專利名稱：Mimo系統(tǒng)的帶有信道本征模式分解的時域發(fā)射和接收處理的制作方法
背景領(lǐng)域本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)通信，尤其是多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)帶有信道本征模式分解的用于時域發(fā)射和接收處理。
背景在無線通信系統(tǒng)中，來自發(fā)射機(jī)單元的RF已調(diào)信號可以通過多個傳播路徑到達(dá)接收機(jī)單元。傳播路徑的特征一般由于諸如衰落和多徑的多個因素而隨時間改變。為了提供抗有害路徑影響的分集并改善性能，可以使用多個發(fā)射和接收天線。如果發(fā)射和接收天線間的傳播路徑是線性獨(dú)立的(即在一個路徑上的傳輸不是由其它路徑上的傳輸?shù)木€性組合形成的)，這在一定程度上為真，則正確地接收到數(shù)據(jù)傳輸?shù)目赡苄噪S著天線數(shù)目的增加而增加。一般，發(fā)射和接收天線增加導(dǎo)致分集增加和性能改善。
多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)使用多個(NT)發(fā)射天線和多個NR接收天線進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。由NT個發(fā)射天線和NR個接收天線形成的MIMO信道可能被分解為NC個獨(dú)立信道，其中NC≤min{NT，NR}。NC個獨(dú)立信道的每個還被稱為MIMO信道的空間子信道，并對應(yīng)一維。如果使用由多個發(fā)射和接收天線建立的附加維數(shù)，則MIMO系統(tǒng)能提供改善的性能(例如增加的傳輸容量)。
寬帶MIMO系統(tǒng)的空間子信道在其帶寬上經(jīng)歷不同的信道條件(例如不同的衰落和多徑效應(yīng))，且可能在總系統(tǒng)帶寬的不同頻率(即不同頻率區(qū)段或子帶)處獲得不同的信號對噪聲加干擾比(SNR)。所以，對于特定性能水平，在每個空間子信道的不同頻率區(qū)段處可以發(fā)送的每調(diào)制碼元的信息比特數(shù)(即數(shù)據(jù)速率)在每個區(qū)段不同。而且，信道條件隨著時間改變。結(jié)果是，空間子信道的區(qū)段支持的數(shù)據(jù)速率也隨著時間改變。
為了抗寬帶信道的頻率選擇特性(即對于不同的區(qū)段信道增益不同)，可以使用正交頻分復(fù)用(OFDM)以有效地將系統(tǒng)帶寬分成多個(NF)子帶(這可以被稱為頻率區(qū)段或子信道)。在OFDM內(nèi)，每個頻率子信道與相應(yīng)的子載波相關(guān)聯(lián)，在子載波上調(diào)制數(shù)據(jù)，因此可以視為獨(dú)立的傳輸信道。
編碼的通信系統(tǒng)內(nèi)的關(guān)鍵挑戰(zhàn)在于基于信道條件選擇合適的數(shù)據(jù)速率和編碼和調(diào)制方案以用于數(shù)據(jù)傳輸。該選擇過程的目標(biāo)是最大化吞吐量，而同時符合質(zhì)量目標(biāo)，該目標(biāo)可以通過特定幀差錯率(FER)、一定等待時間準(zhǔn)則而被定量化。
一種直接的選擇數(shù)據(jù)速率和編碼以及調(diào)制方案的技術(shù)是根據(jù)每個空間子信道的傳輸能力“比特載入”每個空間子信道的每個頻率區(qū)段，其中傳輸能力可以通過區(qū)段的短期平均SNR而被定量化。然而，該技術(shù)有幾個重要缺點(diǎn)。首先，為每個空間子信道的每個區(qū)段獨(dú)立編碼和調(diào)制大大增加了在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處的處理復(fù)雜度。第二，為每個區(qū)段獨(dú)立編碼大大增加了編碼和解碼延時。第三，需要高反饋速率以發(fā)送指示每個區(qū)段的信道條件的信道狀態(tài)信息(CSI)(例如，增益、相位和SNR)。
領(lǐng)域內(nèi)有一種在編碼的MIMO系統(tǒng)內(nèi)獲得高吞吐量的要求，而同時不需要單獨(dú)地對空間子信道的不同頻率區(qū)段編碼。
概述本發(fā)明的各方面提供一些技術(shù)，用于處理MIMO系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處的數(shù)據(jù)傳輸，使得能在不需要對不同頻率區(qū)段獨(dú)立編碼/調(diào)制情況下獲得高性能(例如高吞吐量)。在一方面，在此提供時域?qū)崿F(xiàn)，該實現(xiàn)使用頻域奇異值分解和“灌水”以在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處導(dǎo)出脈沖成形和波束操縱解。在發(fā)射機(jī)處實現(xiàn)奇異值分解以確定MIMO信道的本征模式(即空間子信道)并導(dǎo)出用于“預(yù)調(diào)整”調(diào)制碼元的第一操縱向量集合。奇異值分解還在接收機(jī)處實現(xiàn)以導(dǎo)出用于對接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整的第二操縱向量集合，使得在接收機(jī)處恢復(fù)正交碼元流，這可以大大簡化接收機(jī)處理。灌水分析用于更優(yōu)化地為MIMO系統(tǒng)將總可用發(fā)送功率分配到MIMO信道的本征模式。分配的發(fā)射功率然后可以確定為每個本征模式要使用的數(shù)據(jù)速率和編碼以及調(diào)制方案。
在發(fā)射機(jī)處，數(shù)據(jù)開始時根據(jù)一個或多個編碼方案經(jīng)編碼以提供編碼后數(shù)據(jù)，這然后根據(jù)一個或多個調(diào)制方案經(jīng)調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流(例如每本征模式一個流)。確定MIMO信道的估計信道響應(yīng)矩陣(例如在接收機(jī)處并發(fā)送到發(fā)射機(jī))并經(jīng)分解(例如在頻域內(nèi)使用奇異值分解)以獲得(右)本征向量矩陣的第一序列以及奇異值矩陣的第二序列。灌水分析可以基于奇異值矩陣而實現(xiàn)，以導(dǎo)出指示分配給MIMO信道的本征模式的發(fā)射功率的值矩陣的第三序列。發(fā)射機(jī)的脈沖成形矩陣然后基于矩陣的第一和第三序列而導(dǎo)出。脈沖成形矩陣包括用于對調(diào)制碼元流進(jìn)行預(yù)調(diào)整的操縱向量，以獲得多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號，這些信號然后在MIMO信道上被發(fā)送到接收機(jī)。
在接收機(jī)處，還確定估計的信道響應(yīng)矩陣，且該矩陣被分解以獲得(左)本征向量的第四序列，該序列然后被用于導(dǎo)出接收機(jī)的脈沖成形矩陣。多個信號在接收機(jī)處被接收并基于該脈沖成形矩陣經(jīng)預(yù)調(diào)整，以獲得多個接收到的碼元流。每個接收到的碼元流可以經(jīng)均衡以獲得對應(yīng)的恢復(fù)的碼元流，該流然后經(jīng)解調(diào)并解碼以恢復(fù)發(fā)送的數(shù)據(jù)。
本發(fā)明的各個方面和實施例進(jìn)一步以下描述。本發(fā)明還進(jìn)一步提供方法、數(shù)字信號處理器、發(fā)射機(jī)和接收機(jī)單元以及實現(xiàn)本發(fā)明的各個方面、實施例和特征的其他裝置和元件，如以下詳述。
附圖的簡要描述通過下面提出的結(jié)合附圖的詳細(xì)描述，本發(fā)明的特征、性質(zhì)和優(yōu)點(diǎn)將變得更加明顯，附圖中相同的符號具有相同的標(biāo)識，其中

圖1是MIMO系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)和接收機(jī)系統(tǒng)實施例的框圖；圖2是能實現(xiàn)本發(fā)明的各個方面和實施例的發(fā)射機(jī)單元的實施例框圖；圖3是能實現(xiàn)本發(fā)明的各個方面和實施例的接收機(jī)單元的實施例框圖；圖4A和4B是最小均方誤差線性均衡器(MMSE-LE)相應(yīng)的等效信道模型和實現(xiàn)框圖；以及圖5A和5B是判決反饋均衡器(DFE)相應(yīng)的等效信道模型和實現(xiàn)。
詳細(xì)描述在此描述的用于處理在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處的數(shù)據(jù)傳輸?shù)募夹g(shù)可以用于各種無線通信系統(tǒng)。為了簡潔，本發(fā)明的各個方面和實施例特別為多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)描述。
MIMO系統(tǒng)使用多個(NT)發(fā)射天線和多個NR接收天線進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。由NT個發(fā)射天線和NR個接收天線形成的MIMO信道可能被分解為NC個獨(dú)立信道，其中NC≤min{NT，NR}。NC個獨(dú)立信道的每個還被稱為MIMO信道的空間子信道(或傳輸信道)?？臻g子信道的數(shù)目由MIMO信道的本征模式數(shù)確定，本征模式數(shù)相應(yīng)地取決于描述NT個發(fā)射天線和NR個接收天線間的響應(yīng)的信道響應(yīng)矩陣。
圖1是發(fā)射機(jī)系統(tǒng)110和接收機(jī)系統(tǒng)150的實施例框圖，它們能實現(xiàn)本發(fā)明的各個方面和實施例。
在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)110處，從數(shù)據(jù)源112提供話務(wù)數(shù)據(jù)到發(fā)射(TX)數(shù)據(jù)處理器114，該處理器基于一個或多個編碼方案對話務(wù)數(shù)據(jù)進(jìn)行格式化、編碼以及交織以提供編碼后的數(shù)據(jù)。編碼后的話務(wù)數(shù)據(jù)然后可以與導(dǎo)頻數(shù)據(jù)經(jīng)多路復(fù)用，例如在所有或要發(fā)送的數(shù)據(jù)流的子集內(nèi)采用時分復(fù)用(TDM)或碼分復(fù)用(CDM)。導(dǎo)頻數(shù)據(jù)一般是以已知方式處理的已知的數(shù)據(jù)模式。經(jīng)多路復(fù)用的導(dǎo)頻和編碼后話務(wù)數(shù)據(jù)然后基于一個或多個調(diào)制方案經(jīng)調(diào)制(即碼元映射)以提供調(diào)制碼元，每個要用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€空間子信道一個調(diào)制碼元流。每個空間子信道的數(shù)據(jù)速率、編碼、交織和調(diào)制由控制器130提供的控制而確定。
調(diào)制碼元然后被提供給TX MIMO處理器120并經(jīng)進(jìn)一步處理。在特定實施例中，TX MIMO處理器120的處理包括(1)為MIMO信道確定估計的信道頻率響應(yīng)矩陣，(2)將估計的信道頻率響應(yīng)矩陣分解以確定MIMO信道的本征模式，并為發(fā)射機(jī)導(dǎo)出“操縱”向量集合，對于每個空間子信道上發(fā)送的調(diào)制碼元流一個向量，(3)基于操縱向量和指示分配給本征模式的能量(即發(fā)射功率)的對角線矩陣導(dǎo)出一發(fā)送空時脈沖成形矩陣，以及(4)用脈沖成形矩陣對調(diào)制碼元進(jìn)行預(yù)調(diào)整(即卷積)以導(dǎo)出經(jīng)預(yù)調(diào)整地調(diào)制碼元。TX MIMO處理器120的處理在以下詳細(xì)描述。多達(dá)NT個經(jīng)預(yù)調(diào)整的調(diào)制碼元流被提供給發(fā)射機(jī)(TMTR)122a到122t。
每個發(fā)射機(jī)122將接收到的經(jīng)預(yù)調(diào)整的調(diào)制碼元流轉(zhuǎn)換成一個或多個模擬信號，并對模擬信號進(jìn)一步經(jīng)調(diào)整(例如放大、濾波以及正交調(diào)制)以生成用于在MIMO信道上適于傳輸?shù)囊颜{(diào)信號。來自每個發(fā)射機(jī)122的已調(diào)信號然后通過相應(yīng)的天線124發(fā)送到接收機(jī)系統(tǒng)。
在接收機(jī)系統(tǒng)150處，發(fā)送的已調(diào)信號由NR個天線152a到152r接收，并且來自每個天線152的接收到信號提供給相應(yīng)的接收機(jī)(RCVR)154。每個接收機(jī)154對接收到的信號調(diào)整(例如濾波、放大以及下變頻)并將經(jīng)調(diào)整的信號數(shù)字化以提供相應(yīng)的采樣流。RX MIMO處理器160然后接收并處理NR個采樣流以提供NT個經(jīng)恢復(fù)的調(diào)制碼元流。在一實施例中，RX MIMO處理器160的處理可以包括(1)為MIMO信道確定估計的信道頻率響應(yīng)矩陣，(2)分解估計的信道頻率響應(yīng)矩陣以為接收機(jī)導(dǎo)出一操縱向量集合，(3)基于操縱向量導(dǎo)出一接收空時脈沖成形矩陣，(4)用脈沖成形矩陣對采樣進(jìn)行預(yù)調(diào)整(即卷積)以導(dǎo)出接收到的調(diào)制碼元，以及(5)均衡接收到的調(diào)制碼元以導(dǎo)出恢復(fù)的調(diào)制碼元。RX MIM0處理器160的處理在以下詳細(xì)描述。
接收(RX)數(shù)據(jù)處理器162然后對恢復(fù)的調(diào)制碼元進(jìn)行解調(diào)、解交織以及解碼以恢復(fù)發(fā)送的話務(wù)數(shù)據(jù)。RX MIMO處理器160和RX數(shù)據(jù)處理器162的處理與在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)110處相應(yīng)的TX MIMO處理器120和TX數(shù)據(jù)處理器114所執(zhí)行的處理互補(bǔ)。
RX MIMO處理器160可以進(jìn)一步為MIMO信道導(dǎo)出信道脈沖響應(yīng)，為空間子信道導(dǎo)出信號對噪聲加干擾比(SNR)等，并將這些提供給控制器170。RX數(shù)據(jù)處理器162還可以提供每個接收到的分組或幀的狀態(tài)、一個或多個指示解碼結(jié)果的其它性能度量，以及可能的其他信息?？刂破?70然后導(dǎo)出信道狀態(tài)信息(CSI)，CSI可以包括從RX MIMO處理器160和RX數(shù)據(jù)處理器162接收到的所有或一些信息。CSI由TX數(shù)據(jù)處理器178經(jīng)處理、由調(diào)制器180經(jīng)調(diào)制、由發(fā)射機(jī)154a到154r經(jīng)調(diào)整并發(fā)送回發(fā)射機(jī)系統(tǒng)110。
在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)110處，來自接收機(jī)系統(tǒng)150的已調(diào)信號由天線124接收、由接收機(jī)122調(diào)整、并由解調(diào)器140解調(diào)以恢復(fù)由接收機(jī)系統(tǒng)發(fā)送的CSI。CSI然后被提供給控制器130并用于為TX數(shù)據(jù)處理器114和TX MIMO處理器120生成各種控制。
控制器130和170引導(dǎo)在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)系統(tǒng)處相應(yīng)的操作。存儲器132和172提供由控制器130和170相應(yīng)使用的程序代碼和數(shù)據(jù)的存儲。
在帶有有限總發(fā)射功率且在頻率選擇性信道上操作的MIMO系統(tǒng)內(nèi)(即在不同頻率上有不同增益)，信道容量C可以表示為C=maxΦ‾xx(k)Σk=1NFlog|I‾+Φ‾zz-1(k)H‾(k)Φ‾xx(k)H‾H(k)|,]]>公式(1)其中Σk=1NFtrace[Φ‾xx(k)]=ET,]]>其中ET是MIMO系統(tǒng)的總可用發(fā)射功率；φzz(k)是在頻率fk處在接收機(jī)處的，NR×1的噪聲過程向量z(n)的NR×NR功率頻譜密度矩陣；H(k)是在頻率fk處的NR×NT信道頻率響應(yīng)矩陣；以及
φxx(k)是在頻率fk處NT×1的發(fā)送信號向量x(n)的NT×NT功率頻譜密度矩陣。
在頻率fk處的信道頻率響應(yīng)矩陣H(k)的奇異值分解(SVD)可以表示為H(k)＝U(k)λ(k)VH(k)， 公式(2)其中，U(k)為NR×NR酉矩陣(即UHU＝I，其中I為對角線為一，其余為零的單位矩陣)；λ(k)是H(k)的奇異值的NR×NT對角線矩陣；V(k)是NT×NT的酉矩陣。
對角線矩陣λ(k)包含沿著對角線的非負(fù)實數(shù)(即λ‾(k)=diag(λ‾1(k),λ‾2(k),...,λ‾NT(K)),]]>其余為零。λi(k)指矩陣H(k)的奇異值。奇異值分解是領(lǐng)域內(nèi)已知的矩陣操作，且在各個參考中描述。一個該種參考是Gilbert Strang寫的書，題為“Linear Algebra and Its Applications”，第二版，AcademicPress，1980，在此引入作為參考。
可以示出在不相關(guān)的白噪聲情況下(即當(dāng)φ‾zz(k)=N0ToI‾,]]>其中N0是在接收機(jī)處的噪聲功率頻譜密度，且1/T0是一頻率區(qū)段的帶寬，Hertz為單位)，當(dāng)發(fā)送的信號向量x(n)的功率頻譜密度矩陣φxx(k)滿足以下條件時，達(dá)到信道容量Φxx(k)＝V(k)Eλ(k)VH(k)， 公式(3)其中，Eλ(k)是NT×NT對角線矩陣，該矩陣包含分配給在頻率fk處的本征模式的能量集合(或發(fā)射功率)。對角線矩陣Eλ(k)是眾知的“灌水”發(fā)射能量分布技術(shù)的解，可以表示為Ei,λ(k)=max[B-N0|λ1(k)|2,0],]]>及公式(4a)ET=Σi=1min(NR,Nr)Σk=1NFEi,λ(k),]]>公式(4b)其中B是從各個系統(tǒng)參數(shù)導(dǎo)出的恒量。
灌水技術(shù)類似于將固定量的水灌入有不規(guī)則底部的容器，其中每個頻率區(qū)段的每個本征模式對應(yīng)容器底部的一個點(diǎn)，且在任何給定點(diǎn)的底部高度對應(yīng)于與該本征模式相關(guān)的SNR的倒數(shù)。較低的高度因此對應(yīng)于一高SNR，相反較高的高度對應(yīng)低于一SNR?？偪捎冒l(fā)射功率ET然后被“注入”該容器，使得容器內(nèi)的較低點(diǎn)(即較高SNR)首先被注滿，然后注滿較高點(diǎn)(即較低SNR)。恒量B指示在所有可用的發(fā)射功率被注入后的水平面，且可以基于各個系統(tǒng)參數(shù)經(jīng)初始估計。發(fā)射功率分布取決于總可用發(fā)射功率以及容器在底部上的深度，且在水面高度以上的點(diǎn)未經(jīng)注入(即本征模式的SNR低于一特定閥值的不用)。
灌水技術(shù)由Robert G.Gallager在“information Theory and ReliableCommunication”，John Wiley and Sons，1968內(nèi)描述，在此引入作為參考。為實現(xiàn)MIMO-OFDM系統(tǒng)的基本灌水過程的特定算法在美國專利申請序列號09/978337內(nèi)有描述，題為“Method and Apparatus for Determining PowerAllocation in a MIMO Communication System”，提交于2001年10月15日，轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考。
等式(1)到(4)的信道容量公式提出基于OFDM的實現(xiàn)可以通過在頻域內(nèi)實現(xiàn)灌水而獲得信道容量。使用頻域灌水，總的可用發(fā)射功率在區(qū)段基礎(chǔ)上被分配給NF個頻率子信道(或區(qū)段)，較多的功率分配給獲得較高SNR的區(qū)段，分配給獲得較低SNR的區(qū)段較少的功率或沒有功率分配給它們。這需要為每個區(qū)段使用分開的編碼和/或調(diào)制方案，這會使得發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處相應(yīng)的編碼和解碼變得復(fù)雜。
本發(fā)明的各方面提供用于通過時域?qū)崿F(xiàn)獲得高性能(即信道容量)的技術(shù)，該實現(xiàn)使用頻域奇異值分解以及灌水結(jié)果以導(dǎo)出在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處的時域脈沖成型和波束操縱解。
在發(fā)射機(jī)處實現(xiàn)奇異值分解，以確定MIMO信道的本征模式，并導(dǎo)出用于對調(diào)制碼元進(jìn)行預(yù)調(diào)整的第一操縱向量集合。奇異值分解還在接收機(jī)處實現(xiàn)用于導(dǎo)出第二操縱向量集合，該向量用于對接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整，使得正交碼元流在接收機(jī)處被恢復(fù)，這可以簡化接收機(jī)處理。灌水分析用于更優(yōu)化地為MIMO系統(tǒng)將總可用發(fā)射功率分配到本征模式，使得能獲得高性能。分配的發(fā)射功率然后可以確定數(shù)據(jù)速率和用于每個本征模式的編碼和調(diào)制方案。
在此描述的技術(shù)提供了幾種潛在的優(yōu)勢。首先，用時域本征模式分解，由最小(NT，NR)給出帶有不同SNR，因此不同編碼/調(diào)制需要的數(shù)據(jù)流的最大數(shù)目。且可能使得數(shù)據(jù)流的收到的SNR基本相同，從而進(jìn)一步簡化編碼/調(diào)制。本發(fā)明技術(shù)可以大大簡化數(shù)據(jù)傳輸?shù)木幋a/調(diào)制，其實現(xiàn)是通過避免使用頻域內(nèi)灌水的OFDM系統(tǒng)內(nèi)接近信道容量需要的每區(qū)段比特分配。
第二，接收機(jī)處的正交化過程導(dǎo)致去耦合(即正交的)接收到碼元流。這大大改善了去耦合的碼元流需要的時域均衡的復(fù)雜性。在該情況下，均衡然后可以通過在獨(dú)立的碼元流的并行時域均衡之后簡單的空時處理獲得。相比之下，其它的寬帶時域技術(shù)一般需要更復(fù)雜的空時均衡以恢復(fù)碼元流。
第三，本發(fā)明的時域信令技術(shù)可以更簡單地整合各種CDMA標(biāo)準(zhǔn)的信道/導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)，這還基于時域信令。信道/導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的實現(xiàn)在實現(xiàn)頻域信令的OFDM系統(tǒng)中更復(fù)雜。
圖2是能實現(xiàn)本發(fā)明各個方面和實施例的發(fā)射機(jī)單元200的實施例框圖。發(fā)射機(jī)單元200是圖1的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)110的發(fā)射機(jī)部分實施例。發(fā)射機(jī)單元200包括(1)TX數(shù)據(jù)處理器114a，它接收并處理話務(wù)和導(dǎo)頻數(shù)據(jù)以提供NT個調(diào)制碼元流以及(2)TX MIMO處理器120a，它對調(diào)制碼元流進(jìn)行預(yù)調(diào)整以提供NT個經(jīng)預(yù)調(diào)整的調(diào)制碼元流。TX數(shù)據(jù)處理器114a和TX MIMO處理器120a是圖1內(nèi)相應(yīng)的TX數(shù)據(jù)處理器114和TX MIMO處理器120的實施例。
在圖2示出的特定實施例中。TX數(shù)據(jù)處理器114a包括編碼器212、信道交織器214和碼元映射元件216。編碼器212接收并根據(jù)一個或多個編碼方案對話務(wù)數(shù)據(jù)(即信息比特bi)進(jìn)行編碼以提供編碼后比特。編碼增加了數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?。在一實施例中，分開的編碼方案可以用于每個空間子信道的信息比特。在其它實施例中，分開的編碼方案可以用于每個空間子信道的子集，或?qū)λ锌臻g子信道使用公共額編碼方案。使用的編碼方案由來自控制器130的控制確定，該控制可能基于來自接收系統(tǒng)的CSI而經(jīng)確定。每個選定的編碼方案可以包括任何循環(huán)冗余校驗(CRC)、卷積編碼、Turbo編碼、分組編碼和其它編碼的組合或根本不編碼。
信道交織器214基于一個或多個交織方案對編碼后的比特進(jìn)行交織(例如對每個選定的編碼方案一個交織方案)。交織提供了編碼后比特的時間分集，使得數(shù)據(jù)能基于用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€空間子信道的平均SNR而被發(fā)送，且抗衰落，并進(jìn)一步去除了用于形成每個調(diào)制碼元的編碼后比特間的相關(guān)。
碼元映射元件216然后接收并將導(dǎo)頻數(shù)據(jù)與預(yù)交織的數(shù)據(jù)進(jìn)行多路復(fù)用，并進(jìn)一步根據(jù)一個或多個調(diào)制方案將經(jīng)多路復(fù)用的數(shù)據(jù)經(jīng)映射以提供調(diào)制碼元。可以對每個子信道或每個空間子信道的子集使用分開的調(diào)制方案。或者，可以對所有空間子信道使用相同的調(diào)制方案。每個空間子信道的碼元映射實現(xiàn)可以通過將比特集合組合以形成非二進(jìn)制碼元并將每個非二進(jìn)制碼元映射到對應(yīng)為該空間子信道選擇的調(diào)制方案(例如QPSK、M-PSK、M-QAM或一些其它方案)的信號星座圖中的點(diǎn)。碼元映射元件216為每個碼元時段提供了調(diào)制碼元向量，每個向量內(nèi)的調(diào)制碼元數(shù)對應(yīng)為該碼元時段選用的空間子信道數(shù)。碼元映射元件216因此提供多達(dá)NT個調(diào)制碼元流(即碼元向量序列，每個向量包括多達(dá)NT個調(diào)制碼元流)，這在此還被稱為發(fā)送的碼元向量s(n)。
用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道的響應(yīng)經(jīng)估計并用于在傳送到接收機(jī)系統(tǒng)前對發(fā)送的碼元向量進(jìn)行預(yù)調(diào)整。在頻分復(fù)用(FDD)系統(tǒng)中，下行鏈路和上行鏈路被分配以不同的頻帶，且下行鏈路和上行鏈路的響應(yīng)可能沒有相關(guān)到足夠的程度。對于FDD系統(tǒng)，信道響應(yīng)可以經(jīng)在接收機(jī)處經(jīng)估計并送回發(fā)射機(jī)。在時分復(fù)用(TDD)系統(tǒng)中，下行鏈路和上行鏈路以時分多路復(fù)用的方式共享相同頻帶，且在下行鏈路和上行鏈路響應(yīng)間存在高度相關(guān)性。對于TDD系統(tǒng)，發(fā)射機(jī)系統(tǒng)可以估計上行鏈路信道響應(yīng)(例如基于上行鏈路上的接收機(jī)系統(tǒng)發(fā)送的導(dǎo)頻)，并通過考慮發(fā)射和接收天線陣列集間差異而導(dǎo)出下行鏈路信道響應(yīng)。
在一實施例中，信道響應(yīng)估計被提供給TX MIMO處理器120a，作為時域采樣 的NR×NT矩陣序列。對于1≤i≤NR，1≤j≤NT，估計的信道沖擊響應(yīng)矩陣 的第(i，j)個元素是表示從第j個發(fā)射天線到第i個接收天線的傳播路徑的采樣后沖擊響應(yīng)的采樣序列。
在TX MIMO處理器120a內(nèi)，快速傅立葉變換器222接收估計的信道脈沖響應(yīng)矩陣 (例如從接收機(jī)系統(tǒng))，并通過對 實現(xiàn)快速傅立葉變換(FFT)(即 )而導(dǎo)出對應(yīng)的估計信道頻率響應(yīng)矩陣 這可以通過為每個 的元素對NF個采樣序列實現(xiàn)NF點(diǎn)FFT而實現(xiàn)，以導(dǎo)出 的對應(yīng)元素的NF系數(shù)序列。 的NR·NT個元素因此是表示NT在個發(fā)射天線和NR個接收天線間的傳播路徑的頻率響應(yīng)的NR·NT個序列。每個 是 的對應(yīng)元素的FFT。
框224然后計算估計的信道頻率響應(yīng)矩陣 的奇異值分解，對于每個值k，其中0≤k≤(NF-1)，且NF是FFT的長度(即NF對應(yīng)頻率區(qū)段數(shù)目)。奇異值分解可以如等式(2)示出的表出，即H^‾(k)=U‾(k)λ‾(k)V‾H(k)]]>奇異值分解的結(jié)果是NF矩陣的三個序列U(k)、λ(k)和VH(k)，對于0≤k≤(NF-1)。對于每個k的值，U(k)是 的左本征向量的NR×RR酉矩陣，V(k)是 的右本征向量的NT×NT酉矩陣，且λ(k)是 的奇異值的NR×NT對角線矩陣。
奇異值分解用于在與頻率區(qū)段k相關(guān)的頻率fk處，對于每個值k(0≤k≤(NF-1))將MIMO信道分解成其本征模式。 的排序r(k)對應(yīng)在頻率fk處的MIMO信道的本征模式數(shù)，這對應(yīng)于在頻率區(qū)段k處的可用獨(dú)立信道數(shù)(即空間子信道數(shù))。如以下將詳述的，V(k)的列是與在發(fā)射機(jī)處為發(fā)送的碼元向量s(n)的元素使用的頻率fk相關(guān)的操縱向量。對應(yīng)地，U(k)的列是與在接收機(jī)處為接收到的信號向量r(n)的元素使用的頻率fk相關(guān)的操縱向量。矩陣U(k)和V(k)，對于0≤k≤(NF-1)，用于正交化在每個頻率fk處的本征模式上發(fā)送的碼元流。當(dāng)矩陣用于一起在頻域或時域內(nèi)預(yù)處理發(fā)送和接收到的碼元流，如以下將詳述的，結(jié)果是接收到碼元流的總正交化。這使得每本征模式(不同于每區(qū)段)能有分開的編碼/調(diào)制方案以及進(jìn)一步簡化接收到的碼元流在接收機(jī)處的均衡，如下所述。
λ(k)的對角線元素是λii(k)，對于1≤i≤r(k)，其中r(k)是 的排序。U(k)和V(k)的列，ui(k)和vi(k)相應(yīng)地是本征方程的解，方程可以表示為H‾^(k)v‾i(k)=λiiu‾i(k)]]>公式(5)U(k)、λ(k)和V(k)矩陣可以以兩種形式被提供一“排序”形式和“隨機(jī)排序”形式。在排序形式，λ(k)的對角線元素以降序排序，使得λ11(k)≥λ22(k)≥K≥λrr(k)，且它們的本征值在U(k)和V(k)內(nèi)以相應(yīng)的順序排列。排序后的形式在此以下標(biāo)s指明，即Us(k)、λs(k)和Vs(k)。在隨機(jī)排序形式中，奇異值和本征向量的排序是隨機(jī)且獨(dú)立于頻率的。隨機(jī)形式在此用下標(biāo)r指明。選用的特定形式，排序或隨機(jī)排序的，確定了用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)谋菊髂Ｊ揭约坝糜诿總€選定的本征模式的調(diào)制方案。
灌水分析框226然后為每個頻率區(qū)段接收奇異值集合，這些值包含在矩陣序列λ(k)內(nèi)，還接收包括對應(yīng)每個奇異值的接收到SNR的CSI。接收到的SNR是在接收機(jī)處為恢復(fù)的調(diào)制碼元獲得的SNR，如以下描述。矩陣λ(k)與接收到的SNR一起用于導(dǎo)出對角線矩陣Eλ(k)序列，該序列是灌水方程(4a)和(4b)的解。如上所述，對角線矩陣Eλ(k)包含分配給在NF頻率區(qū)段的每個處的本征模式的能量或發(fā)射功率集合。灌水分析用于導(dǎo)出對角線矩陣Eλ(k)。這可以如在上述美國專利申請序列號[代理人號010467]內(nèi)描述的實現(xiàn)。
比例縮放器/IFFT 228為所有NF個頻率區(qū)段接收單位矩陣V(k)以及對角線矩陣Eλ(k)，并基于接收到的矩陣為發(fā)射機(jī)導(dǎo)出空時脈沖成型矩陣Ptx(n)。開始時，對角線矩陣Eλ(k)的方根經(jīng)計算以導(dǎo)出對角線矩陣序列 其元素是Eλ(k)的元素的方根。對角線矩陣Eλ(k)的元素表示分配給本征模式的發(fā)射功率。方根然后將功率分配轉(zhuǎn)換為等效的信號比例縮放。計算方根對角線矩陣 和單位矩陣V(k)(這是 的右本征向量矩陣序列)的積。該積 定義了應(yīng)用到發(fā)送碼元向量s(n)的空間頻譜成形。
對于發(fā)射機(jī)，積 的逆FFT然后經(jīng)計算以導(dǎo)出空時脈沖成形矩陣Ptx(λ)，這可以表示為P‾tx(λ)=IFFT[V‾(k)E‾λ(k)]]]>公式(6)脈沖成形矩陣Ptx(λ)是NT×NT矩陣。Ptx(λ)的每個元素是值序列。Ptx(λ)的每個列是對應(yīng)的s(n)的元素的操縱向量。
卷積器230接收并用脈沖成形矩陣Ptx(λ)對發(fā)送的碼元向量s(n)進(jìn)行預(yù)調(diào)整(例如卷積)，以導(dǎo)出發(fā)送的信號向量x(n)。s(n)與Ptx(λ)的卷積可以表示為x‾(n)=ΣλP‾tx(λ)s‾(n-λ)]]>公式(7)等式(7)內(nèi)的矩陣卷積可以如下實現(xiàn)。為了導(dǎo)出時間n個矩陣x(n)的第i個元素xi(n)，則矩陣Ptx(λ)的第i行與向量s(n-λ)的內(nèi)積為多個延時索引而形成(例如，0≤λ≤(NF-1))，且結(jié)果經(jīng)累加以導(dǎo)出元素xi(n)。在每個發(fā)射天線上發(fā)送的信號(即x(n)的每個元素即xi(n))因此作為NR個調(diào)制碼元流的加權(quán)組合而形成，加權(quán)是由矩陣Ptx(λ)的合適列確定的。該過程被重復(fù)使得向量x(n)的每個元素從矩陣Ptx(λ)相應(yīng)的列和向量s(n)導(dǎo)出。
發(fā)送信號向量x(n)的每個元素對應(yīng)要在相應(yīng)發(fā)射天線上發(fā)送的經(jīng)預(yù)調(diào)整的碼元序列。NT個經(jīng)預(yù)調(diào)整的碼元序列(即經(jīng)預(yù)調(diào)整的碼元向量序列，每個向量包括多達(dá)NT個經(jīng)預(yù)調(diào)整的碼元)對應(yīng)NT個發(fā)送的信號，在此還被稱為發(fā)送的信號向量x(n)。NT個發(fā)送的信號被提供給發(fā)射機(jī)122a到122t，且經(jīng)處理以導(dǎo)出NT個已調(diào)信號，這些信號然后相應(yīng)地從天線124a到124t經(jīng)發(fā)送。
圖2內(nèi)示出的實施例實現(xiàn)發(fā)送的碼元向量s(n)的時域波束操縱。波束操縱還可以在頻域內(nèi)實現(xiàn)。這樣，向量s(n)可以通過FFT經(jīng)變換以導(dǎo)出頻域向量S(k)。向量S(k)然后乘以矩陣 以導(dǎo)出頻域向量X(k)，如下X‾(k)=[V‾(k)E‾λ(k)]S‾(k)]]>發(fā)送的信號向量x(n)然后可以通過在向量X(k)上實現(xiàn)IFFT而導(dǎo)出(即(x(n)＝IFFT[X(k)]))。
圖3是能實現(xiàn)本發(fā)明的各個方面和實施例的接收機(jī)單元300的實施例框圖。接收機(jī)單元300是圖1的接收機(jī)系統(tǒng)150的接收機(jī)部分實施例。接收機(jī)單元300包括(1)RX MIMO處理器160a，它處理NR個接收到的采樣流以提供NT個恢復(fù)的碼元流，以及(2)RX數(shù)據(jù)處理器162a，它對恢復(fù)的碼元進(jìn)行解調(diào)、解交織和解碼以提供解碼后比特。RX MIMO處理器160a和RX數(shù)據(jù)處理器162a是圖1的RX MIMO處理器160和RX數(shù)據(jù)處理器162相應(yīng)的實施例。
參考圖1，從NT個發(fā)射天線發(fā)送的信號由NR個天線152a到152r的每個接收，且來自每個天線的接收到信號經(jīng)路由到相應(yīng)的接收機(jī)154(這還被稱為前端處理器)。每個接收機(jī)154對相應(yīng)的接收到的信號調(diào)整(例如濾波和放大)，并將經(jīng)調(diào)整的信號下變頻到中頻或基帶，并將經(jīng)下變頻的信號數(shù)字化以提供ADC采樣。每個接收機(jī)154還可以進(jìn)一步用恢復(fù)的導(dǎo)頻對ADC采樣進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)以生成接收到的采樣的相應(yīng)流。接收機(jī)154a到154r因此一起提供NR個接收到的采樣流(即向量序列，每個向量包括多達(dá)NR個采樣)，這還被稱為接收信號向量r(n)。接收到的信號向量r(n)被提供給RX MIMO處理器160a。
在RX MIMO處理器160a內(nèi)，信道估計器312接收到向量r(n)并導(dǎo)出估計的信道沖擊響應(yīng)矩陣 這可以被發(fā)送回發(fā)射機(jī)系統(tǒng)并用于發(fā)射處理。FFT314然后對估計的信道沖擊響應(yīng)矩陣 實現(xiàn)FFT，以導(dǎo)出估計的信道頻率響應(yīng)矩陣 對于對應(yīng)的頻率區(qū)段k，框316然后為每個k值計算 的奇異值分解以獲得左本征向量矩陣U(k)。U(k)的每個列是r(n)的對應(yīng)元素的操縱向量，并用于在接收機(jī)系統(tǒng)處正交化接收到的碼元流。IFFT 318然后實現(xiàn)U(k)的IFFT以為接收機(jī)系統(tǒng)導(dǎo)出空時脈沖成形矩陣υ(λ)。
卷積器320然后導(dǎo)出接收到的碼元向量 該向量是發(fā)送的碼元向量s(n)，這是通過對接收到的信號向量r(n)實現(xiàn)與空時脈沖成形矩陣υH(λ)的共軛轉(zhuǎn)置的卷積而實現(xiàn)的。該卷積可以表示為r‾^(n)=Σλυ‾H(λ)r‾(n-λ)]]>公式(8)接收機(jī)處的脈沖成形還可以在頻域?qū)崿F(xiàn)，類似于以上對發(fā)射機(jī)描述的。這樣，接收到的信號向量r(n)可以通過FFT經(jīng)轉(zhuǎn)換以導(dǎo)出頻域向量R(k)。向量R(k)然后用矩陣UH(k)的共軛轉(zhuǎn)置左乘以導(dǎo)出頻域向量 該矩陣相乘的結(jié)果 可以通過反FFT以變換以導(dǎo)出時域接收到的碼元向量 向量r(n)與矩陣υH(λ)的卷積因此可以在離散頻域內(nèi)表示為
R‾^(k)=U‾H(k)R‾(k)=λ‾^(k)S‾(k)+Z‾^(k)]]>公式(9)其中λ‾^(k)=λ‾(k)E‾λ(k)]]>是 的加權(quán)奇異值矩陣，權(quán)重是灌水解的方根E‾λ(k);]]>S(k)是發(fā)送的碼元向量s(n)的FFT，R(k)是接收到的信號向量r(n)的FFT； 是接收到的碼元向量 的FFT；Z(k)是接收到的噪聲采樣向量z(n)的FFT； 是如由酉矩陣UH(k)變換的接收到的噪聲過程的FFT；從等式(9)，接收到的碼元向量 可以用時域的卷積表征如下r‾^=ΣλΛ‾(λ)s‾(n-λ)+z‾^(n)]]>公式(10)其中Λ(λ)是λ‾^(k)=λ‾(k)E‾λ(k)]]>的反FFT；且 是接收機(jī)空時脈沖成形矩陣υH(λ)變換的接收到的噪聲。
矩陣Λ(λ)是本征脈沖的對角線矩陣，每個該種本征脈沖作為 內(nèi)奇異值的對應(yīng)集合的IFFT導(dǎo)出，對于0≤k≤(NF-1)。
對奇異值排序的兩種形式，排序和隨機(jī)排序，導(dǎo)致兩種不同類型的本征脈沖。對于排序形式，產(chǎn)生的本征脈沖矩陣Λs(1)是以能量內(nèi)容降序排列的脈沖對角線矩陣。對應(yīng)本征脈沖矩陣的第一對角線元素的脈沖{Λs(1)}11有最多的能量，且對應(yīng)沿對角線向下的元素的脈沖具有的能量逐減減少。另外，當(dāng)SNR低到灌水導(dǎo)致一些頻率區(qū)段沒有能量，則能量首先從最小本征脈沖中去除。因此，在較低的SNR，一個或多個本征脈沖可能沒有能量。這樣的好處在于在較低的SNR，編碼和調(diào)制通過正交子信道數(shù)目的減少而經(jīng)簡化。然而，為了接近信道容量，必須為每個本征脈沖分開編碼和調(diào)制。
頻域內(nèi)奇異值的隨機(jī)排序形式還可以進(jìn)一步簡化編碼和調(diào)制(即為了避免對本征脈沖矩陣的每個元素分開的編碼和調(diào)制的復(fù)雜性)。在隨機(jī)排序形式中，對于每個頻率區(qū)段，奇異值的排序是隨機(jī)的，而不是基于其大小的。該隨機(jī)排序可以導(dǎo)致在所有本征脈沖中大致相等的能量。當(dāng)SNR低到導(dǎo)致頻率區(qū)段內(nèi)無能量，則這些區(qū)段在本征模式間大致相等平均地被擴(kuò)展，使得非零能量的本征脈沖數(shù)獨(dú)立于SNR而相同。在高SNR處，隨機(jī)排序形式的好處在于所有的本征脈沖具有大致相等的能量，其中對不同的本征模式不需要分開的編碼和調(diào)制。
如果MIMO信道響應(yīng)是頻率選擇性的(即對于不同的k值H(k)的值不同)，則矩陣Λ(λ)內(nèi)的本征脈沖是時間彌散的。在該情況下，產(chǎn)生的接收到的碼元序列 有符號間串?dāng)_(ISI)，它一般需要均衡以提供高性能。另外，由于λ(k)中的奇異值為實，則λ‾^(k)=λ‾(k)E‾λ(k)]]>的元素也為實，且矩陣Λ(1)內(nèi)的本征脈沖顯示混疊的共軛對稱特性。如果采取步驟避免該時域混疊(例如通過使用FFT長度NF，它充分大于估計的信道沖擊響應(yīng)矩陣 內(nèi)的非零采樣)，則本征脈沖矩陣在延時變量上共軛對稱，即Λ(λ)＝Λ*(-λ)。
均衡器322接收被接收的碼元向量 并實現(xiàn)空時均衡以導(dǎo)出恢復(fù)的碼元向量(n)，該向量是對發(fā)送的碼元向量s(n)的估計。均衡在以下詳述?；謴?fù)的碼元向量(n)然后被提供給RX數(shù)據(jù)處理器162a。
在RX數(shù)據(jù)處理器162a內(nèi)，碼元解映射元素332根據(jù)與為在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)處的碼元使用的調(diào)制方案互補(bǔ)的解調(diào)方案(例如M-PSK、M-QAM)而對(n)內(nèi)的每個恢復(fù)的碼元解調(diào)。從碼元解映射元件332來的已解調(diào)數(shù)據(jù)然后由解交織器334經(jīng)解交織，經(jīng)解交織的數(shù)據(jù)進(jìn)一步由解碼器336經(jīng)解碼以獲得解碼后的比特 它是發(fā)送的信息比特bi的估計。解交織和解碼以與在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)處相應(yīng)的交織和編碼互補(bǔ)的方式實現(xiàn)。例如，Turbo解碼器或Viterbi解碼器可以用于解碼器336，如果在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)處相應(yīng)地實現(xiàn)Turbo或卷積編碼。
最小均方誤差(MMSE)均衡如等式(10)示出，接收到碼元向量 的等價信道有Λ(λ)的沖擊響應(yīng)(即單位采樣響應(yīng))，它是本征脈沖的對角線矩陣以及λ(f)的對應(yīng)頻率響應(yīng)。 的匹配濾波器接收機(jī)然后包括與Λ(λ)的脈沖響應(yīng)匹配的濾波器。該種匹配濾波器會有ΛH(-1)的沖擊響應(yīng)以及λ′(f)的頻率響應(yīng)，這可以表示為λ‾′(f)=Σ1=-∞∞Λ‾H(l)ej2×f1]]>公式(11) 的等價信道端到端頻率響應(yīng)以及其匹配濾波器可以給出為Ψ(f)＝λ(f)λ′(f)。
ψ(f)的端到端頻率響應(yīng)可以經(jīng)頻譜分解為假設(shè)濾波器和其匹配濾波器。該假設(shè)濾波器會有Γ(λ)的因果沖擊響應(yīng)，其中Γ(λ)＝0，對于λ＜0，以及γ(f)的頻率響應(yīng)。假設(shè)濾波器的端到端頻率響應(yīng)以及其匹配濾波器是(定義上)等于等效信道和其匹配濾波器的端到端頻率響應(yīng)，即γ(f)γH(f)＝ψ(f)。
對于以下的分析，可以定義等效的信道模型以有白噪聲頻譜。這可以通過應(yīng)用帶有頻率響應(yīng)矩陣的噪聲白化濾波器實現(xiàn)，(γH(f))+＝(γ(f)γH(f))-1γ(f)，這是對接收到的匹配濾波器的輸出的γH(f)Moore-Penrose逆。信道的總頻率響應(yīng)(帶有λ(f)的頻率響應(yīng))、匹配濾波器(λ′(f)的頻率響應(yīng))以及噪聲白化濾波器((γH(f))+的頻率響應(yīng))可以表示為λ(f)λ′(f)(γH(f))+＝ψ(f)(γH(f))+＝γ(f) 公式(12)對應(yīng)頻率響應(yīng)γ(f)的沖擊響應(yīng)Γ(λ)是對角線矩陣。
圖4A是基于等價信道模型導(dǎo)出的最小均方誤差線性均衡器(MMSE-LE)414。接收到的碼元向量 由(假設(shè))白化匹配濾波器412經(jīng)濾波以提供經(jīng)濾波的碼元向量 白化匹配濾波器412實現(xiàn)為 匹配濾波加噪聲白化的雙功能，且響應(yīng)為λ′(f)(γH(f))+。經(jīng)濾波的碼元向量 是等效信道模型的輸出，且可以表示為r‾~(n)=Σλ=0LΓ‾(λ)s‾(n-λ)+z‾(n)=Γ‾‾s‾‾(n)+z‾~(n),]]>公式(13)其中 為NR×(L+1)NT塊結(jié)構(gòu)的矩陣，它表示對于采樣的信道白化本征脈沖的矩陣Γ(λ)序列，且可以表示為Γ‾‾=Γ‾(0)Γ‾(1)ΛΓ‾(L),]]>且 是調(diào)制碼元的L+1個向量序列，且可以表示為s‾‾(n)=s‾(n)s‾(n-1)Ms‾(n-L)]]> 的每個向量包括多達(dá)NT個碼元，且向量內(nèi)的每個碼元與矩陣 內(nèi)的本征脈沖的一個相關(guān)聯(lián)。 (即Γ(0)、Γ(1)、Λ、Γ(L))的塊均為對角線的。
當(dāng)接收機(jī)輸入噪聲為白色，且功率頻普密度為N0I時，噪聲向量 有自相關(guān)函數(shù) 這可以表示為 公式(14)其中 由于 的右本征向量的矩陣V(k)序列均為酉矩陣，則對于每個k值，VH(k)V(k)＝I。結(jié)果是，vv(m)是序列VH(k)V(k)的反FFT，給出為
vv(m)＝Iδ(m) 公式(15)其中δ(m)是單位采樣序列，這可以表示為 噪聲向量 在白化的匹配濾波器有自相關(guān)函數(shù) 后，可以表示為 公式(16)MMSE-LE計算在時間n處發(fā)送的碼元向量s(n)的初始估計 這是通過經(jīng)濾波的碼元向量 序列和2K+1個NT×NR加權(quán)矩陣M(λ)的矩陣卷積實現(xiàn)的，如下s‾~(n)=Σλ=-KKM‾(λ)r‾~(n-λ)=Mr~‾‾(n)]]>公式(17)其中M‾‾=M‾(-K)ΛM‾(0)M‾(k)]]>K是確定均衡器延時程度的參數(shù)，以及β‾‾(on)=β‾(on+K)Mβ‾(on)Mβ‾(on-K)]]>加權(quán)矩陣M(λ)的序列被選用最小化均方誤差，這可以表示為ε＝E{eH(n)e(n)}公式(18)其中誤差e(n)可以表示為e‾(n)=s‾(n)-s‾~(n)]]>公式(19)MMSE解可以被稱為加權(quán)矩陣序列M(1)，它滿足以下線性限制 公式(20)其中 是NR×NR空時相關(guān)矩陣序列。矩陣 可以表示為 公式(21)其中 由等式(14)到(16)給出。
對于空間和時間不相關(guān)的噪聲， 在該情況下， 和ΓT(-m)內(nèi)的所有非對角線項為零，且M(λ)內(nèi)所有非對角線項也為零，這導(dǎo)致均衡器系數(shù)的去耦合的方程組。因此，方程(20)內(nèi)的線性限制可以簡化如下 公式(22)其中r是矩陣 的秩。
方程(20)可以進(jìn)一步表示為 或 公式(23)其中 是Toeplitz塊，帶有塊j，k，由 給出且Γ‾‾=0‾(K-L)NRxNTΓ‾(L)Γ‾(L-1)MΓ‾(0)0‾KNRxNT]]>其中0m×n為m×n為零的矩陣。
對于MMSE-LE，對應(yīng)時域加權(quán)矩陣M(λ)(-L≤λ≤L)的頻率響應(yīng)矩陣m(f)可以通過對M(λ)進(jìn)行矩陣傅立葉變換而導(dǎo)出，如下m‾(f)=Σλ=-LLM‾(λ)e-j2πλf]]>公式(24)由于M(λ)是對角線的，所以頻率響應(yīng)矩陣m(f)也是對角線的。
如圖4A示出的，經(jīng)濾波的碼元向量 提供給MMSE-LE 414，且基于頻率響應(yīng)矩陣m(f)經(jīng)均衡以導(dǎo)出碼元向量 它是發(fā)送的碼元向量s(n)的估計。因為在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)系統(tǒng)處實現(xiàn)的脈沖成形，則 內(nèi)的接收到碼元序列是正交的且加權(quán)矩陣M(λ)對于MMSE-LE為對角線矩陣。因此，NR個 內(nèi)的接收到碼元序列的每個可以獨(dú)立地由MMSE-LE經(jīng)均衡，這可以大大簡化接收機(jī)處理。
為了確定與碼元估計 相關(guān)的SNR，首先推導(dǎo)無偏最小均方誤差估計。對于初始碼元估計 如上導(dǎo)出，E[s‾~(n)|s‾(n)]=M‾‾E[r‾~(n)|s‾(n)]]]>=[M‾(-K)Γ‾‾s‾‾(n+K)+Λ+M‾(0)Γ‾‾s‾‾(n)+Λ+M‾(K)Γ‾‾s‾‾(n-K)]]]>公式(25)
其中對噪聲取期望。如果假設(shè)調(diào)制碼元在時間上不相關(guān)，則在以上所有碼元間干擾上取期望(所有發(fā)送的信號分量不在時間n處發(fā)送)。則期望可以表示為E[s‾~(n)|s‾(n)]=M‾‾E[r‾‾~(n)|s‾(n)]]]>=[M‾(0)Γ‾(0)+M‾(-1)Γ‾(1)+...+M‾(-L)Γ‾(L)]s‾(n)]]>=M‾‾Γ‾‾s‾(n)]]>=Gs‾(n)]]>公式(26)其中 當(dāng)噪聲空間和時間不相關(guān)，則M(λ)(-K≤λ≤K)為對角線的，則G為NT×NT對角線。
在來自其它空間子信道的干擾上取平均后，來自第i個發(fā)送天線在時間n處的信號平均值可以表示為E[s~i(n)|si(n)]=giisi(n)]]>公式(27)其中g(shù)ii是G的第i個對角線元素(gii為標(biāo)量)，且 是初始碼元估計 的第i個元素。
通過定義D‾G-1=diag(1/g11,1/g22,Λ,1/gNTNT)]]>公式(28)發(fā)送碼元向量s(n)在時間n處的無偏碼元估計 可以表示為s‾^(n)=DG-1s‾~(n)=DG-1M‾‾r~‾‾(n)]]>公式(29)與無偏碼元估計(n)相關(guān)聯(lián)的誤差協(xié)方差矩陣可以表示為 I‾-D‾G-1G‾-G‾D‾G-1+D‾G-1GD‾G-1]]>對于空間和時間不相關(guān)的噪聲情況，D‾G-1=G‾-1,]]>所以在該情況下，W＝G-1-I。
與在第i個發(fā)射天線上發(fā)送的碼元的無偏估計i(n)相關(guān)聯(lián)的SNR可以最終表示為SNRi=1wii=gii1-gii]]>公式(31)
在圖4A內(nèi)，等效信道模型內(nèi)的白化匹配濾波器412被提供以簡化MMSE-LE的導(dǎo)出。在實際實現(xiàn)中，當(dāng)MMSE-LE經(jīng)適應(yīng)以最小化均方誤差時，白化匹配濾波器的響應(yīng)(自動)包含在MMSE-LE的響應(yīng)中。
圖4B是MMSE-LE 322a的實施例框圖，這是圖3的均衡器322的實施例。開始時，矩陣H和 可以首先基于接收到的導(dǎo)頻和/或數(shù)據(jù)傳輸而被估計。加權(quán)矩陣 然后根據(jù)等式(23)經(jīng)計算。
在MMSE-LE 322a內(nèi)，來自RX MIMO處理器160的接收到碼元向量 由乘法器422預(yù)乘加權(quán)矩陣 以形成發(fā)送的碼元向量s(n)的初始估計 如等式(17)示出。初始估計 進(jìn)一步由乘法器424左乘以對角線矩陣DG-1以形成發(fā)送的碼元向量s(n)的無偏估計(n)，如上式(29)所示。無偏估計(n)包括恢復(fù)的碼元向量，由MMSE-LE提供給RX數(shù)據(jù)處理器162。
恢復(fù)的碼元向量(n)還被提供給CSI處理器428，它為MIMO信道導(dǎo)出CSI。例如，CSI處理器428可以根據(jù)等式(31)估計第i個恢復(fù)的碼元序列的SNR?；謴?fù)的碼元序列的SNR包括報告回發(fā)射機(jī)單元的CSI的一部分。
恢復(fù)的碼元向量(n)進(jìn)一步提供給自適應(yīng)處理器426，該處理器426然后基于等式(23)和(28)相應(yīng)導(dǎo)出加權(quán)矩陣 和對角線矩陣DG-1。
判決反饋均衡連同寬帶本征模式傳輸一起使用的判決反饋均衡器(DFE)形成發(fā)送碼元向量s(n)在時間n處的初始估計 這可以表示為s‾~(n)=Σλ=-K10M‾f(λ)r‾~(n-λ)+Σλ=1K2M‾b(λ)s‾((n-λ)]]>公式(32)其中1(n)是等式(13)給出的經(jīng)濾波的調(diào)制碼元的向量； 是重新調(diào)制后的碼元向量(即經(jīng)解調(diào)然后再經(jīng)調(diào)制的碼元)；Mf(λ)，-K1≤λ≤0是(K1+1)-NT×NR前饋系數(shù)矩陣序列；以及Mb(λ)，1≤λ≤K2，是K2-NT×NR反饋系數(shù)矩陣序列。
等式(32)還可以表示為s‾~(n)=M‾‾fr‾‾~(n)+M‾‾bs‾‾((n)]]>公式(33)其中
M‾‾f=M‾f(-K1)M‾f(-K1+1)LM‾f(0)]]>M‾‾b=M‾b(1)M‾b(2)LM‾b(K2);]]>s‾‾((n)s‾((n-1)s‾((n-2)Ms‾((n-K2);]]>以及β‾‾(on)=β‾(on+K1)β‾(on+K1-1)Mβ‾(on)]]>如果MMSE準(zhǔn)則被用于確定前饋和反饋系數(shù)矩陣，則可以使用最小化均方誤差的 和 的解，ε＝E{eH(n)e(n)}，其中誤差e(n)表示為e‾(n)=s‾~(n)-s‾(n)]]>公式(34)前饋濾波器的MMSE解Mf(λ)，對于-K1≤λ≤0，由以下線性約束確定Σs=-K10M‾f(1)[Σi=0-1Γ‾(i)Γ‾H(i+1-m)+N0I‾δ(1-m)]=Γ‾H(-m)]]>公式(35)且還可以表示為 公式(36)其中Γ‾‾~=0‾(K1-L)NRxNTΓ‾~(L)Γ‾~(L-1)MΓ‾~(0),]]>且 是(K1+1)NR×(K1+1)NR的矩陣，由NR×NR個塊組成。在 內(nèi)的第(i，j)個塊給出為 公式(37)反饋濾波器的MMSE解可以表示為M‾b(λ)=-Σi=-K10M‾f(i)Γ‾(λ-i),]]>對于1≤λ≤K2=-M‾‾fΓ^‾‾^,]]>公式(38)其中
Γ‾‾^^=[Γ^‾‾1Γ^‾‾2LΓ^‾‾L0‾(K1+1)NR×(K2-L)NT],]]>以及Γ^‾‾λ=0‾(K1-L+λ)NR×NTΓ‾(L)MΓ‾(λ)]]>由于矩陣Γ(λ)對于0≤λ≤L是對角線的，則從等式(36)，前饋濾波器系數(shù)矩陣Mf(λ)，對于-K1≤λ≤0也是對角線的。接著反饋濾波器系數(shù)矩陣Mb(λ)，對于1≤λ≤K2也是對角線的。
前饋濾波器和反饋濾波器分別具有頻率響應(yīng)矩陣mf(f)和mb(f)，這給出為m‾f(f)=Σλ=-K10M‾f(λ)e-j2πλf,]]>以及m‾b(f)=Σλ=1K2M‾b(λ)e-j2πλf]]>公式(39)圖5A是基于等價信道模型導(dǎo)出的判決反饋均衡器。接收到的碼元向量 由(假設(shè)的)白化匹配濾波器512濾波以提供濾波后的碼元向量 向量 由帶有頻率響應(yīng)mf(f)的反饋濾波器514進(jìn)一步濾波。來自前饋濾波器514的輸出與來自反饋濾波器518的輸出經(jīng)求和器516相加以導(dǎo)出碼元向量 該向量 還被提供給碼元判決元件520以導(dǎo)出經(jīng)重新調(diào)制的碼元向量 這表示碼元估計 檢測到的碼元。經(jīng)重新調(diào)制的碼元向量可以通過以下導(dǎo)出(1)對碼元向量 解調(diào)，可能對已解調(diào)數(shù)據(jù)解碼并重新編碼，并基于對應(yīng)于選定的調(diào)制方案的信號星座圖重新調(diào)制已解調(diào)數(shù)據(jù)或重新編碼數(shù)據(jù)。重新調(diào)制的碼元向量 然后由反饋濾波器518用頻率響應(yīng)mb(f)經(jīng)濾波，然后濾波器518的輸出被提供給加法器516。
將等式(38)代入等式(32)，并假設(shè)完美的判決(即s‾((n)=s‾(n)]]>)，則初始碼元估計 可以表示為s‾~(n)=M‾‾fΓ‾‾~s‾(n)+M‾‾fz‾‾~(n)]]>公式(40)其中 為了確定與初始碼元估計 相關(guān)的SNR，通過找到送的碼元向量的條件均值，從判決反饋均衡器首先導(dǎo)出無偏最小均方誤差估計(類似于上述的MMSE-LE)
E[s‾~(n)|s‾(n)]=M‾‾fr‾‾~s‾(n)=G‾dfes‾(n)]]>公式(41)其中 接著， 的第i個元素的均值 可以表示為E[s~i(n)|si(n)]=gdfe,iisi(n)]]>其中，gdfe，ii是Gdfe的第i個對角線元素。
為了形成無偏碼元估計(n)，類似于上述對MMSE-LE進(jìn)行的描述，一對角線矩陣其元素是Gdfe的對角線元素的逆，首先被定義為D‾Gdfe-1=diag(1/gdfe,11,1/gdfe,22,Λ,1/gdfe,NTNT)]]>公式(42)無偏估計(n)可以表示為s^‾(n)=D‾Gdfe-1s‾~(n)=D‾Gdfe-1(M‾‾fr‾‾~(n)+M‾‾bs‾‾((n))]]>=D‾Gdfe-1M‾‾f(Γ‾‾~s‾(n)+z‾~(n))]]>公式(43)產(chǎn)生的誤差協(xié)方差矩陣給出為 =I‾-D‾Gdfe-1G‾dfe-G‾dfeHD‾Gdfe-1+D‾Gdfe-1G‾dfeD‾Gdfe-1]]>公式(44)與在第i個發(fā)射天線上發(fā)送的碼元的無偏估計i(n)相關(guān)的SNR可以表示為SNRi=1wdfe,ii=gdfe,ii1-gdfe,ii]]>公式(45)圖5B是判決反饋均衡器322b的實施例框圖，這是圖3的均衡器322的另一實施例。在判決反饋均衡器322b內(nèi)，來自RX MIMO處理器160的接收到碼元向量 由前饋濾波器534濾波，該濾波器可以實現(xiàn)上述的MMSE技術(shù)或一些其它的線性空間均衡技術(shù)。加法器536然后將來自前饋濾波器534的輸出與來自反饋濾波器538的估計失真分量組合以提供無偏碼元估計 該估計大致去除了失真分量。開始時，估計的失真分量為零，且碼元估計 簡單地是來自濾波器534的輸出。對于加法器536的初始估計 然后由乘法器540乘以矩陣DGdfe-1以提供發(fā)送的碼元向量s(n)的無偏估計(n)。無偏估計(n)包括提供給RX數(shù)據(jù)處理器162的恢復(fù)后碼元向量。
在RX數(shù)據(jù)處理器162內(nèi)，碼元解映射元件332(在圖3內(nèi))為恢復(fù)后的碼元向量(n)提供解調(diào)數(shù)據(jù)。解調(diào)的數(shù)據(jù)然后被提供給DFE 322b內(nèi)的碼元映射元件216x，且經(jīng)調(diào)制以提供重新調(diào)制后的碼元向量 或者，解調(diào)過的碼元可以經(jīng)解碼、重新編碼并提供給碼元映射元件216x。重新調(diào)制后的碼元是從發(fā)射機(jī)發(fā)送的調(diào)制碼元s(n)的估計。重新調(diào)制碼元向量 被提供給反饋濾波器538，該濾波器對碼元向量進(jìn)行濾波以導(dǎo)出估計的失真分量。反饋濾波器538可以實現(xiàn)線性空間均衡器(例如線性橫向均衡器)。
對于DFE技術(shù)，重新調(diào)制的碼元用于導(dǎo)出已經(jīng)檢測到的碼元生成的失真估計。如果重新調(diào)制的碼元無誤差經(jīng)導(dǎo)出(或最小誤差經(jīng)導(dǎo)出)，則失真分量可以準(zhǔn)確地經(jīng)估計，且可以有效地抵消由已經(jīng)檢測到的碼元產(chǎn)生的碼間串干擾。前饋濾波器534和反饋濾波器538實現(xiàn)的處理一般同時經(jīng)調(diào)整以最小化恢復(fù)的碼元內(nèi)的碼間串?dāng)_的均方誤差(MSE)。
DFE和MMSE技術(shù)由S.L.Ariyavistakul等人在論文中進(jìn)一步詳細(xì)說明，題為“Optimum Space-Time Processors with Dispersive InterferenceUnifiedAnalysis and Required Filter Span”，IEEE通信雜志，1999年7月，Vol.7，No.7，在此引入作為參考。
最大似然序列估計有碼間串?dāng)_(ISI)的信道的最大似然序列估計(MLSE)通過形成用于維特比算法的路徑度量集合而實現(xiàn)，給定觀察到的接收到信號，該算法搜索最可能發(fā)送的序列。MLSE進(jìn)一步由drew J.Viterbi和Jim K.Omura在“Principles ofDigital Communication and Coding”中詳細(xì)描述，McGraw-Hill，1979，在此引入作為參考。
在未經(jīng)本征模式分解而正交化的寬帶MIMO信道上使用MLSE因為信道狀態(tài)空間的過高維數(shù)因而是不實際的。維特比均衡器為MIMO信道實現(xiàn)最大似然序列估計，有MrL個狀態(tài)，其中M是碼元字母的大小，r≤NT是獨(dú)立發(fā)送的數(shù)據(jù)流數(shù)目，且L是信道存儲器。例如，在簡單的情況下，例如使用QPSK(M＝4)，帶有四個獨(dú)立數(shù)據(jù)流(r＝4)且信道有一個碼元(L＝1)的存儲器，維特比均衡器有28個狀態(tài)(即44·1＝28)。
連同維特比MLSE一起使用時域本征模式分解大大減少了維特比均衡器的狀態(tài)空間。在該情況下，接收到的碼元流可以被獨(dú)立地均衡，所以狀態(tài)空間大小現(xiàn)在在獨(dú)立數(shù)據(jù)流r的數(shù)目，即rML上為線性的。對于先前示例，狀態(tài)空間會減少到24(即4·41＝24)。
MLSE方法的目的是選擇碼元向量sm(n)的發(fā)送序列，能最大化度量Km=Σn{2Re[β‾oH(n)Γ‾‾s‾‾m(n)]-s‾‾mH(n)Γ‾‾HΓs‾‾m(n)}]]>公式(46)由于組成 的塊Γ(1)是對角線的，則Km可以被表示為r個度量之和，每個度量與一個MIMO信道的時域本征模式相關(guān)聯(lián)Km=Σi=1rκm(i)]]>公式(47)其中κm(i)=Σnμmi(n)]]>公式(48)以及μmi(n)=2Re[ri~(n)Σλ=0Lsm,i*(n-λ)Γii*(λ)]]]>-Σλ=0LΣj=0Lsm,i*(n-λ)sm,i(n-j)Γ*(λ)Γ(j)]]>公式(49)序列度量km(i)形式上與和有碼間串?dāng)_的SISO信道的MLSE相關(guān)的序列度量相同。因此，本領(lǐng)域內(nèi)已知的MLSE維特比均衡可以應(yīng)用于單個接收到的碼元流均衡，如下。
在維特比算法內(nèi)在第n級處的接收到碼元流i的路徑度量可以給出為Mi(n)=μmi(n)+Mi(n-1)]]>公式(50)當(dāng)接收到采樣n時，(1)與每個可能的發(fā)送碼元sm，i(n)相關(guān)的μmi(n)的值為在采樣時間n-1處碼元流i相關(guān)的ML個狀態(tài)的每個計算，以及(2)為每個狀態(tài)計算Mi(n)的M個值，每個與sm，i(n)的每個可能值相關(guān)聯(lián)。然后在采樣時間n為每個狀態(tài)選擇Mi(n)的最大值，且與該最大值相關(guān)聯(lián)的序列被選作在該狀態(tài)的存活序列。
當(dāng)發(fā)生路徑合并事件時可以聲明序列判決，即當(dāng)所有的存活序列在公共先前狀態(tài)處合并時。或者，序列判決可以在固定延時處發(fā)生路徑截短時聲明序列判決，這可以被用于在沒有發(fā)射合并事件時強(qiáng)迫選擇。
以上描述了幾種不同類型的均衡器，包括MMSE-LE、DFE和MLSE。這些均衡器的每個可用于均衡接收到的碼元以提供恢復(fù)的碼元，這些碼元是發(fā)送碼元的估計。還可以使用其它類型的均衡器，且在本發(fā)明范圍內(nèi)。通過由本征模式分解對接收到的碼元流進(jìn)行正交化，接收到的碼元流可以獨(dú)立地經(jīng)均衡，這可以(1)大大減少選用的均衡器的復(fù)雜度，和/或(2)從而能使用否則將會是不實際的其它類型均衡器。
在此描述的發(fā)送和接收數(shù)據(jù)的技術(shù)可以在各個無線通信系統(tǒng)內(nèi)實現(xiàn)，包括但不限于MIMO和CDMA系統(tǒng)。這些技術(shù)還可以用于前向鏈路和/或反向鏈路。
在此描述的在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處處理數(shù)據(jù)傳輸?shù)募夹g(shù)可以由各個裝置實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可以以硬件、軟件或其組合實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，用于在發(fā)射機(jī)處(例如對數(shù)據(jù)編碼和調(diào)制，導(dǎo)出發(fā)射機(jī)的脈沖成形矩陣，對調(diào)制碼元進(jìn)行預(yù)調(diào)整等)或在接收機(jī)處(例如導(dǎo)出接收機(jī)脈沖成形矩陣，對接收到的采樣進(jìn)行預(yù)調(diào)整，對接收到的碼元進(jìn)行均衡，對恢復(fù)的碼元進(jìn)行解調(diào)和解碼等)實現(xiàn)各個信號處理步驟的元件，這可以在以下元件中實現(xiàn)一個或多個應(yīng)用專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理設(shè)備(DSPD)、可編程邏輯設(shè)備(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、用于實現(xiàn)上述功能的其它電子單元，或以上組合。
對于軟件實現(xiàn)，在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的每個處的一些或所有信號處理步驟可以用實現(xiàn)上述功能的模塊(例如過程、函數(shù)等)實現(xiàn)。軟件代碼可以存儲在存儲器單元內(nèi)(例如圖1的存儲器132和172內(nèi))，并由處理器(例如控制器130和170)執(zhí)行。存儲器單元可以在處理器內(nèi)或處理器外部實現(xiàn)，外部實現(xiàn)情況需要通過領(lǐng)域內(nèi)已知的各種裝置通信耦合到處理器。
標(biāo)題在此用于參考，幫助定位一些部分。這些標(biāo)題不是為了限制在此描述的原理范圍，這些原理可以應(yīng)用到整個說明的其他部分。
上述優(yōu)選實施例的描述使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能制造或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是顯而易見的，這里定義的一般原理可以被應(yīng)用于其它實施例中而不使用創(chuàng)造能力。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實施例，而要符合與這里揭示的原理和新穎特征一致的最寬泛的范圍。
權(quán)利要求
1.一種在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)發(fā)送數(shù)據(jù)的方法，其特征在于包括根據(jù)一個或多個編碼方案對數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼以為在MIMO信道內(nèi)的多個傳輸信道提供編碼后的數(shù)據(jù)；根據(jù)一個或多個調(diào)制方案對編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流；部分基于MIMO信道的估計的響應(yīng)導(dǎo)出脈沖成形矩陣；基于脈沖成形矩陣對多個調(diào)制碼元流預(yù)調(diào)整以導(dǎo)出多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號；以及在MIMO信道上發(fā)送多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括為MIMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；以及將估計的信道響應(yīng)矩陣進(jìn)行分解以獲得本征向量矩陣的第一序列和奇異值矩陣的第二序列，以及其中脈沖成形矩陣是基于矩陣的第一和第二序列而導(dǎo)出。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于估計的信道響應(yīng)矩陣在頻域內(nèi)給出，且在頻域內(nèi)分解。
4.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于估計的信道響應(yīng)矩陣基于奇異值分解而被分解。
5.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于估計的信道響應(yīng)矩陣包括多個本征模式，且其中與奇異值相關(guān)的低于一特定閥值的本征模式不被選擇用于數(shù)據(jù)傳輸。
6.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于第二序列內(nèi)的每個矩陣內(nèi)的奇異值經(jīng)隨機(jī)排序，使得估計的信道響應(yīng)矩陣的本征模式與大致相等的發(fā)射功率相關(guān)。
7.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于還包括基于奇異值的矩陣的第二序列，導(dǎo)出第三矩陣序列，所述序列帶有指明分配給估計的信道響應(yīng)矩陣的本征模式的發(fā)射功率的值；以及其中，脈沖成形矩陣是基于矩陣的第一和第三序列被導(dǎo)出。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于第三矩陣序列基于灌水分析而導(dǎo)出。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于脈沖成形矩陣包括多個時域值序列，且其中預(yù)調(diào)整是在時域內(nèi)通過將多個調(diào)制碼元流與脈沖成形矩陣卷積而實現(xiàn)。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于脈沖成形矩陣包括多個頻域值，且其中預(yù)調(diào)整在頻域內(nèi)通過將多個經(jīng)轉(zhuǎn)換的調(diào)制碼元流與脈沖成形矩陣相乘而實現(xiàn)。
11.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于脈沖成形矩陣被導(dǎo)出以通過將更多的發(fā)射功率分配到帶有較高的信號對噪聲加干擾比(SNR)的傳輸信道而最大化容量。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于脈沖成形矩陣被導(dǎo)出以為多個調(diào)制碼元流提供大致相等的接收到的信號對噪聲加干擾比(SNR)。
13.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于對每個傳輸信道使用分開的編碼和調(diào)制方案。
14.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于對所有的傳輸信道使用共同的編碼和調(diào)制方案。
15.一種方法，用于在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)中發(fā)送數(shù)據(jù)，其特征在于包括根據(jù)一個或多個編碼方案對數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼以為在MIMO信道內(nèi)多個傳輸信道提供編碼后的數(shù)據(jù)；根據(jù)一個或多個調(diào)制方案對編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流；為MIMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量的矩陣的第一序列以及奇異值矩陣的第二序列；基于奇異值的矩陣的第二序列，導(dǎo)出第三矩陣序列，所述序列帶有指明分配給估計的信道響應(yīng)矩陣的本征模式的發(fā)射功率的值；基于第一和第三矩陣序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣；基于脈沖成形矩陣對多個調(diào)制碼元流進(jìn)行預(yù)調(diào)整以導(dǎo)出多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號；以及在MIMO信道上發(fā)送多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號。
16.通信耦合到數(shù)字信號處理設(shè)備(DSPD)的存儲器，所述數(shù)字信號處理設(shè)備能解釋數(shù)字信號以根據(jù)一個或多個編碼方案對數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼以為在MIMO信道內(nèi)多個傳輸信道提供編碼后的數(shù)據(jù)；根據(jù)一個或多個調(diào)制方案對編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流；部分基于MIMO信道的估計的響應(yīng)導(dǎo)出脈沖成形矩陣；以及基于脈沖成形矩陣對多個調(diào)制碼元流預(yù)調(diào)整以導(dǎo)出多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號用于在MIMO信道上傳輸。
17.一種在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)接收數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆椒?，其特征在于包括為用于?shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量矩陣的第一序列；基于矩陣的第一序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣；以及基于脈沖成形矩陣對多個接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整以獲得多個接收到的碼元流。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于預(yù)調(diào)整是基于時域脈沖成形矩陣在時域內(nèi)實現(xiàn)的。
19.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于預(yù)調(diào)整在頻域內(nèi)實現(xiàn)，其特征在于包括將多個接收到的信號轉(zhuǎn)換到頻域；將經(jīng)轉(zhuǎn)換的接收到信號與頻域脈沖成形矩陣相乘以導(dǎo)出多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號；以及將多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號轉(zhuǎn)換到時域以獲得多個接收到的碼元流。
20.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于預(yù)調(diào)整正交化了多個接收到的碼元流。
21.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于還包括對多個接收到的碼元流進(jìn)行均衡，以導(dǎo)出多個恢復(fù)的碼元流。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于均衡對每個接收到的碼元流分開進(jìn)行。
23.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于均衡是基于最小均方誤差線性均衡器(MMSE-LE)而實現(xiàn)。
24.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于均衡是基于判決反饋(DFE)均衡器而實現(xiàn)。
25.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于均衡是基于最大似然序列估計(MLSE)均衡器而實現(xiàn)。
26.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于還包括根據(jù)一個或多個解調(diào)方案對多個恢復(fù)的碼元流進(jìn)行解調(diào)以提供多個已解調(diào)數(shù)據(jù)流；以及根據(jù)一個或多個解碼方案對多個已解碼數(shù)據(jù)流解碼以提供解碼后數(shù)據(jù)。
27.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于還包括導(dǎo)出信道狀態(tài)信息(CSI)，所述CSI包括估計的信道響應(yīng)矩陣以及MIMO信道的多個傳輸信道的信號對噪聲和干擾比(SNR)；以及將CSI發(fā)送回數(shù)據(jù)傳輸?shù)陌l(fā)射機(jī)。
28.一方法，用于在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)接收數(shù)據(jù)傳輸，其特征在于為用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；分解估計的信道響應(yīng)矩陣，以獲得本征向量矩陣的第一序列；基于矩陣的第一序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣；基于脈沖成形矩陣對接收到的多個信號預(yù)調(diào)整以獲得多個接收到的碼元流；對多個接收到的碼元流進(jìn)行均衡以導(dǎo)出多個經(jīng)恢復(fù)的碼元流；根據(jù)一個或多個解調(diào)方案對多個恢復(fù)的碼元流進(jìn)行解調(diào)，以提供多個已解調(diào)的數(shù)據(jù)流；以及根據(jù)一個或多個解碼方案對多個解調(diào)數(shù)據(jù)流解碼以提供解碼后的數(shù)據(jù)。
29.通信耦合到數(shù)字信號處理設(shè)備(DSPD)的存儲器，所述數(shù)字信號處理設(shè)備能解釋數(shù)字信號以為用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量矩陣的第一序列；基于矩陣的第一序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣；以及基于脈沖成形矩陣對多個接收到的信號預(yù)調(diào)整以獲得多個接收到的碼元流。
30.在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)的發(fā)射機(jī)單元，其特征在于包括TX數(shù)據(jù)處理器，用于根據(jù)一個或多個編碼方案對數(shù)據(jù)編碼以為MIMO信道內(nèi)的多個傳輸信道提供編碼后的數(shù)據(jù)，并且根據(jù)一個或多個調(diào)制方案對編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流；TX MIMO處理器，用于部分基于MIMO信道估計的響應(yīng)導(dǎo)出脈沖成形矩陣，并基于脈沖成形矩陣對多個調(diào)制碼元流預(yù)調(diào)整以提供了多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號；以及一個或多個發(fā)射機(jī)，用于在MIMO信道上調(diào)整并發(fā)送多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號。
31.如權(quán)利要求30所述的發(fā)射機(jī)單元，其特征在于TX MIMO處理器進(jìn)一步用于為MIMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣，分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量矩陣的第一序列以及奇異值矩陣的第二序列，并基于矩陣的第一和第二序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣。
32.如權(quán)利要求31所述的發(fā)射機(jī)單元，其特征在于TX MIMO處理器進(jìn)一步用于在頻域內(nèi)使用奇異值分解來分解估計的信道響應(yīng)矩陣。
33.如權(quán)利要求31所述的發(fā)射機(jī)單元，其特征在于TX MIMO處理器進(jìn)一步用于基于奇異值矩陣的第二序列導(dǎo)出一些值的矩陣的第三序列，所述值指明分配給估計的信道響應(yīng)矩陣的本征模式的發(fā)射功率，并基于矩陣的第一和第三序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣。
34.多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)裝置，其特征在于包括一裝置，用于根據(jù)一個或多個編碼方案對數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼以為在MIMO信道內(nèi)多個傳輸信道提供編碼后的數(shù)據(jù)；一裝置，用于根據(jù)一個或多個調(diào)制方案對編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流；一裝置，用于部分基于MIMO信道的估計的響應(yīng)提供脈沖成形矩陣；一裝置，用于基于脈沖成形矩陣對多個調(diào)制碼元流預(yù)調(diào)整以導(dǎo)出多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號；以及一裝置，用于在MIMO信道上發(fā)送多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號。
35.一用于多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)中的數(shù)字信號處理器，其特征在于包括一裝置，用于根據(jù)一個或多個編碼方案對數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼以為在MIMO信道內(nèi)多個傳輸信道提供編碼后的數(shù)據(jù)；一裝置，用于根據(jù)一個或多個調(diào)制方案對編碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制以提供多個調(diào)制碼元流；一裝置，用于部分基于MIMO信道的估計的響應(yīng)提供脈沖成形矩陣；一裝置，用于基于脈沖成形矩陣對多個調(diào)制碼元流預(yù)調(diào)整以導(dǎo)出多個經(jīng)預(yù)調(diào)整的信號。
36.在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)的接收機(jī)單元，其特征在于包括RX MIMO處理器，用于為用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣，分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量矩陣的第一序列，并基于矩陣的第一序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣，并基于脈沖成形矩陣對多個接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整以獲得多個接收到的碼元流；以及RX數(shù)據(jù)處理器，用于根據(jù)一個或多個解調(diào)方案對多個接收到的碼元流進(jìn)行解調(diào)，并根據(jù)一個或多個解碼方案對多個已解調(diào)數(shù)據(jù)流進(jìn)行解碼以提供解碼后數(shù)據(jù)。
37.如權(quán)利要求36所述的接收機(jī)單元，其特征在于所述RX MIMO處理器包括均衡器，用于均衡多個接收到的碼元流以提供多個恢復(fù)的碼元流；以及其中RX數(shù)據(jù)處理器用于對多個恢復(fù)的碼元流解調(diào)并解碼以提供解碼后的數(shù)據(jù)。
38.如權(quán)利要求37所述的接收機(jī)單元，其特征在于均衡器是最小均方誤差線性均衡器(MMSE-LE)。
39.如權(quán)利要求37所述的接收機(jī)單元，其特征在于均衡器是判決反饋(DFE)均衡器。
40.如權(quán)利要求37所述的接收機(jī)單元，其特征在于均衡器是最大似然序列估計(MLSE)均衡器。
41.如權(quán)利要求37所述的接收機(jī)單元，其特征在于所述均衡器用于分開對每個接收到的碼元流均衡。
42.在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)的接收機(jī)裝置，其特征在于包括一裝置，用于為用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；一裝置，用于分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量矩陣的第一序列；一裝置，用于基于矩陣的第一序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣；以及一裝置，用于基于脈沖成形矩陣對多個接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整以獲得多個接收到的碼元流。
43.在多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)內(nèi)一數(shù)字信號處理器，其特征在于包括一裝置，用于為用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腗IMO信道確定估計的信道響應(yīng)矩陣；一裝置，用于分解估計的信道響應(yīng)矩陣以獲得本征向量矩陣的第一序列；一裝置，用于基于矩陣的第一序列導(dǎo)出脈沖成形矩陣；以及一裝置，用于基于脈沖成形矩陣對多個接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整以獲得多個接收到的碼元流。
全文摘要
一種技術(shù)，用于處理在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處的數(shù)據(jù)傳輸。在一方面，提供時域?qū)崿F(xiàn)，該實現(xiàn)使用頻域奇異值分解和“灌水”以在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)處導(dǎo)出脈沖成形和波束操縱解。在發(fā)射機(jī)處實現(xiàn)奇異值分解以確定MIMO信道的本征模式(即空間子信道)并導(dǎo)出用于“預(yù)調(diào)整”調(diào)制碼元的第一操縱向量集合。奇異值分解還在接收機(jī)處實現(xiàn)以導(dǎo)出用于對接收到的信號進(jìn)行預(yù)調(diào)整的第二操縱向量集合，使得在接收機(jī)處恢復(fù)正交碼元流，這可以大大簡化接收機(jī)處理。灌水分析用于更優(yōu)化地將總可用發(fā)送功率分配到本征模式，分配的發(fā)射功率然后可以確定為每個本征模式要使用的數(shù)據(jù)速率和編碼以及調(diào)制方案。
文檔編號H04L25/03GK1618194SQ02827797
公開日2005年5月18日 申請日期2002年12月3日 優(yōu)先權(quán)日2001年12月7日
發(fā)明者J·W·凱淳, M·華萊士, S·J·海華德, J·R·沃爾頓 申請人:高通股份有限公司