專利名稱：基于zf的自適應異步接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于以數(shù)據(jù)速率1/T發(fā)送數(shù)據(jù)序列的接收機，其中所述的數(shù)據(jù)序列是來自以與數(shù)據(jù)速率1/T異步的時鐘速率1/Ts進行采樣的接收序列中，該接收機包括-自適應均衡器，用于發(fā)送來自所述接收序列中的均衡序列，所述均衡器工作在時鐘速率1/Ts上，并具有通過控制環(huán)路由控制矢量序列控制的均衡器系數(shù)矢量；-采樣速率轉換器，用于將所述均衡序列轉換成等價的輸入序列以在數(shù)據(jù)速率1/T上提供給誤差生成器；-誤差生成器，用于發(fā)送來自所述輸入序列和誤差序列中的數(shù)據(jù)序列以在控制環(huán)路內(nèi)使用。
本發(fā)明還涉及一種數(shù)字系統(tǒng)，它包括用于通過信道發(fā)送數(shù)字序列的發(fā)射機和用于從所述信道提取所述數(shù)字序列的接收機，其中所述接收機是如上所述的接收機。
本發(fā)明還涉及一種用于所述接收機的均衡器自適應方法。并最終涉及一種用于這種接收機的計算機程序產(chǎn)品和一種用于承載所述計算機程序的信號。
本發(fā)明應用于在數(shù)字傳輸和記錄系統(tǒng)內(nèi)使用的各種異步接收機。在諸如DVR(數(shù)字視頻記錄)系統(tǒng)的光記錄系統(tǒng)內(nèi)尤其有用。
背景技術：
美國專利US 5 999 355描述了一種異步接收機，例如在開篇中描述的一種異步接收機。根據(jù)所引用的專利，均衡器是抽頭間距為Ts秒的抽頭延時線(有限脈沖響應濾波器)，并且根據(jù)傳統(tǒng)的LMS(最小均方)算法來控制該均衡器。也就是說，通過把抽頭序列與合適的誤差序列進行相關來產(chǎn)生均衡器抽頭值的更新。傳統(tǒng)的LMS技術通常應用于同步接收機，其中誤差和抽頭序列的采樣率相同，并且相位同步。因此，在所引用的專利中描述的異步接收機包括至少兩個設備以使誤差和抽頭序列具有相同的采樣率并且相位同步。后一條件意味著誤差序列內(nèi)的任何延時都應當通過相應地延時抽頭序列來匹配。上述兩個設備包括一個逆采樣率轉換(ISRC)，用于將數(shù)據(jù)速率1/T上的同步誤差序列轉換為采樣速率1/Ts的等同誤差序列，和延時裝置，用于提供均衡器抽頭序列的延時形式以匹配在均衡器輸出中均衡誤差序列的形成過程中產(chǎn)生的“往返行程”延時。這個“往返行程”延時是不能精確地推出的，因為SRC和逆SRC都引入了隨時間改變的延時。匹配延時代表“往返行程”延時的預期值或平均值?！巴敌谐獭焙推ヅ溲訒r之間的差異將導致自適應方案得到一個錯誤的解。此外，因為匹配延時不必是整數(shù)個碼元間隔Ts，匹配延時的實現(xiàn)可能需要某種形式的內(nèi)插。這增加了系統(tǒng)的復雜性。逆SRC也增加了復雜性，所以自適應相關電路的整體復雜性遠遠大于同步的基于LMS的自適應。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種克服上述缺點的基于迫零(ZF)技術、使用可選自適應拓撲的異步接收機。與現(xiàn)有的基于LMS方案相比，本發(fā)明以很低的復雜性來允許接近最佳的自適應性能。
根據(jù)本發(fā)明，提供一種如開篇所述的接收機，其中控制環(huán)路包括-控制信息生成裝置，用于從誤差序列和數(shù)據(jù)序列中以數(shù)據(jù)速率1/T導出同步控制矢量序列；和-時間內(nèi)插裝置，用于從所述同步控制矢量序列中導出控制矢量序列。
使用用于控制均衡器抽頭自適應的ZF技術避免了匹配延時以及ISRC的使用。因而，所獲得的方案在本質(zhì)上與同步ZF方案同樣簡單，甚至比同步的基于LMS的方案更簡單。然而，性能卻可以與基于LMS的方案媲美。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，時間內(nèi)插裝置包括一組執(zhí)行零階內(nèi)插的鎖存器。使用鎖存器的可能性基于這一認識控制環(huán)路鎖生成的抽頭設置僅緩慢地波動，并且幅度很小。因此，可以使用非常簡單的裝置來精確地予以重新采樣。一組鎖存器足以從同步域轉換到異步域。
根據(jù)本發(fā)明的另一種實施例，控制環(huán)路還包括空間轉換裝置，用于將在控制環(huán)路內(nèi)生成的初始給定T-間隔序列轉換成等價的Ts-間隔序列，以便在控制環(huán)路輸出上的控制矢量序列的抽頭是Ts間隔的?？刂菩盘栐谕接蛑猩伞Ｒ虼?，它們涉及控制T-間隔均衡器。因為均衡器在采樣速率1/Ts上工作，所以它實際上具有Ts時間單元的抽頭間隔。因而，本發(fā)明提供了用于將T-間隔信息轉換成Ts-間隔信息的空間轉換裝置。


根據(jù)下面參考附圖的描述，本發(fā)明以及可被選擇用來實現(xiàn)本發(fā)明的附加特征將是顯而易見的，在附圖中圖1是圖示在數(shù)字傳輸和記錄系統(tǒng)內(nèi)使用的普通異步接收機拓撲的功能方框圖；圖2是圖示根據(jù)本發(fā)明的接收機拓撲的功能方框圖；圖3是圖示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的接收機拓撲的功能方框圖；圖4是圖示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的接收機拓撲的功能方框圖；圖5是圖示根據(jù)本發(fā)明第三實施例的接收機拓撲的功能方框圖；圖6是圖示根據(jù)本發(fā)明第四實施例的接收機拓撲的功能方框圖；圖7是圖示根據(jù)本發(fā)明第五實施例的接收機拓撲的功能方框圖；圖8是圖示根據(jù)本發(fā)明的數(shù)字系統(tǒng)的示意方框圖。
附圖的詳細描述下面的描述涉及參考符號。相同的功能實體在所有的附圖中通常用相同的方框標記來表示。當用數(shù)字表示參考符號來指示功能塊時，一個功能塊的第一個數(shù)字可以不同于另一個相同功能塊的第一數(shù)字，從而區(qū)分功能塊的多個實施例。在這種情況下，第一數(shù)字通常是指圖示該實施例的圖。舉一個例子，執(zhí)行空間轉換功能的同一功能塊在圖4中稱作42，在圖7中稱作72，從而區(qū)分在圖4和圖7中分別圖示的空間轉換功能的兩個不同實施例。另外，我們也將根據(jù)習慣用帶下劃線的符號表示矢量，符號k和n是指采樣速率分別為1/T和1/Ts的序列。例如，根據(jù)習慣，標記ak是指采樣速率1/T的標量序列，標記Sn是指采樣速率1/Ts的矢量序列。矢量的長度將用符號N來表示，并將表示該符號的下標用于該矢量。因此，例如，矢量Sn的長度表示為Ns。
圖1圖示用于數(shù)字傳輸和記錄系統(tǒng)的異步基帶接收機的普通拓撲。該接收機從所接收的信號r(t)中以數(shù)據(jù)速率1/T生成數(shù)據(jù)序列ak。將所接收的信號r(t)提供給模擬低通濾波器LPF，其主要功能是抑制帶外噪聲。由模數(shù)轉換器ADC將LPF的輸出數(shù)字化，它工作在與數(shù)據(jù)速率1/T異步的、晶體控制自由運行的采樣速率1/Ts上，該速率對于防止混疊已經(jīng)足夠高。將ADC輸出提供給均衡器EQ，均衡器EQ用于調(diào)節(jié)碼間干擾和噪聲。均衡器工作在與數(shù)據(jù)速率1/T異步的采樣速率1/Ts上。采樣速率轉換器SRC生成等價的同步輸出，用作比特檢測器DET的輸入以發(fā)送數(shù)據(jù)速率ak。SRC構成在圖1中未明確圖示的定時恢復環(huán)路的一部分。在圖1中分別用符號1/Ts和1/T來表示異步和同步時鐘域。
為了克服系統(tǒng)參數(shù)的各種變化，均衡器EQ通常需要是自適應的。為此，由誤差生成電路EFC從比特檢測器DET提取誤差信息，并用于通過控制模塊CTL來控制(更新)均衡器抽頭。誤差信息出現(xiàn)在同步(1/T)時鐘域內(nèi)，而控制必須處于異步(1/Ts)域內(nèi)。在兩者之間，需要逆采樣速率轉換器ISRC。實際上，均衡器通常是抽頭間隔Ts秒的抽頭延時線(有限脈沖響應濾波器)。
現(xiàn)有的異步自適應技術基于LMS(最小均方)算法。使用LMS，通過把抽頭序列與合適的誤差序列進行互相關來推導出均衡器抽頭的更新信息。為此，抽頭和誤差信號需要在采樣速率和相位上都是同步的。第一個條件通過ISRC來滿足。第二個條件需要在互相關之前通過相應地延時抽頭信號來匹配SRC、比特檢測器、誤差形成電路和ISRC的總延時。ISRC和延時匹配都使技術解決方案復雜化。而且，因為SRC和ISRC延時隨著時間變化的特性，延時匹配也可能是不準確的。因此，自適應性能可能會降低。
圖2圖示根據(jù)本發(fā)明的接收機包括克服了上述缺點的自適應拓撲。在圖2中僅圖示了一部分數(shù)據(jù)接收機，即與數(shù)字均衡器自適應有關的部分。具體而言，未圖示控制采樣速率轉換器(SRC)和時間內(nèi)插裝置(TI)的接收機的定時恢復子系統(tǒng)。該接收機包括自適應均衡器(EQ)、采樣速率轉換器(SRC)和檢測器(DET)，以便從所接收的輸入序列rn中生成數(shù)據(jù)速率ak。均衡器的自適應基于迫零(ZF)技術，例如在1996年由Kluwer Academic Publishers出版的J.W.M.Bergmans的“數(shù)字基帶傳輸和記錄(Digital Baseband Transmissionand Recording)”中所描述的，標記為[ref]。這些技術的關鍵點在于通過把自適應(控制)環(huán)路的上述誤差序列ek和數(shù)據(jù)序列ak或等價的比特判決的已濾波形式vk＝(a*h)k進行互相關，來推導出抽頭更新信息，其中hk是在[ref]第8章中所描述的合適脈沖響應，符號‘*’表示線性卷積。因為誤差和數(shù)據(jù)序列都與數(shù)據(jù)速率1/T是同步的，所以推導更新信息不需要ISRC。而且，因為兩個序列是同時生成的，延時匹配幾乎無足輕重。與LMS中相同，通過一組積分器從抽頭更新信息中推導出抽頭數(shù)值。為了使自適應環(huán)路閉合，需要一個時基轉換器來將該組輸出從同步時鐘域轉換到異步時鐘域。
在圖2中，rn表示通過定期采樣記錄信道的諸如模擬重放信號而獲得的序列。在自由運行的時鐘速率1/Ts上執(zhí)行采樣，該速率1/Ts通常不同于數(shù)據(jù)速率1/T。序列rn通過具有Ts間隔抽頭wn的均衡器EQ以在其輸出上生成一個均衡序列yn。均衡器EQ是一個FIR(有限脈沖響應)橫向濾波器，但是也可以是包含線性組合器的任何均衡器。均衡器的用途是使(諸如記錄)信道的響應整形為規(guī)定的目標響應，并調(diào)節(jié)噪聲頻譜。均衡器EQ之后是采樣速率轉換器SRC，用于將Ts間隔的均衡序列yn轉換成等價的T間隔序列xk，將在包括比特檢測器DET的誤差生成器21的輸入上提供所述T間隔序列xk。T間隔輸入序列xk理想上與信道數(shù)據(jù)序列ak的數(shù)據(jù)速率1/T同步。由比特檢測器生成信道比特ak的估計值k。假設比特檢測器生成正確的判斷，則數(shù)據(jù)速率和估計值k是相同的。有時候，比特錯誤并不明顯影響系統(tǒng)的性能?？蛇x擇地，在傳輸開始時，預確定的數(shù)據(jù)序列(通常稱作前沿碼)可以先于實際的數(shù)據(jù)以便使初始的自適應是基于這個預確定數(shù)據(jù)序列的副本，該預確定的數(shù)據(jù)序列可以在數(shù)據(jù)接收機內(nèi)在沒有任何比特錯誤的情況下本地合成。實際上，通常在這個所謂的“數(shù)據(jù)協(xié)助”操作模式中執(zhí)行自適應的初始階段，一旦自適應環(huán)路已經(jīng)收斂就切換到圖2所示的“判決引導”操作模式。盡管在圖2中未明確圖示，但是將理解本說明書也涉及上述“數(shù)據(jù)協(xié)助”操作模式。圖2的其余部分圖示了用于使用根據(jù)本發(fā)明的ZF技術來自適應地更新均衡器抽頭系數(shù)矢量序列wn的控制環(huán)路機制。在該控制環(huán)路中涉及的所有數(shù)字操作都可以例如通過執(zhí)行合適計算機程序的微處理器來實現(xiàn)。兩塊之間的粗箭頭表示矢量信號傳輸，而細箭頭表示標量信號。
因此，控制環(huán)路包括-控制信息生成裝置，用于從誤差序列ek和數(shù)據(jù)序列ak中以數(shù)據(jù)速率1/T獲得同步控制矢量序列Zk；和-時間內(nèi)插裝置TI，用于從所述同步控制矢量序列Zk中獲得控制矢量序列Sn。
在圖2中，控制矢量序列Sn直接控制均衡器，即與Sn簡單一致的均衡器抽頭矢量序列Sn。
控制信息生成裝置生成的同步控制矢量序列Zk由一組Nz積分器22構成，其輸入從向量積ekVk中獲得，其中Vk是包括Nv參考序列的參考矢量序列。通過下述方法獲得這個參考矢量序列，在移位寄存器SR執(zhí)行串并轉換以形成參考序列vk之后的矢量序列Vk之前，通過將數(shù)據(jù)序列ak提供給濾波器H以形成一個參考序列vk，所述濾波器H的脈沖響應hk是可用于優(yōu)化自適應特定的一個設計自由度(參見[ref]第8章)。下面詳細描述ZF均衡器自適應方案。
標記為zkj的積分器22輸出上的變量遵循下述等式zk+1j=zkj+μΔkj,j=0,...,Nz-1---(1)]]>其中-zkj是第j個積分器在時間k上的輸出；μ是確定閉環(huán)時間常數(shù)的小標量因子(通常稱作步長)；-Δkj是在迭代k上的抽頭誤差估計值；和-Nz是積分器數(shù)量。
根據(jù)ZF方案，估計值Δkj通過下式給出Δkj=ek-Dvk-j=ek-D(a^*h)k-j---(2)]]>其中-ek是SRC輸出和所希望的檢測器輸入dk＝(a*g)k(的延時形式)之間的誤差，其中-gk是用于均衡器自適應的(濾波器G)的目標響應；-vk是數(shù)據(jù)序列ak(估計值)的已濾波形式；-hk是合適的脈沖響應(參見[ref]，第8章)；-D是取決于系統(tǒng)內(nèi)其它延時的合理延時。這個延時的目的是在時間上校準誤差信號ek和序列vk。
如在[ref]中第8章更詳細地解釋的，在一些情況下，D可以是負值。在這些情況下，可以將(正)延時-D應用于參考序列vk，而不是將(負的，并且因此是非物理的)延時D應用于ek。為了完整性，應當指出所描述的等式(2)和圖2僅僅是根據(jù)誤差序列ek和數(shù)據(jù)序列ak推導出抽頭誤差估計值Δkj的各種可能的方式之一。例如，可以強烈量化兩個序列ek和(*h)k-j之一以便簡化實施方式，并且可以通過選擇更新機制來替換等式(2)中的相乘。
圖2圖示每T秒(同步域)更新積分器輸出上的同步控制矢量序列Zk，而均衡器系數(shù)矢量Wn需要每Ts秒更新一次，因為均衡器工作在異步域內(nèi)。通過用于從積分器組輸出上的同步控制矢量序列Zk中以采樣速率1/Ts推導出異步控制矢量序列Sn的時間內(nèi)插裝置TI來執(zhí)行必要的時基轉換。因為抽頭數(shù)值對于兩個采樣速率僅緩慢地變化，因此例如可以通過執(zhí)行零階內(nèi)插的一組鎖存器以最簡單的可能方式來執(zhí)行時間內(nèi)插。因此，異步迫零均衡基本上和同步均衡一樣簡單。這與LMS不同，LMS在其同步形式中已經(jīng)比ZF復雜得多，其中異步增加了非常多的開銷。盡管簡單，但是如果通過合理地設計，ZF環(huán)路的性能也接近于其LMS對應物的性能。還存在一個問題。均衡器的抽頭間隔是Ts秒，即它用于在Ts秒的步驟中延時輸入序列以獲得Ts秒的抽頭間隔，從而獲得連續(xù)抽頭信號，然后將這些抽頭信號與通過系數(shù)矢量序列Wn定義的加權wnj，j＝1，...，Nw線性地組合。然而，該組積分器輸出上的控制矢量序列sn與T間隔均衡器相關，即sn連續(xù)的分量sj，j＝1，...，Ns原則上是指用于抽頭間隔T的均衡器的加權因子。這個T秒的標稱抽頭間隔和Ts秒的實際抽頭間隔之間的差異不僅在均衡器固定的穩(wěn)態(tài)解決方案方面而且在環(huán)路效率降低方面導致自適應性能上的降低。因此，圖2的拓撲主要適合于接近同步的應用，例如1/Ts和1/T彼此接近的應用，差值最好小于20-40％。在許多的實際系統(tǒng)內(nèi)符合這一條件，例如在用于硬盤驅動器的大多數(shù)信道IC(集成電路)中。
為了能夠在大范圍的應用中使用本發(fā)明，推薦圖2中所描述方案的一種改進。根據(jù)這種改進，控制環(huán)路還包括空間轉換裝置，用于從在時間內(nèi)插裝置輸出上的異步控制矢量序列Sn中推導出均衡器系數(shù)矢量序列Wn。這導致將在控制環(huán)路內(nèi)生成的初始T間隔序列轉換成用于控制均衡器系數(shù)矢量Wn的等價Ts間隔序列。在圖3中，使用符號SI表示這些空間轉換裝置。因為更新變量snj描述T-間隔均衡器的系數(shù)，必須將這個T間隔信息轉換成Ts間隔信息。這需要由空間內(nèi)插器模塊SI執(zhí)行的在系數(shù)sj上的內(nèi)插。因此，更新標量sj是底層時間連續(xù)均衡器濾波器的T-間隔采樣，其脈沖響應表示為w(t)，即sj＝w(jT)，j＝1，...，Ns。假設w(t)可用，我們將必須在位置ti＝i×Ts上對其重新采樣，其中i＝0，...，Nw-1，從而生成必需的均衡器系數(shù)wi＝w(i×Ts)。在此，變量t并未表示時間而是位置，假設連續(xù)的數(shù)值來自某個間隔(濾波器的跨距)。在同樣的意義上，i是與時間無關的位置索引，即ti完全由i來確定，并不隨時間改變。然而，因為僅w(t)的T間隔采樣即sj可用，所以必須使用這些采樣的內(nèi)插來生成Ts間隔的標量wi。
內(nèi)插最簡單的一種形式是線性內(nèi)插，從計算的觀點來看很有吸引力，但是也可以考慮其它形式的內(nèi)插，例如甚至更簡單的最近相鄰內(nèi)插。同樣可以將重新采樣的位置ti＝i×Ts表示為ti＝(mi+ci)T，其中0≤ci≤1，并且 ci=iTsT-mi.---(3)]]>因為ci在0和1之間變化，所以ti在miT和(mi+1)T之間變化，w(t)在w(miT)=sim]]>和w((mi+1)T)=sim+1]]>之間變化。根據(jù)一種線性內(nèi)插的方法，然后將位置ti上的w(t)的數(shù)值計算為wi=w(ti)=(1-ci)×smi+ci×smi+1---(4)]]>借助于等式(4)，圖3的空間內(nèi)插器SI將鎖存器輸出上的T間隔抽頭sj轉換成表示均衡器抽頭的Ts間隔抽頭設置wi。為了執(zhí)行這一轉換，它必須知道或估計如等式(3)所表示的信道比特率與采樣率的比值Ts/T。然而，這個比值的估計值已經(jīng)可以在圖3的采樣率轉換器SRC內(nèi)獲得。SRC在時間tk＝kT上重新采樣Ts間隔序列yn，可以將其重新表示為tk＝(mk+μk)Ts。在存在相位誤差時，連續(xù)的采樣時刻之間的差值根據(jù)tk-tk-1＝T+τkT隨著T的標稱值而改變，其中τk是重新構建的T-間隔時鐘內(nèi)的相位誤差。然后，我們獲得下述等式
(mk-mk-1)+(μk-μk-1)=TTs+τkTTs---(5)]]>控制SRC的定時恢復環(huán)路用于將相位誤差的平均值迫零。因此，公式(5)左側的量值平均值將固定在T/Ts的實際值上或者線性內(nèi)插所需比值的倒數(shù)上。
等式(4)的轉換方案相對簡單，然而從實施的立場來看可能不是最佳的。一種原因在于它涉及更復雜的多比特數(shù)字的相乘。通過將內(nèi)插濾波器的系數(shù)ci量化成較少數(shù)量的比特，可以將其放松到某種程度，但是也可以實現(xiàn)更簡單的方案。通過在鎖存器和積分器之前執(zhí)行空間轉換，基本上是“返回”ZF更新算法，來產(chǎn)生這些方案。這導致圖4的普通拓撲。
在圖4的拓撲中，通過分數(shù)(fractional)延時裝置42執(zhí)行空間轉換，所述裝置通過將Ts時間單元步長的延時施加給數(shù)據(jù)序列ak的濾波形式，從數(shù)據(jù)序列ak獲得Ts間隔的參考矢量序列Vk。從誤差序列ek和參考矢量序列Vk獲得的同步控制矢量序列Zk具有Nz系數(shù)zj(j＝0，...，Nz-1)，現(xiàn)在它的間隔為Ts秒，而在圖3中為T秒。這是因為在圖4的拓撲中，通過分數(shù)延時裝置42在同步時域內(nèi)執(zhí)行空間轉換。分數(shù)延時裝置42可以包括一個線性矩陣M，它通過將比特判決 轉換成用于形成異步均衡器抽頭更新的適當變量來執(zhí)行空間內(nèi)插和數(shù)字濾波操作。矩陣M工作在移位寄存器SR的輸出上，由其對比特流 執(zhí)行串并轉換。這種拓撲是非常普通的，它可以適用于任意的目標響應和任意形式的內(nèi)插。
因此，將說明如何在不影響接收機性能的情況下在圖4的接收機拓撲內(nèi)的初始級上執(zhí)行(4)的空間轉換。在迭代k+1上，使用在時間內(nèi)插操作之前的速率1/T上的迭代，我們根據(jù)等式(4)獲得wk-1i=(1-ci)×zk+1mi+ci×zk+1mi+1,i=0,...,Nw-1---(6)]]>使用(1)和(6)，因為wk+1i=(1-ci)×(zkmi+μΔkmi)+ci×(zkmi+1+μΔkmi+1]]>=wki+μ×((1-ci)×Δkmi+ci×Δkmi+1)---(7)]]>等式(7)所涉及的操作依然比等式(4)復雜。然而，等式(7)可以被進一步修改以降低復雜性。為了最終使用等式(2)。為了使表達式很短，在下文中將D設置為零。將該表達式用于等式(7)中的Δkj，我們得到wk+1i=wki+μ×ek×((1-ci)×vk-mi+ci×vk-mi-1)---(9)]]>為了容易計算Δkj而通常進行的一種簡化是用sgn(vk)代替vk，在此運算符sgn(x)表示提取變量x的符號的操作。在許多應用中，特別注意在光記錄接收機中，通常如此選擇脈沖響應hk以使 這隱含假設了檢測器不產(chǎn)生任何判斷誤差，因此 在(8)中，用sgn(vk)＝ak的普通替換中，偶爾的比特誤差不會影響隨后的結果以及系統(tǒng)性能，我們得到簡化的更新wk+1i=wki+μ×ek×((1-ci)×ak-mi+ci×ak-mi-1)]]>=wki+μ×ek×αi---(9)]]>因為ak∈{-1，1}，在不需要乘法的情況下可以根據(jù)簡單的邏輯來計算等式(9)中的量值αi=(1-ci)×ak-mi+ci×ak-mi-1]]>通過將αi重新撰寫如下，這將是顯而易見的。
αi=ak-mi+ci×(ak-mi-1-ak-mi)=]]> 而且，因為Nw是固定的，如果在自適應的整個過程中比值Ts/T基本上保持恒定，即在CLV(恒定線速度)模式中或者在CAV(恒定角速度)模式中所述比值基本上保持恒定，如果相應地調(diào)整采樣速率，則可以為每個索引提供數(shù)值mi和ci的表格。因此，也可以提供四進制變量αi的數(shù)值的表格。
圖5和圖6圖示了圖4的普通拓撲內(nèi)的分數(shù)延時裝置42的兩種不同的實施例。這兩種實施例涉及兩種不同情況，即分別對應于Ts＞T的欠采樣情況和Ts＜T的過采樣情況。在每種情況下考慮等式(9)的方案的含義。
圖5涉及欠采樣的情況，這是實際上更感興趣的情況，因為采樣設備均衡器和SRC工作在低于信道比特率1/T的速率1/Ts上。對于包括旋轉磁盤的記錄系統(tǒng)而言，在更高的旋轉速度上這可能尤其有利。我們舉DVR系統(tǒng)作為例子。因為DVR通道的截止頻率大約為1/3T，信息無損采樣基本上降低到奈奎斯特速率2/3T。因為計算的復雜性，考慮等式(9)內(nèi)插方案的可能簡化。這可以通過用sgn(αi)替換等式(9)中的αi，根據(jù)下式通過ci來確定這個符號 這有效地產(chǎn)生最近采樣算法，也稱作最近相鄰內(nèi)插，為其將等式(9)中的系數(shù)更新降低到誤差ek與信息比特ak-Ji的相關值，其中盡可能靠近ti＝iTs地為JiT選擇Ji。
即Ji=argmink|kT-iTs|---(12)]]>只要ci≈0.5和ak-mi≠ak-mi-1，在等式(11)中就存在不確定性。在這種情況下，iTs介于miT和(mi+1)T之間，基于一個來選擇另一個將導致ZF系數(shù)更新中的符號翻轉。這說明sgn(ai)在那種情況下基本上不傳送控制信息。為了避免所產(chǎn)生的梯度噪聲，對于ci≈0.5來說，應當在不存在轉變的情況下調(diào)整系數(shù)更新，即應當有效地使用三進制量值 所獲得的更新均衡器系數(shù)的算法與它的同步ZF算法同樣簡單。在圖5中圖示了所獲得的拓撲。圖4中的特殊情況是線性矩陣M簡化為執(zhí)行等式(11)和(13)操作的選擇器SEL。選擇器由變量mi和ci控制，其中i＝0，...，Nw-1，所述變量由計算器CAL提供，它又由通過SRC獲得的T/Ts的值提供。計算器執(zhí)行等式(3)所述的操作。
在欠采樣的情況下，再次參見圖3的拓撲，抽頭間隔T秒的sn具有比抽頭間隔Ts秒的wn更多的系數(shù)。因此，所使用的積分器22的數(shù)量大于均衡器的抽頭數(shù)量Nw。通過在積分器級之前執(zhí)行空間轉換，如圖4所示，積分器輸入上的變量變成Ts間隔的，積分器的數(shù)量減少到Nw，這與硬件的節(jié)約有關。
圖6涉及過采樣的情況，這是一個較不實際的數(shù)值，尤其對于將其頻譜限制到低于奈奎斯特頻率的光記錄頻道來說。然而，在某些情況下，例如為了克服在光記錄系統(tǒng)中在磁盤讀出過程中信道比特率的變化(在CAV模式中)，必須過采樣重放信號。當過采樣重放信號時，或者Ts＜T時，T間隔控制矢量序列的空間轉換需要內(nèi)插。
在諸如數(shù)字記錄的應用中，線性內(nèi)插將很好地執(zhí)行。然而，不能確保簡單形式的內(nèi)插(例如最近相鄰內(nèi)插)很好地工作，尤其在很高的過采樣速率上。在圖6中圖示了在過采樣情況下分數(shù)延時裝置42的最佳實施方式。實際上是用等式(10)表示的線性內(nèi)插的實現(xiàn)方式。系數(shù)選擇器CSEL的目的是從檢測器輸出序列中選擇出所希望的內(nèi)插ak-mi和ak-mi-1，假設由計算器CAL使用等式(3)來計算所述變量mi。隨后，將所有的i＝0，...，Nw-1的內(nèi)插收集成一個矢量，然后將其與矩陣Q相乘以生成等式(10)中的變量αi。矩陣Q具有Nw行和L列，其中L是內(nèi)插矢量的長度。標記為Qi的Q的每行正好具有兩個非零單元 其中ni＝0，...，L-2。圖6中的矩陣乘法僅是概念性的，因為如等式(10)所示，不需要任何乘法也可以計算αi。因此，所獲得的在過采樣情況下用于ZF異步均衡器更新的算法幾乎與欠采樣情況下的算法一樣簡單。
根據(jù)本發(fā)明的另一種具體實施例，如圖7所示，分數(shù)延時裝置72包括-離散時間濾波器 用于濾波數(shù)據(jù)序列ak，以便濾波器輸出 類似于目標濾波器輸出dk；和-分數(shù)移位寄存器(FSR)，用于將Ts時間單元步長的延時施加給離散時間濾波器輸出 根據(jù)這種實施例，如圖7所示，在兩個步驟中生成參考矢量序列Vk。第一步驟執(zhí)行離散時間濾波操作，其中將ak提供給濾波器 其脈沖響應 類似于目標響應gk(或者，可選擇地，類似于信道的采樣脈沖響應)。將這個濾波器的輸出表示為 因為它類似于所希望的檢測器輸入dk。在許多種可能的情況中，對兩種 的選擇感興趣 其中d→k=dk,]]>和 其中d→k=ak.]]>在這兩種情況下，在圖4的拓撲中已經(jīng)可以獲得 所以不需要為了計算它添加任何硬件。由標記為FSR的方框執(zhí)行的圖7的拓撲中的第二步驟向 提供Ts秒步長的延時以獲得參考矢量序列的近似形式Vk。分數(shù)延時的合成需要內(nèi)插。因為 將具有有限的帶寬，所以諸如最近相鄰(零階)和線性內(nèi)插的簡單形式的內(nèi)插將很好地執(zhí)行。通常并不需要更高階的內(nèi)插。
圖8圖示根據(jù)本發(fā)明的包括圖1至7之一所示接收機的一種系統(tǒng)的例子。該系統(tǒng)例如可以是數(shù)字記錄系統(tǒng)。它包括記錄器81，用于在記錄載體82上記錄數(shù)字序列83；和接收機84，用于從所述記錄載體中讀取所記錄的序列85。記錄載體82例如是一張光盤。
在這里，附圖及其描述僅是說明性的，而不能限制本發(fā)明。顯然存在許多種落入權利要求書保護范圍的可選實施方式。在這一方面，總結如下存在許多種利用硬件或軟件或兩者之組合來實現(xiàn)功能的方式。在這一點上，附圖是示意性的，每幅圖僅代表本發(fā)明的一種可能的實施例。因此，盡管附圖將不同的功能圖示為不同的方框，這絕不排除執(zhí)行多個功能的單一硬件或軟件。同時，也不排除由一組硬件或軟件或其組合來執(zhí)行一種功能。
權利要求
1.一種從以時鐘速率1/Ts采樣的接收序列(rn)中以數(shù)據(jù)速率1/T發(fā)送數(shù)據(jù)序列(ak)的接收機，所述時鐘速率1/Ts與數(shù)據(jù)速率1/T異步，該接收機包括-自適應均衡器(EQ)，用于發(fā)送來自所述接收序列(rn)的已均衡序列(yn)，所述均衡器工作在時鐘速率1/Ts上，并具有通過控制環(huán)路由控制矢量序列(Sn)控制的均衡器系數(shù)矢量(Wn)；-采樣速率轉換器(SRC)，用于將所述已均衡序列(yn)轉換成等價的輸入序列(xk)以用于在數(shù)據(jù)速率1/T上提供給誤差生成器(21)；-誤差生成器(21)，用于發(fā)送來自所述輸入序列(xk)的數(shù)據(jù)序列(ak)和誤差序列(ek)以供在控制環(huán)路內(nèi)使用；其中所述控制環(huán)路包括-控制信息生成裝置(22，42，72，21)，用于從誤差序列(ek)和數(shù)據(jù)序列(ak)中導出在數(shù)據(jù)速率1/T上的同步控制矢量序列(Zk)；和-時間內(nèi)插裝置(TI)，用于從所述同步控制矢量序列(Zk)中導出控制矢量序列(Sn)。
2.如權利要求1所要求保護的接收機，其中所述時間內(nèi)插裝置(TI)包括零階內(nèi)插裝置。
3.如權利要求2所要求保護的接收機，其中所述零階內(nèi)插裝置至少包括一個鎖存器。
4.如權利要求1至3所要求保護的接收機，其中控制環(huán)路還包括空間轉換轉置(SI；42；72)，用于將在控制環(huán)路內(nèi)生成的給定的初始T-間隔序列轉換成等價的Ts-間隔序列以便控制所述均衡器系數(shù)矢量(Wn)。
5.如權利要求4所要求保護的接收機，其中所述空間轉換裝置(SI；42；72)被設置用于執(zhí)行線性內(nèi)插。
6.如權利要求4所要求保護的接收機，其中所述空間轉換裝置(SI；42；72)被設置用于執(zhí)行最近相鄰內(nèi)插。
7.如權利要求4-6所要求保護的接收機，其中所述空間轉換裝置包括空間內(nèi)插裝置(SI)，用于從時間內(nèi)插裝置(TI)的輸出上的控制矢量序列(Sn)中導出均衡器系數(shù)矢量(Wn)。
8.如權利要求4至6所要求保護的接收機，其中所述空間轉換裝置(SC)包括分數(shù)延時裝置(42；72)，用于通過將步長為Ts時間單元的延時施加給數(shù)據(jù)序列(ak)的濾波形式，從數(shù)據(jù)序列(ak)導出Ts-間隔的參考矢量序列(Vk)，并且其中從誤差序列(ek)和所述參考矢量序列(Vk)導出所述同步控制矢量序列(Zk)。
9.如權利要求8所要求保護的接收機，其中誤差生成器(21)包括-具有目標響應的比特檢測器(DET)，用于接收輸入序列(xk)和用于發(fā)送數(shù)據(jù)序列(ak)；-目標濾波器(G)，用于接收所述數(shù)據(jù)序列(ak)和發(fā)送目標濾波器輸出(dk)，所述目標濾波器具有區(qū)別所述目標響應的脈沖響應(gk)；和-比較裝置(+)，用于比較所述目標濾波器輸出(dk)與所述輸入序列(xk)以獲得誤差序列(ek)；所述分數(shù)延時裝置(72)，包括-離散時間濾波器(^G)，用于濾波數(shù)據(jù)序列(ak)，以使所述數(shù)據(jù)序列的濾波形式(^dk)類似于所述目標濾波器輸出(dk)；和-分數(shù)移位寄存器(FSR)，用于將步長為Ts時間單元的延時施加給所述數(shù)據(jù)序列的所述濾波形式(^dk)。
10.如權利要求1至9中任一權利要求所要求保護的接收機，用于在數(shù)字記錄系統(tǒng)內(nèi)使用。
11.一種數(shù)字系統(tǒng)，包括用于通過信道載體發(fā)送數(shù)字序列的發(fā)射機，和用于從所述信道載體提取所述數(shù)字序列的接收機，其中所述接收機是如權利要求1至9中任一權利要求所要求保護的接收機。
12.在包括自適應均衡器的接收機中，一種接收以時鐘速率1/Ts采樣的序列(rn)和以數(shù)據(jù)速率1/T發(fā)送數(shù)據(jù)序列(ak)的均衡器自適應方法，該方法包括下述步驟-自適應均衡步驟，使用均衡器系數(shù)矢量(Wn)發(fā)送來自所述接收序列(rn)中的已均衡序列(yn)；-采樣速率轉換器(SRC)，將所述已均衡序列(yn)轉換成等價的輸入序列(xk)用以在數(shù)據(jù)速率1/T上由誤差生成步驟(21)進行處理；-誤差生成步驟(21)，從所述輸入序列(xk)中以數(shù)據(jù)速率1/T生成誤差序列(ek)和數(shù)據(jù)序列(ak)；-從誤差序列(ek)和數(shù)據(jù)序列(ak)生成控制矢量序列(Sn)，以用于控制所述均衡器系數(shù)矢量(Wn)的控制步驟；其中所述控制步驟包括-控制信息生成步驟，用于從誤差序列(ek)和數(shù)據(jù)序列(ak)中導出在數(shù)據(jù)速率1/T上的同步控制矢量序列(Zk)；和-時間內(nèi)插步驟(TI)，用于從所述同步控制矢量序列(Zk)中導出控制矢量序列(Sn)。
13.一種計算機程序產(chǎn)品，供接收機用來計算一組指令，當將所述指令載入接收機內(nèi)時，使接收機執(zhí)行權利要求12所要求保護的方法。
14.一種承載計算機程序的信號，該計算機程序被設置用于執(zhí)行權利要求12所要求保護的方法。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于數(shù)字傳輸和記錄系統(tǒng)的異步接收機。該接收機包括用于定時恢復的采樣速率轉換器(SRC)，它的前面是在與數(shù)據(jù)速率1/T異步的采樣速率1/Ts上操作的數(shù)字自適應均衡器。描述了一種使用迫零(ZF)技術的均衡器自適應方法，用于通過控制環(huán)路修改與數(shù)據(jù)速率異步的均衡器抽頭。為此，控制環(huán)路包括執(zhí)行時基轉換的時間內(nèi)插裝置，用于將信號從同步域(1/T)轉換到異步域(1/Ts)；和空間轉換，用于將T－間隔信號轉換成Ts－間隔信號。
文檔編號H04L25/03GK1579078SQ02821707
公開日2005年2月9日 申請日期2002年10月18日 優(yōu)先權日2001年10月31日
發(fā)明者J·W·M·博格曼斯, C·波茲蒂斯, 汪建江 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司