)變成nc(n)，帶來估計(jì)增益1/K，從而極大降低了白噪聲對(duì)信道估計(jì)的影響。
為了對(duì)提出的信道估計(jì)算法進(jìn)行評(píng)價(jià)，并分析算法性能，我們對(duì)多徑模型下的時(shí)域相關(guān)法進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真。假定系統(tǒng)是準(zhǔn)確同步的，模型中的各條路徑為獨(dú)立的Rayleigth衰落，最大多普勒頻移設(shè)為50Hz。為了對(duì)提出的時(shí)域相關(guān)算法與COFDM算法進(jìn)行比較，在仿真時(shí)同時(shí)給出了判決反饋和梳狀導(dǎo)頻信道估計(jì)結(jié)果。其中判決反饋估計(jì)使用理想低通進(jìn)行濾波，信道截取的長(zhǎng)度取L＝255。而梳狀導(dǎo)頻的估計(jì)結(jié)果在頻域進(jìn)行簡(jiǎn)單的線性插值后再使用理想低通進(jìn)行濾波得到。
為了考察時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)的性能，首先觀察了信號(hào)在信道均衡前后的星座圖。為了簡(jiǎn)潔，這里只給出了在多徑模型1，SNR＝20情況下的星座圖，如圖5所示。圖中均衡后信號(hào)得到了較好的信道補(bǔ)償，信號(hào)星座點(diǎn)以標(biāo)準(zhǔn)64QAM為中心分布。如再采用適當(dāng)?shù)男诺澜獯a，可以將錯(cuò)誤幾乎全部去除。
對(duì)相應(yīng)得到的信道頻率響應(yīng)估計(jì)和真實(shí)信道頻率響應(yīng)進(jìn)行比較，如圖6所示。不難發(fā)現(xiàn)，估計(jì)得到的信道頻率響應(yīng)與真實(shí)值非常吻合。
為了演示時(shí)域相關(guān)信道估計(jì)的準(zhǔn)確性，對(duì)各算法信道估計(jì)的均方誤差進(jìn)行了仿真。圖7給出了多徑模型1條件下得到的各信道估計(jì)MSE與SNR的關(guān)系圖。從圖中可以看出，提出的時(shí)域相關(guān)方法MSE性能明顯高于梳狀導(dǎo)頻和判決反饋，分別高出5dB和9dB左右。信道模型1是按采樣間隔分布的，該情況下的時(shí)域相關(guān)算法能量擴(kuò)散較少，所以估計(jì)精度很高。
接著比較采用信道補(bǔ)償后的SER(誤符號(hào)率)性能，如圖8所示。時(shí)域相關(guān)算法在較高SNR情況下，比梳狀導(dǎo)頻的SNR有大于1dB的改善，而時(shí)域相關(guān)方法使用的主要的運(yùn)算是相關(guān)操作，計(jì)算復(fù)雜度要低于梳狀導(dǎo)頻。
當(dāng)TDS-OFDM接收機(jī)檢測(cè)到接收信號(hào)受到長(zhǎng)時(shí)多徑干擾時(shí)，信道估計(jì)和均衡算法就自適應(yīng)地切換到下面描述的頻域PN變換法。
因?yàn)樵谇迦ATDS-OFDM中使用PN碼作為OFDM信號(hào)的保護(hù)間隔，同時(shí)這個(gè)PN碼又作為TDS-OFDM信號(hào)幀的幀同步，即PN碼具有雙重功能。在復(fù)用上，不同于DVB-T系統(tǒng)中導(dǎo)頻和DFT數(shù)據(jù)塊的頻分復(fù)用方式，TDS-OFDM系統(tǒng)的PN同步頭與DFT數(shù)據(jù)塊是時(shí)分復(fù)用方式。另外，需要注意的是PN碼是收發(fā)公知的。
因此，在接收機(jī)中可以把PN幀同步頭和DFT數(shù)據(jù)分離開來，接收到的同步頭可表示為前面的式(16)，現(xiàn)重寫如下r(k)=Σl=0L-1c(k-l)·hc(l)+n(k)]]>式中的c(k)為使用的PN序列。
對(duì)r(k)進(jìn)行DFT變換，得到其頻域表達(dá)式為R(n,k)=DFT[r(k)]=DFT[Σl=0L-1c(k-l)·hc(l)+n(k)]]]>=DFT[Σl=0L-1c(k-l)·hc(l)]+DFT[n(k)]---(29)]]>=R^c(n,k)+N(n,k)]]>其中 表示接收到的PN碼序列的頻譜、N(n，k)表示噪聲的頻譜。
在TDS-OFDM中，PN碼對(duì)于接收端是已知的，在接收機(jī)本地可以產(chǎn)生PN碼序列c(k)，對(duì)其進(jìn)行傅立葉變換，得Sc(n，k)＝DFT[c(k)] (30)對(duì)于一個(gè)線性時(shí)不變的信道傳輸系統(tǒng)，在求得輸入輸出信號(hào)的頻譜后，我們就可以得到信道頻率響應(yīng)估計(jì) H^(n,k)=Rc(n,k)Sc(n,k)=Hc(n,k)+N(k)Sc(n,k)---(31)]]>對(duì)本幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)進(jìn)行信道均衡Z(n,k)=Y(n,k)H^(n,k)---(32)]]>
以上的估計(jì)算法如圖9所示。
TDS-OFDM接收機(jī)信道估計(jì)算法的另外一種自適應(yīng)算法是當(dāng)檢測(cè)到信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)地切換到下面描述的頻域判決反饋信道估計(jì)算法。
如前所述，假定信道變化很慢(時(shí)不變穩(wěn)定性)，就可以認(rèn)為下一幀信道響應(yīng)保持不變，這樣我們就可以用前一幀的信道估計(jì) 可對(duì)當(dāng)前幀數(shù)據(jù)進(jìn)行信道均衡，如圖10所示。
當(dāng)前一幀的信道響應(yīng)估計(jì)為H^(n-1,k)=Y(n-1,k)X^(n-1,k)=H(n-1,k)+N′(k)X^(n-1,k)---(33)]]>則當(dāng)前幀均衡后的數(shù)據(jù)為z(n,k)=Y(n,k)H^(n-1,k)---(34)]]>數(shù)據(jù)z(n，k)經(jīng)過電平判決電路后，一路作為數(shù)據(jù)輸出，另一路反饋給信道估計(jì)部分，作為下一次信道估計(jì)的依據(jù)之一。對(duì)于時(shí)不變穩(wěn)定信道來講，頻域判決反饋方法具有訓(xùn)練時(shí)間短的特點(diǎn)，性能較好。
對(duì)其它兩種方法也進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真，得到了良好的結(jié)果。
綜合上述，本發(fā)明根據(jù)信道特性自適應(yīng)地選擇時(shí)域相關(guān)法、頻域PN變換法和頻域判決反饋法進(jìn)行信道估計(jì)和均衡，整體框圖如11所示。把接受到的TDS-OFDM信號(hào)幀分解為PN碼幀同步部分(幀頭)和DFT數(shù)據(jù)部分(幀體)兩部分，根據(jù)傳輸信道特性選擇下列方法之一進(jìn)行信道估計(jì)，得到傳輸信道的頻率響應(yīng)估計(jì) a)當(dāng)傳輸信道具有短時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇PN碼時(shí)域相關(guān)法；b)當(dāng)傳輸信道具有長(zhǎng)時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇頻域PN變換法；c)當(dāng)傳輸信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，選擇和頻域判決反饋法；對(duì)DFT數(shù)據(jù)部分進(jìn)行離散傅立葉變換(DFT)，得到頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)，把信號(hào)幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)和得到的頻域響應(yīng)估計(jì) 相除，得到信道均衡后的數(shù)據(jù)信號(hào)Z(n,k)=Y(n,k)/H^(n,k),]]>Z(n，k)經(jīng)過電平判決電路后，一路作為數(shù)據(jù)輸出，另一路反饋給信道估計(jì)，作為下一次判決反饋法信道估計(jì)的依據(jù)之一。
在計(jì)算機(jī)仿真的基礎(chǔ)上，本發(fā)明在清華DMB-T系統(tǒng)的現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)、專用集成電路(ASIC)版本接收機(jī)中得到實(shí)現(xiàn)，實(shí)際試播和測(cè)試取得了良好的效果。
上面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了詳細(xì)說明，但本發(fā)明并不限制于上述實(shí)施例，在不脫離本申請(qǐng)的權(quán)利要求的精神和范圍情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可作出各種修改或改型。
權(quán)利要求
1.TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法，其特征在于，它是在數(shù)字電路上實(shí)現(xiàn)的，依次含有以下步驟1)把接收到的TDS-OFDM信號(hào)幀分解為PN碼幀同步即幀頭部分和DFT數(shù)據(jù)即幀體兩部分；2)從幀體中去除PN序列的同步頭干擾，并構(gòu)造幀頭與信道的循環(huán)卷積，對(duì)第i幀信號(hào)的處理過程如下①把PN(i)與信道后徑的線性卷積結(jié)果PN(i，post)搬移疊加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到對(duì)應(yīng)DFT(i)的疊加信號(hào)DFTc(i，head)，而PN(i+1)與信道前徑的線性卷積結(jié)果PN(i，pre)搬移疊加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFFc(i，tail)；DFFc(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post)DFTc(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)②對(duì)應(yīng)于PN(i)，則有PNc(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)PNc(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)③構(gòu)造DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFTc(i，tail)-PN(i+1，pre)}+{PNc(i，tail)-PN(i，tail)}其中PN(i+1，pre)＝PNc(i+1，1，tail)-PN(i+1，1，tail)PNc(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的尾部疊加信號(hào)和尾部信號(hào)，經(jīng)過上述的信號(hào)加減操作，得到DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積；④同理，得到DFT(i)與信道后徑的循環(huán)卷積DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFTc(i，head)-PN(i+1，post)}+{PNc(i，head)-PN(i，head)}其中PN(i+1，post)＝PNc(i+1，head)-PN(i+1，head)PNc(i+1，head)和PN(i+1，head)分別對(duì)應(yīng)PN(i+1，1)的首部疊加信號(hào)和首部信號(hào)，經(jīng)過上述的信號(hào)加減操作，得到DFT(i)與信道前徑的循環(huán)卷積；3)對(duì)幀體進(jìn)行離散傅立葉變換，得到幀體的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)；4)根據(jù)傳輸信道特性選擇下列方法之一進(jìn)行信道估計(jì)，得到傳輸信道的頻率響應(yīng)估計(jì) a)當(dāng)傳輸信道具有短時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇PN碼時(shí)域相關(guān)法，它依次含有以下步驟①把接收到的PN碼幀同步與本地PN碼在時(shí)域進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到信道的時(shí)域沖激響應(yīng)的粗估計(jì) 粗估計(jì)中的小電平值被丟棄；②通過移動(dòng)處理改變本地PN序列的相位，從而改變前同步緩沖長(zhǎng)度Lpre和后同步緩沖的長(zhǎng)度Lpost，使選取的相關(guān)輸出段[k′-Lpre+1，k′+Lpost]集中了信道的主要能量，其中k′對(duì)應(yīng)了相關(guān)峰位置，鎖定了主徑位置，以相關(guān)峰所在位置k′，即主徑位置作為基準(zhǔn)點(diǎn)，選取相關(guān)輸出段[k′-Lpre+1，k′-1]的數(shù)據(jù)作為信道前徑部分 而選取相關(guān)輸出段[k′+1，k′+Lpost]的數(shù)據(jù)作為信道后徑部分 ③通過移位和填零操作，得到長(zhǎng)度為N的序列 h^tc,N(n)=h^tc,post0<n≤Lpost0Lpost<n≤N-Lpreh^tc,preN-Lpre≤n<N]]>④把 經(jīng)過N點(diǎn)離散傅立葉變換處理得到各個(gè)OFDM子載波頻率響應(yīng)的估計(jì) b)當(dāng)傳輸信道具有長(zhǎng)時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇頻域PN變換法；c)當(dāng)傳輸信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，選擇頻域判決反饋法；5)把信號(hào)幀的頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)和得到的頻域響應(yīng)估計(jì) 相除，得到信道均衡后的數(shù)據(jù)信號(hào)Z(n,k)=Y(n,k)/H^(n,k);]]>6)Z(n，k)經(jīng)過電平判決電路后，一路作為 數(shù)據(jù)輸出，另一路反饋給判決反饋的信道估計(jì)部分。
2.如權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法，其特征在于，所述的頻域PN變換法是把收到的PN碼幀同步進(jìn)行離散傅立葉變換，得到其頻域表達(dá)式Rc(n，k)，同時(shí)對(duì)接收機(jī)本地生成的發(fā)送端PN碼也進(jìn)行離散傅立葉變換，得到其頻譜為Sc(n，k)，兩者相比，得到信道頻率響應(yīng)估計(jì)H^(n,k)=Rc(n,k)/Sc(n,k).]]>
3.如權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法，其特征在于，所述的頻域判決反饋法把接收到的頻域DFT數(shù)據(jù)Y(n，k)進(jìn)行延遲Y(n-1，k)，然后和電平判決反饋回來輸出數(shù)據(jù) 相比，得到前一幀的信道頻域響應(yīng)估計(jì) 當(dāng)傳輸信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，此 就作為當(dāng)前信號(hào)幀的信道估計(jì)。
4.TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡系統(tǒng)，其特征在于，它含有分離器，它有一個(gè)OFDM信號(hào)輸入端；去除PN干擾電路，它的輸入端與分離器的DFT數(shù)據(jù)輸出端相連；第一DFT電路，它的輸入端與上述的去除PN干擾電路的輸出端相連；自適應(yīng)均衡器，它是一個(gè)除法器，它的被除數(shù)輸入端與第一DFT電路的幀體頻域數(shù)據(jù)Y(n，k)輸出端相連，它還有一個(gè)除數(shù)即頻域響應(yīng)估計(jì)即 輸入端；電平判決電路，它的輸入端與輸入端與自適應(yīng)均衡器的信號(hào)均衡后的數(shù)據(jù)信號(hào)即Z(n，k)輸出端相連；判決反饋電路，它含有延遲電路，它的輸入端與第一個(gè)DFT電路的輸出端相連；信道估計(jì)電路，它是一個(gè)除法器，它的被除數(shù)輸入端與延遲電路的經(jīng)延遲的幀體頻域數(shù)據(jù)即Y(n-1，k)信號(hào)輸入端相連，它的除數(shù)輸入端與電平判決電路的 數(shù)據(jù)輸出端相連；第一低通濾波器，它的輸入端與信道估計(jì)電路的前一幀的信道頻域估計(jì)即 信號(hào)輸出端相連，它的輸出端經(jīng)過一個(gè)三態(tài)選擇開關(guān)與自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連；PN碼時(shí)域相關(guān)電路，它含有相關(guān)器，它的輸入端與上述分離器的幀PN同步碼輸出端相連，它的另一個(gè)輸入端與本地PN碼生成電路輸出端相連；第二低通濾波器，它的輸入端與上述的相關(guān)器輸出端相連，而它的輸出端與下述的第二DFT電路輸入端相連；第二DFT電路，它有一個(gè)長(zhǎng)度為N的時(shí)域信道估計(jì)序列即 信號(hào)輸入端，它的輸出端經(jīng)過一個(gè)三態(tài)選擇開關(guān)與自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連；頻域PN變換電路，它含有第三DFT電路，它的輸入端與上述的分離器的幀PN同步碼輸出端相連；第四DFT電路，它有一個(gè)本地PN碼輸入端；除法器，它的被除數(shù)輸入端與第三DFT電路頻域PN碼即Rc(n，k)信號(hào)輸出端相連，它的除數(shù)輸入端與第四DFT電路的頻域本地PN碼即Sc(n，k)信號(hào)輸出端相連；第三低通濾波器，它的輸入端與除法器的信道頻域響應(yīng)估計(jì)即 信號(hào)輸出端相連，而它的輸出端經(jīng)過一個(gè)三態(tài)選擇開關(guān)與自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連；本地PN碼生成電路，它的兩個(gè)輸出分別與上述相關(guān)器、第四DFT電路的輸入端相連；三態(tài)選擇開關(guān)，它的三個(gè)選擇輸入端分別與第二個(gè)DFT電路、第一個(gè)低通濾波器、第三低通濾波器的輸出端相連，它的輸出端與上述自適應(yīng)均衡器的除數(shù)輸入端相連。
全文摘要
時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(TDS－OFDM)接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法及其系統(tǒng)，屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明把接收到的TDS－OFDM信號(hào)幀分解為PN碼幀同步和DFT數(shù)據(jù)兩部分，根據(jù)傳輸信道特性選擇下列方法之一進(jìn)行信道估計(jì)a)當(dāng)信道具有短時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇PN碼時(shí)域相關(guān)法；b)當(dāng)信道具有長(zhǎng)時(shí)多徑干擾時(shí)，選擇頻域PN變換法；c)當(dāng)信道具有時(shí)不變穩(wěn)定特性時(shí)，選擇和頻域判決反饋法。本發(fā)明在清華DMB－T系統(tǒng)的FPGA、ASIC版本接收機(jī)中得到實(shí)現(xiàn)，實(shí)際試播和測(cè)試取得了良好的效果，性能明顯優(yōu)于現(xiàn)有的其它系統(tǒng)。
文檔編號(hào)H04L27/02GK1677908SQ200410003480
公開日2005年10月5日 申請(qǐng)日期2004年3月31日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月31日
發(fā)明者楊知行, 楊林 申請(qǐng)人:清華大學(xué)