專利名稱：接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種接收裝置，其對(duì)移動(dòng)電話及其基站等的接收信號(hào)進(jìn)行AGC(Auto Gain Control，自動(dòng)增益控制)、載頻偏移校正、信道失真校正、以及最大比率合成。
背景技術(shù)：
圖7所示為現(xiàn)有一般的M支路最大比率合成分集接收裝置的框圖。在圖7中通過M個(gè)天線1接收相對(duì)于數(shù)據(jù)碼元插入(只要已知插入位置，既可以連續(xù)插入也可隨機(jī)插入)具有一定振幅的已知碼元的信號(hào)，經(jīng)由M個(gè)接收處理電路2(表示為Br_kk＝0，1，...，M-1)通過最大比率合成電路3進(jìn)行最大比率合成，繼而通過軟判定維特比(vitervi)譯碼器進(jìn)行軟判定維特比譯碼。
各支路的接收電路2，由根據(jù)合成器20的局部振蕩頻率變換接收頻率的RX(無(wú)線接收電路)11、GCA(Gain Controlled Amplifier(增益控制放大器))12、正交檢波器13、A/D轉(zhuǎn)換器14、電平測(cè)定電路15、頻偏(Δf)檢測(cè)電路16、頻率校正電路17、信道(ch)失真檢測(cè)電路18、以及信道(ch)失真校正電路19等構(gòu)成。另外，在A/D轉(zhuǎn)換器14右側(cè)配置的數(shù)字電路，既可以通過硬件也可以用固件來(lái)實(shí)現(xiàn)，在本說(shuō)明書中以硬件實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。
在圖7中，首先，為了進(jìn)行AGC，電平測(cè)定電路15，在各A/D轉(zhuǎn)換輸出點(diǎn)測(cè)定所述已知碼元的接收振幅；然后，在該測(cè)定值的基礎(chǔ)上，AGC控制電路21決定GCA 12的控制量(全部支路共通)，通過D/A轉(zhuǎn)換器22，反饋到GCA 12，這樣實(shí)現(xiàn)AGC。伴隨著AGC在終端移動(dòng)的同時(shí)因距離變化和地物遮蔽產(chǎn)生電平起伏，為了避免量化誤差使信號(hào)的SN比劣化而控制A/D轉(zhuǎn)換輸入振幅在適當(dāng)?shù)姆秶鷥?nèi)，通常應(yīng)答速度會(huì)很慢甚至于數(shù)秒的程度。
接著，為了進(jìn)行載頻偏移校正，頻偏檢測(cè)電路16通過檢測(cè)出所述已知碼元的相位旋轉(zhuǎn)速度并對(duì)其平均化求出頻偏Δf，根據(jù)該值通過頻率校正電路17消除頻偏。由此頻率校正輸出點(diǎn)的信號(hào)除去了緩慢的振幅波動(dòng)和相位旋轉(zhuǎn)，只是殘留了因相位調(diào)整等而產(chǎn)生的大致100Hz的瞬時(shí)電平波動(dòng)以及一定的相位失真。
因此，為了進(jìn)行信道失真校正，通過信道失真檢測(cè)電路18檢測(cè)出重疊于所述已知碼元的瞬時(shí)電平波動(dòng)以及一定的相位失真，并通過信道失真校正電路19將其從接收碼元中除去。如上所述，校正各支路的接收碼元的振幅、相位、以及頻率，在最大比率合成電路3，通過對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行與各支路的SN比成比例的系數(shù)的加權(quán)以及復(fù)數(shù)加算，以提高SN。
以下詳細(xì)說(shuō)明現(xiàn)有例的各電路。圖8是電平測(cè)定電路15、頻偏檢測(cè)電路16、頻率校正電路17的現(xiàn)有例。該圖中，電平測(cè)定電路15從經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換的信號(hào)I和Q中通過開關(guān)SW1取入已知碼元，通過式(1)計(jì)算振幅。
I2+Q2---(1)]]>另一方面，頻偏檢測(cè)電路16也同樣地通過開關(guān)SW1取入已知碼元。于是當(dāng)達(dá)不到足夠的碼元同步精度時(shí)，通過開關(guān)SW2連接a側(cè)(A/D轉(zhuǎn)換器輸出側(cè))，進(jìn)行接收已知碼元和一個(gè)碼元前的接收已知復(fù)數(shù)共軛碼元的復(fù)數(shù)乘法，從而得到作為具有該積的復(fù)數(shù)的相位的平均一個(gè)碼元時(shí)間的瞬時(shí)相位旋轉(zhuǎn)量，并將其平均化作為頻偏值Δf。然而，該方法使得低SN時(shí)的檢測(cè)精度大大降低。因此在獲得高精度的碼元同步時(shí)，通過SW2連接b側(cè)(已知碼元表16a側(cè))，進(jìn)行接收已知碼元和已知復(fù)數(shù)共軛碼元的復(fù)數(shù)乘法，從而得到作為具有該積的復(fù)數(shù)的相位的瞬時(shí)相位誤差。然后，通過最小二乘法求得作為瞬時(shí)相位旋轉(zhuǎn)速度的相對(duì)時(shí)間的相位誤差的傾斜度，并將其平均化作為頻偏值Δf。從這些瞬時(shí)相位旋轉(zhuǎn)速度中除去小振幅的值并進(jìn)行平均化得到頻偏值Δf。接收振幅小的瞬時(shí)相位旋轉(zhuǎn)速度認(rèn)為是不可靠的而被剔除于平均化處理之外。
在頻率校正電路17中，通過參照sin、cos表17c產(chǎn)生的偏移頻率的正弦波信號(hào)和余弦波信號(hào)對(duì)對(duì)接收碼元進(jìn)行復(fù)數(shù)除法，來(lái)消除頻偏Δf。
圖9是信道失真檢測(cè)電路18、以及信道失真校正電路19的現(xiàn)有例。信道失真通過接收已知碼元(Ip，Qp)與已知碼元(Pr，Pi)的復(fù)數(shù)除法作為其商而得到，在該圖中，考慮表值進(jìn)行如式(2)的復(fù)數(shù)乘法，將其商平均化作為信道失真(dI，dQ)。
Ip+jQpPr+jPi=(Ip+jQp)(Pr-jPi)Pr2+Pi2=(Ip+jQp)×(PrPr2+Pi2-jPiPr2+Pi2)---(2)]]>這樣，利用信道失真校正電路19，通過接收碼元(I，Q)與該信道失真(dI，dQ)的復(fù)數(shù)除法，如式(3)分開進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法與實(shí)數(shù)除法以補(bǔ)償失真。{dI，dQ如已知碼元為非固定值，不適用(2)式}I+jQdI+jdQ=(I+jQ)(dI-jdQ)×1dI2+dQ2---(3)]]>圖10是最大比率合成電路3的現(xiàn)有例。M支路的最大比率合成集(maximum ratio synthesisdiversity)，在各支路的接收信號(hào)為ri(i＝1，2，...，M)以及各支路的傳送系數(shù)為αi(復(fù)數(shù))時(shí)，進(jìn)行∑αi*×ri(αi*是αi的共軛復(fù)數(shù))的合成，因此相當(dāng)于在均衡各支路相位后，相應(yīng)地進(jìn)行與SN比成比例的加權(quán)以及加法。這里，α的絕對(duì)值并非關(guān)鍵，而各支路間的相對(duì)值要求是正確的。因此，實(shí)際上是按照(4)式用正規(guī)化系數(shù)進(jìn)行合成使全輸入功率與合成輸出功率一致。
Σi=0M-1αiA×ri,A=Σk=0M-1||αk||2---(4)]]>另外，因?yàn)樵谛诺朗д嫘Ｕ敵鳇c(diǎn)上使各支路的接收信號(hào)與ri(i＝1，2，...，M)的相位一致，則在該圖中只是按照式(5)執(zhí)行。
Σi=0M-1||αi||A×ri,A=Σk=0M-1||αk||2---(5)]]>然而，在所述現(xiàn)有接收裝置的電平測(cè)定電路15、頻偏檢測(cè)電路16、頻率校正電路17、信道失真檢測(cè)電路18、信道失真校正電路19、以及最大比率合成電路3，由于進(jìn)行的計(jì)算是在正交坐標(biāo)下進(jìn)行的，因此，所需的計(jì)算量和計(jì)算位長(zhǎng)都較大，同時(shí)還需要有較大的表存儲(chǔ)器，難以實(shí)現(xiàn)電路的小型化。
例如在圖8所示的電平測(cè)定電路15中，式(1)的平方根的內(nèi)容是振幅值平方后的功率值，因此為了確保與振幅值相等的動(dòng)態(tài)范圍就需要用雙倍的位長(zhǎng)來(lái)表示。在圖8所示的平方根電路15b中要使輸入位變成2倍，就需要大約是單精度計(jì)算器4倍大小的電路。
另外，通過頻偏檢測(cè)電路16進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法，也有必要進(jìn)行4次實(shí)數(shù)乘法。在頻率校正電路17中，產(chǎn)生正弦波和余弦波對(duì)，因?yàn)樾枰猻in、cos表17c用的存儲(chǔ)器，而不能只通過用sin、cos表17c表示的頻率分解能，存在相應(yīng)的誤差問題。
如圖9所示，在信道失真檢測(cè)電路18中，為了進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法而有必要進(jìn)行4次實(shí)數(shù)乘法。在信道失真校正電路19中，進(jìn)行式(3)的復(fù)數(shù)乘法和實(shí)數(shù)除法，實(shí)數(shù)除法的與電平測(cè)定電路15的式(1)同型的除數(shù)需要較大的位長(zhǎng)，另外，被除數(shù)也同樣需要正規(guī)化處理，因而難以簡(jiǎn)化電路以實(shí)現(xiàn)小型化。
如圖10所示，在最大比率合成電路3中使用了很多平方根電路3b，顯然是難以小型化的。特別地，在計(jì)算式(5)的A時(shí)，平方根中為M個(gè)功率和，因此就需要用比用振幅表示時(shí)的2M倍的位長(zhǎng)，平方根電路3b的大小將是單精度乘法器的大約4M倍。所以，M越大電路的小型化就越困難。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明旨在解決上述現(xiàn)有問題，提供一種接收裝置。其著眼于將僅通過加減法和移位(shift)可以實(shí)現(xiàn)的CORDIC(Coordinate RotationDigital Computer(坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī)))算法適用于進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換、復(fù)數(shù)乘除法、以及正弦波和余弦波信號(hào)的發(fā)生等；通過將CORDIC應(yīng)用于相對(duì)作為正交坐標(biāo)信號(hào)的同相·正交信號(hào)(以下的I，Q信號(hào))的AGC和AFC(Auto Frequency Control(自動(dòng)頻率控制))、信道推定·補(bǔ)償以及最大比率合成分集處理，實(shí)現(xiàn)了接收裝置的小型化。
為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明構(gòu)成為包括根據(jù)AGC信號(hào)進(jìn)行接收信號(hào)放大的放大裝置；計(jì)算出一定振幅的已知碼元的接收振幅的CORDIC裝置；根據(jù)由所述CORDIC裝置算出的接收振幅產(chǎn)生所述AGC信號(hào)并施加于所述放大裝置的控制裝置。
通過上述結(jié)構(gòu)，由CORDIC裝置計(jì)算出接收振幅，從而實(shí)現(xiàn)接收裝置的小型化。
另外，在技術(shù)方案1中記載的接收裝置中，其特征在于，還具有消除載頻偏移的載頻校正裝置，所述CORDIC裝置從接收已知碼元的延遲檢波輸出以及已知碼元的相關(guān)輸出中檢測(cè)出所述載頻偏移。
通過上述結(jié)構(gòu)，由于CORDIC裝置兼做接收振幅計(jì)算電路和載頻偏移檢測(cè)電路，從而實(shí)現(xiàn)接收裝置的小型化。
此外，本發(fā)明構(gòu)成包括檢測(cè)載頻偏移的裝置；產(chǎn)生對(duì)應(yīng)所述檢測(cè)出的載頻偏移的正弦波·余弦波進(jìn)行頻偏校正的處理的CORDIC裝置。
根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，通過CORDIC裝置進(jìn)行頻偏校正，從而能夠?qū)崿F(xiàn)接收裝置的小型化。
另外，本發(fā)明構(gòu)成包括CORDIC裝置，其通過進(jìn)行接收已知碼元被已知碼元的復(fù)數(shù)除法檢測(cè)出信道失真；補(bǔ)償所述檢測(cè)出的信道失真的CORDIC裝置。
根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，通過CORDIC裝置檢測(cè)出信道失真并進(jìn)行補(bǔ)償，從而能夠?qū)崿F(xiàn)接收裝置的小型化。
另外，本發(fā)明構(gòu)成包括將CORDIC作為基本單元的通過脈動(dòng)陣列(systolic array)架構(gòu)對(duì)各支路接收信號(hào)的輸出振幅進(jìn)行正規(guī)化以及最大比率合成分集(maximum ratio synthesis diversity)處理的裝置。
根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，通過CORDIC裝置進(jìn)行最大比率合成分集處理，從而能夠?qū)崿F(xiàn)接收裝置的小型化。


圖1是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例中電平測(cè)定電路、頻偏檢測(cè)電路、頻率校正電路的框圖。
圖2是表示圖1頻率校正電路變形例的框圖。
圖3是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例中信道失真檢測(cè)電路、信道失真校正電路的框圖。
圖4是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例中最大比率合成電路的框圖。
圖5是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例中使用的CORDIC算法原理的說(shuō)明圖。
圖6是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例中使用的CORDIC一例的框圖。
圖6B是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例中使用的CORDIC另一例的框圖。
圖7是表示現(xiàn)有一般的接收裝置的框圖。
圖8是表示現(xiàn)有的電平測(cè)定電路、頻偏檢測(cè)電路、頻率校正電路的框圖。
圖9是表示現(xiàn)有的信道失真檢測(cè)電路、信道失真校正電路的框圖。
圖10是表示現(xiàn)有的最大比率合成電路的框圖。
具體實(shí)施例方式
下面參照附圖對(duì)本發(fā)明實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。本發(fā)明使用只通過加減法和移位(shift)就可進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換的CORDIC(CoordinateRotation Digital Computer，坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī))算法，在極坐標(biāo)上進(jìn)行AGC、AFC、信道推定·補(bǔ)償以及最大比率合成分集處理。另外，CORDIC作為將多個(gè)初等函數(shù)進(jìn)行綜合運(yùn)算的算法已廣泛應(yīng)用于計(jì)算器等。
另一方面，在無(wú)線通信接收機(jī)中，關(guān)于將信號(hào)表示為I(t)+jQ(t)＝R(t)ejθ(t)的復(fù)數(shù)，多是對(duì)用正交坐標(biāo)表示的I(t)、Q(t)進(jìn)行計(jì)算。然而，實(shí)際上使用極坐標(biāo)值R(t)、θ(t)的處理以及在極坐標(biāo)上進(jìn)行計(jì)算能夠減少所需計(jì)算量或減小計(jì)算位長(zhǎng)的處理也很多。若以后者為例1.進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法在正交坐標(biāo)上需要4次實(shí)數(shù)乘法，而在極坐標(biāo)上只需1次實(shí)數(shù)乘法；2.進(jìn)行復(fù)數(shù)除法在正交坐標(biāo)上需要復(fù)數(shù)乘法和2次實(shí)數(shù)除法，而在極坐標(biāo)上只需1次實(shí)數(shù)除法；3.計(jì)算振幅值在極坐標(biāo)上需要求出2倍計(jì)算位長(zhǎng)的功率值后進(jìn)行平方根計(jì)算，在使用CORDIC求出極坐標(biāo)值的情況下，通過加減法和移位不增加計(jì)算位長(zhǎng)而直接求得振幅值，等等。另外，在使用正弦波·余弦波進(jìn)行處理時(shí)，通過CORDIC產(chǎn)生這些而不需要表，從而實(shí)現(xiàn)了電路的小型化。
在如圖8所示的接收裝置的電平測(cè)定電路中、頻偏檢測(cè)電路、以及頻率校正電路中，由于分別適用CORDIC算法而較之現(xiàn)有技術(shù)具有如下優(yōu)點(diǎn)(1)關(guān)于接收已知碼元的振幅，因?yàn)槭峭ㄟ^CORDIC直接計(jì)算，在抑制計(jì)算位數(shù)增加的同時(shí)，減少了平方根電路。
(2)接收已知碼元的振幅以及頻偏量的計(jì)算實(shí)現(xiàn)了對(duì)CORDIC的共用。
(3)因?yàn)轭l偏校正處理所需的正弦波·余弦波對(duì)由CORDIC產(chǎn)生，所以不需要表存儲(chǔ)器，并且提高了產(chǎn)生頻率的精度。
圖1是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例的電平測(cè)定電路15a、頻偏檢測(cè)電路16a、頻率校正電路17a的框圖。該電路15a、16a、17a通過開關(guān)SW1從A/D轉(zhuǎn)換器14選擇輸入接收已知碼元，工作順序如下(1)接收振幅的計(jì)算電平測(cè)定電路15a的構(gòu)成包含SW1、SW2、SW3、已知碼元表151、寄存器(T)152I、152Q、154、以及CORDIC153等。另外，延遲存儲(chǔ)器30僅延遲了電平測(cè)定電路15a、頻偏檢測(cè)電路16a的處理時(shí)間的A/D轉(zhuǎn)換器14的輸出，然后輸出到頻率校正電路17a的輸出。首先，開關(guān)SW2、SW3、SW4全都連接a側(cè)(A/D轉(zhuǎn)換器14的輸出I、Q側(cè))，接收已知碼元通過CORDIC153進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換，則接收已知碼元的相位作為變換時(shí)的加減算模式存儲(chǔ)于CORDIC153，另一方面接收已知碼元振幅表現(xiàn)為CORDIC153的I輸出。這里，如圖7所示，振幅值經(jīng)由寄存器154輸出到AGC控制電路21。
(2)頻偏的計(jì)算(碼元同步精度低時(shí))頻偏檢測(cè)電路16a的構(gòu)成包含兼做電平測(cè)定電路15a的CORDIC153、平均化或傾斜檢測(cè)電路161、以及低電平檢測(cè)電路162。只連接開關(guān)SW3的b側(cè)(A/D轉(zhuǎn)換器輸出側(cè))，使一個(gè)碼元時(shí)間前的接收共軛復(fù)數(shù)已知碼元通過CORDIC153。通過按照通過上述(1)接收振幅的計(jì)算存儲(chǔ)于CORDIC153中的加減算模式進(jìn)行操作，CORDIC153的I、Q輸出的相位量表示了接收已知碼元的一個(gè)碼元時(shí)間前以來(lái)的相位變化。因此，平均化CORDIC153的I、Q輸出或由傾斜檢測(cè)電路161平均化后作為頻偏值(平均一碼元時(shí)間的相位變化)。
(2a)頻偏的計(jì)算(碼元同步精度高時(shí))開關(guān)SW2連接b側(cè)(已知碼元表151側(cè))，開關(guān)SW3連接b側(cè)(A/D轉(zhuǎn)換器輸出側(cè))，共軛復(fù)數(shù)已知碼元通過CORDIC153。此時(shí)，通過按照通過上述(1)接收振幅的計(jì)算存儲(chǔ)于CORDIC153中的加減算模式進(jìn)行操作，CORDIC153的I、Q輸出的相位量表示了接收已知碼元的瞬時(shí)相位誤差。因此，通過最小二乘法求出相對(duì)時(shí)間的瞬時(shí)相位誤差的傾斜作為瞬時(shí)相位旋轉(zhuǎn)速度，并經(jīng)過平均化作為頻偏值。另外，正如現(xiàn)有的，能夠判斷接收振幅小的瞬時(shí)相位旋轉(zhuǎn)速度的值是不可靠是被低電平檢測(cè)電路162檢測(cè)出，剔除于平均化處理之外。
(3)頻偏的校正頻率校正電路17a的構(gòu)成包含開關(guān)SW4、CORDIC171、加減算模式存儲(chǔ)器172、以及寄存器173I、173Q等。求出頻偏值，開關(guān)SW4連接a側(cè)(平均化或傾斜檢測(cè)電路161側(cè))，通過CORDIC171進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換，一個(gè)碼元時(shí)間的平均相位變化量(即頻偏量)的極性反轉(zhuǎn)值-Δf作為變換時(shí)的加減算模式在CORDIC171內(nèi)部形成，因此將其存儲(chǔ)于加減算模式存儲(chǔ)器172。接著，兩個(gè)外部寄存器173I、173Q的初始值分別設(shè)置為1、0。按照下面的順序反復(fù)執(zhí)行步驟1(正弦波、余弦波對(duì)的產(chǎn)生)-Δf值從加減算模式存儲(chǔ)器172載入CORDIC171，開關(guān)SW4連接b側(cè)，外部寄存器173I、173Q的值通過CORDIC171更新(得到-Δf相位的前進(jìn)的正弦波、余弦波對(duì)的振幅)。
步驟2(正弦波、余弦波對(duì)的相位計(jì)算)再一次將外部寄存器173I、173Q的值通過CORDIC171，進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換，該相位作為加減算模式保留在CORDIC171中。
步驟3(接收碼元的頻率校正)開關(guān)SW4連接c側(cè)(A/D轉(zhuǎn)換器輸出側(cè))，接收碼元通過CORDIC171。
另外，可以知道通過上述方法產(chǎn)生正弦波、余弦波對(duì)，會(huì)因CORDIC計(jì)算的誤差積累而產(chǎn)生較大的失真。然而，對(duì)于數(shù)字無(wú)線通信，因?yàn)镃ORDIC171通過Δf值的頻繁更新而相應(yīng)重置，也就不成為問題了。但是，對(duì)于不易重置的情況，則向CORDIC171的Δf的輸入為相位值而非正交坐標(biāo)值，計(jì)算出包含在一個(gè)樣本前計(jì)算正弦波、余弦波對(duì)時(shí)的殘留相位誤差的現(xiàn)時(shí)刻的正弦波、余弦波對(duì)(稱為誤差反饋)。圖2表示該情況下的頻率校正電路17b。
比較圖1和圖8，很明顯地，在本發(fā)明的接收裝置中，接收已知碼元的振幅和相位變化的計(jì)算是共用CORDIC153的，削減了平方根電路。并且，正弦波、余弦波對(duì)和頻率校正處理共用CORDIC171，削減了正弦波、余弦波表17c。
另外，在如圖7所示接收裝置的信道失真檢測(cè)電路、信道失真校正電路中，通過分別適用CORDIC算法，而較之以往具有以下優(yōu)點(diǎn)(4)用于信道失真檢測(cè)的復(fù)數(shù)除法(考慮系數(shù)表進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法)，以一個(gè)CORDIC代替四個(gè)實(shí)數(shù)乘法器進(jìn)行計(jì)算。
(5)通過使用CORDIC進(jìn)行用于信道失真校正的復(fù)數(shù)除法，抑制所需計(jì)算位數(shù)的增加，能夠削減平方根電路。
圖3是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例的信道失真檢測(cè)電路18a、信道失真校正電路19a的框圖。信道失真檢測(cè)電路18a的構(gòu)成包含開關(guān)SW5、已知碼元相位加減算模式表181、CORDIC182、以及平均化電路183。信道失真校正電路19a的構(gòu)成包含開關(guān)SW6、CORDIC191、寄存器192、以及除法器193I、193Q等。該電路18a、19a通過開關(guān)SW5從A/D轉(zhuǎn)換器14選擇輸入接收已知碼元，工作順序如下(4)信道失真檢測(cè)的計(jì)算信道失真校正電路19a的開關(guān)SW6連接a側(cè)(信道失真檢測(cè)電路18a側(cè))，在CORDIC182中從自已知碼元相位加減算模式表181設(shè)指表示共軛復(fù)數(shù)已知碼元相位的加減算模式。接收已知碼元通過CORDIC182時(shí)的輸出代表瞬時(shí)信道失真，并被平均化作為信道失真。
(5)信道失真的正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換通過上述(4)信道失真檢測(cè)的計(jì)算檢測(cè)出的信道失真通過CORDIC191進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換，信道失真的相位作為變換時(shí)的加減算模式存儲(chǔ)于CORDIC191內(nèi)部。另一方面，在CORDIC191的I輸出中出現(xiàn)的信道失真的振幅存儲(chǔ)于外部寄存器192中。
(5a)信道失真校正的計(jì)算開關(guān)SW6連接b側(cè)(A/D轉(zhuǎn)換器輸出側(cè))，接收碼元通過CORDIC191校正相位失真。接下來(lái)，通過除法器193I、193Q，CORDIC191的I輸出、Q輸出分別被存儲(chǔ)于外部寄存器192中的振幅失真除算進(jìn)行校正。
就上述處理，補(bǔ)充以下說(shuō)明。首先是信道失真檢測(cè)處理，如現(xiàn)有例的式(2)所示可以進(jìn)行復(fù)數(shù)除法，然而在上述(4)信道失真檢測(cè)的計(jì)算中僅通過CORDIC的旋轉(zhuǎn)計(jì)算就能進(jìn)行，所以能夠正確檢測(cè)出相位失真，振幅失真不被除算，所以能夠表現(xiàn)為已知碼元振幅的倍數(shù)。但是，在已知碼元振幅一定的情況下，因?yàn)檫@樣量級(jí)的已知一定倍數(shù)的誤差不會(huì)對(duì)其他處理產(chǎn)生妨礙，可不管它。
同時(shí)，也通過現(xiàn)有例的式(3)所示的復(fù)數(shù)除法進(jìn)行信道失真校正處理，但因除數(shù)是變量(信道失真)而不易進(jìn)行，該復(fù)數(shù)除法的商如式(6)所示。
I+jQdI+jdQ=(I+jQ)(dI-jdQ)dI2+dQ2=(dI·I+dQ·Q)+j(-dQ·I+dI·Q)dI2+dQ2]]>Re[I+jQdI+jdQ]=dIdI2+dQ2·I+dQdI2+dQ2·Q=1dR(cosφ·I+sinφ·Q)]]>Im[I+jQdI+jdQ]=-dQdI2+dQ2·I+dIdI2+dQ2·Q=1dR(-sinφ·I+cosφ·Q)]]>所以，
在式(6)中，矩陣乘法的部分正是通過CORDIC進(jìn)行的旋轉(zhuǎn)計(jì)算，而其他部分通過存儲(chǔ)于外部寄存器192中信道振幅失真dR的實(shí)數(shù)除法，可以進(jìn)行復(fù)數(shù)除法。
比較圖3和圖7，很明顯地，在本發(fā)明的接收裝置中，信道失真檢測(cè)處理的復(fù)數(shù)乘法通過1回CORDIC執(zhí)行，削減了4個(gè)乘法器。并且，信道失真校正的復(fù)數(shù)除法通過CORDIC進(jìn)行，削減了平方根電路。
另外，在接收裝置的最大比率合成電路中適用CORDIC算法，較之以往具有以下優(yōu)點(diǎn)M支路的最大比率合成通過CORDIC的樹型結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)；不需要平方根電路。
圖4是表示本發(fā)明接收裝置實(shí)施例的最大比率合成電路3a的框圖。圖4表示的最大比率合成電路3a具有M信道的開關(guān)SW7、CORDIC31～3M以及寄存器Tb、Ta、Tc，另外，還具有處理各信道寄存器Tb、Ta、Tc輸出的開關(guān)SW8、SW9以及CORDIC200。該電路3a接收M組的信道失真校正輸出，ri(＝Ii+jQi)和下面式(7)的dRi(i＝0，1，2...，M-1)。
dRi(=dIi2+dQi2)---(7)]]>又如現(xiàn)有例所示，對(duì)各支路進(jìn)行與其SN比成比例的加權(quán)，按式(8)進(jìn)行加算。另外，信道失真振幅dR表示“接收碼元振幅/發(fā)送碼元振幅”的比，所以是與SN比成比例的量。
Σi=0M-1dRiA×ri,A=Σk=0M-1dRi2---(8)]]>在式(8)中，M＝2的情況下的合成輸出則變?yōu)槭?9)，并將作為在相位φ的加減算模式存儲(chǔ)于CORDIC中、通過(I0，I1)和(Q0，Q1)時(shí)的I輸出。
dR0dR02+dR12r0+dR1dR02+dR12r1=cosφ·r0+sinφ·r1,φ=arctandR1dR0---(9)]]>下面，M＝3的情況下，如式(10)和式(11)所示，可以用M＝2的情況下的最大比率合成的組合來(lái)表示，因此適用CORDIC。因此，根據(jù)數(shù)學(xué)歸納法，CORDIC對(duì)任意M都適用。
dR0dR02+dR12+dR22r0+dR1dR02+dR12+dR22r1+dR2dR02+dR12+dR22r2]]>=dR02+dR12dR02+dR12+dR22r1'+dR2dR02+dR12+dR22r2]]>=cosφ1·r0+sinφ1·r1,φ1=arctandR2dR02+dR12---(10)]]>r1'=dR0dR02+dR12r0+dR1dR02+dR12r1=cosφ·r0+sinφ·r1,φ=arctandR1dR0---(10)]]>以下說(shuō)明圖4中的通過CORDIC31的分支0和1的最大比率合成。
(1)開關(guān)SW7的輸入連接a側(cè)(信道振幅失真dR)，矢量(dR0，dR1)通過CORDIC31進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換，矢量相位作為變換時(shí)的加減算模式存儲(chǔ)于CORDIC31內(nèi)部，另一方面，CORDIC31的I輸出中出現(xiàn)的矢量振幅dR02+dR12---(12)]]>存儲(chǔ)于外部寄存器Ta中。
(2)開關(guān)SW7的輸入連接b側(cè)(I側(cè))，矢量(I0，I1)通過CORDIC31，在CORDIC31的I輸出中出現(xiàn)最大比率合成的同相輸出，存儲(chǔ)于外部寄存器Tb中。
(3)開關(guān)SW7的輸入連接c側(cè)(Q側(cè))，矢量(Q0，Q1)通過CORDIC31，在CORDIC31的I輸出中出現(xiàn)最大比率合成的同相輸出，存儲(chǔ)于外部寄存器Tc中。
這樣得到的寄存器Tb、Tc的輸出是兩支路的最大比率合成輸出，在圖4中，通過使用外部寄存器Ta、Tb、Tc的流水線操作的樹型結(jié)構(gòu)，逐級(jí)進(jìn)行每?jī)芍返暮铣?，?shí)現(xiàn)M支路的最大比率合成。
比較圖4和圖10，很明顯地，在本發(fā)明的接收裝置中，通過使用CORDIC，大幅度地削減了如圖10所示的平方根電路3b的數(shù)量。并且，不使用電功率表達(dá)式(例如M個(gè)電功率之和)，不會(huì)局部地增大每?jī)芍泛铣伤璧挠?jì)算位數(shù)，能夠規(guī)則地實(shí)現(xiàn)電路。
下面說(shuō)明CORDIC算法的概要。如圖5所示，在平面上賦予正交坐標(biāo)值(I0，Q0)，則該極坐標(biāo)值(R，θ)定為決定旋轉(zhuǎn)方向以使坐標(biāo)向I軸靠近(即Q坐標(biāo)值為正時(shí)為負(fù)方向，為負(fù)時(shí)為正方向)，旋轉(zhuǎn)幅度減小，明顯地I坐標(biāo)值為R此時(shí)旋轉(zhuǎn)角的總和接近0。迭代次數(shù)為N時(shí)，圖5的計(jì)算如式(13)所示(式中的譯碼對(duì)應(yīng)Qkk＝1，2，...，N的符號(hào)順序決定。另外，θkk＝1，2，...，N的值在后面說(shuō)明)。
這里，選取θk以使tanθk＝2-k，則式(13)可如式(14)所示能夠用加減法和移位執(zhí)行(振幅最后乘1/KN校正，1/KN預(yù)先算得)。
但是，KN=Πk=1Ncosθk,θk=tan-1(2-k)---(14)]]>相反地，極坐標(biāo)值(R0，θ0)變換為正交坐標(biāo)值(I，Q)，從(R0，0)開始，可以在θ0接近0的方向逐次θk旋轉(zhuǎn)，所以能夠使用相同的電路實(shí)施。特別地，當(dāng)初始值為(1，0)時(shí)，可同時(shí)計(jì)算cosθ0和sinθ0。
這樣CORDIC算法通過簡(jiǎn)單的同一電路進(jìn)行很多函數(shù)值的計(jì)算，所以在最初發(fā)表時(shí)反響強(qiáng)烈，曾應(yīng)用于阿波羅飛船的電子計(jì)算機(jī)中，以及各種計(jì)算器中。雖因在現(xiàn)今的計(jì)算機(jī)的主流是多項(xiàng)式逼近而不怎么使用了，但最近又被重提在信號(hào)處理電路中的應(yīng)用。
圖6A和圖6B表示CORDIC的框圖。圖6A的TYPEI構(gòu)成為通過同一電路反復(fù)進(jìn)行CORDIC的迭代計(jì)算的處理器類型。圖6B的TYPEII將其展開為陣列，所以電路大小相當(dāng)于大約2個(gè)實(shí)數(shù)乘法器。在CORDIC算法中，因?yàn)槭歉鶕?jù)前面的加減算結(jié)果，決定下面的迭代計(jì)算采用加算或者減算，而不能忽略加減算時(shí)的進(jìn)位傳播延遲，難以進(jìn)行高速處理。但是，作為CORDIC計(jì)算時(shí)間的縮短方法，提出了①導(dǎo)入進(jìn)位傳播長(zhǎng)度較小的冗余二進(jìn)制數(shù)，②通過高基(radix)計(jì)算減少迭代次數(shù)的方案。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性如上所述，本發(fā)明使用僅通過加減算及移位就能夠進(jìn)行正交坐標(biāo)/極坐標(biāo)變換的CORDIC算法，在極坐標(biāo)上進(jìn)行AGC、AFC、信道推定·補(bǔ)償以及最大比率合成分集處理，具有以下優(yōu)點(diǎn)(1)削減了電平測(cè)定電路中振幅計(jì)算所需計(jì)算位，能夠削減平方根電路。
(2)電平測(cè)定和頻偏檢測(cè)能夠共用CORDIC而實(shí)現(xiàn)。
(3)通過CORDIC產(chǎn)生校正頻偏所需的正弦波·余弦波對(duì)，則不需要表存儲(chǔ)器，同時(shí)提高了產(chǎn)生頻率精度。
(4)能夠以一個(gè)CORDIC代替4個(gè)實(shí)數(shù)乘法器來(lái)進(jìn)行用于信道失真檢測(cè)的復(fù)數(shù)乘法。
(5)通過使用CORDIC進(jìn)行用于信道失真校正的復(fù)數(shù)除法，能夠抑制所需計(jì)算位數(shù)的增加，削減平方根電路。
(6)M支路的最大比率合成，通過CORDIC的樹形結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)，能夠削減平方根電路。
由此易于實(shí)現(xiàn)無(wú)線接收裝置的小型化。
權(quán)利要求
1.一種接收裝置，其具有根據(jù)AGC信號(hào)放大接收信號(hào)的放大裝置；算出一定振幅的已知碼元的接收振幅的CORDIC裝置；根據(jù)通過所述CORDIC裝置算出的接收振幅生成所述AGC信號(hào)并施加于所述放大裝置的控制裝置。
2.權(quán)利要求1的接收裝置，其構(gòu)成為還包括消除載頻偏移的載頻校正裝置，所述CORDIC裝置從接收已知碼元的延遲檢波輸出和已知碼元的相關(guān)輸出中檢測(cè)出所述載頻偏移。
3.一種接收裝置，其具有檢測(cè)載頻偏移的裝置；產(chǎn)生對(duì)應(yīng)所述檢測(cè)出的載頻偏移的正弦波·余弦波，進(jìn)行頻偏校正處理的CORDIC裝置。
4.一種接收裝置，其具有通過將接收已知碼元與已知碼元進(jìn)行復(fù)數(shù)除法檢測(cè)出信道失真的CORDIC裝置；補(bǔ)償所述檢測(cè)出的信道失真的CORDIC裝置。
5.一種接收裝置，其具有通過將CORDIC作為基本單元的脈動(dòng)陣列架構(gòu)對(duì)各支路接收信號(hào)的輸出振幅進(jìn)行正規(guī)化并進(jìn)行最大比率合成分集處理裝置。
全文摘要
本發(fā)明旨在使移動(dòng)電話或其基站等的接收裝置小型化，其構(gòu)成包含電平測(cè)定電路(15a)、頻偏檢測(cè)電路(16a)、頻偏校正電路(17a)、信道失真檢測(cè)電路(18a)、信道失真校正電路(19a)、以及由CORDIC(153、171、182、191、31～3M、200)等構(gòu)成的最大比率合成電路(3a)。另外，兼做電平測(cè)定電路(15a)和頻偏檢測(cè)電路(16a)的CORDIC(153)。
文檔編號(hào)H04L27/38GK1666484SQ0381508
公開日2005年9月7日 申請(qǐng)日期2003年6月26日 優(yōu)先權(quán)日2002年6月26日
發(fā)明者豬飼和則 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社