專利名稱：無線通信系統(tǒng)之信號接收及處理方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明系為關(guān)于在一無線通信系統(tǒng)中處理一被接收信號的方法，尤其針對無線電話而言，以及一個用以操作使用此方法的接收信路。
無線數(shù)字通信系統(tǒng)，例如數(shù)字加強式無線通訊系統(tǒng)(DigitalEnhanced Cordless Telecommunications，DETC)、世界數(shù)字無線電話(World Digital Cordless Telephone，WDCT)、藍芽(Bluetooth)、共享無線存取協(xié)議(Shared Wireless AccessProtocol，SWAP)、無線局域網(wǎng)絡(luò)(Wireless Local Area Networks，WLAN)IEEE 802.11都需要適當?shù)慕邮掌鳎湎禐榱说玫酵高^空中接口(air interface)而傳輸?shù)臒o線電頻率(radio-frequency)信號的免線(wire-free)接收，而以一個簡單的方式提供了一個具有盡可能不失真之基帶信號(baseband)的解調(diào)器(demodulator)。在此個案中，除了高敏感度之外，高整合層次、低花費、低能消耗以及對不同無線通信系統(tǒng)的應(yīng)用彈性大亦都是被期望獲得的。為了利用數(shù)字電路技術(shù)的優(yōu)點(無偏移、無老化、無溫度依賴性、精確再生性)，在此個案中至少部分的該接收電路是以數(shù)字信號處理組件的形式存在。在此個案中，信號失真除了在模擬信號處理區(qū)段(也就是所謂的模擬接收器前段)會發(fā)生之外，亦會在數(shù)字信號處理區(qū)段發(fā)生，而此信號失真的特征系受所使用的(模擬及數(shù)字)信號處理組件而定。此類的信號失真降低了接收器功率的效率，那就是說其不利地影響了接收器對于一預(yù)定的位錯誤率之敏感度與范圍。
超外差式接收器(superheterodyne receiver)現(xiàn)在常被利用于無線數(shù)字通信系統(tǒng)之中。為了實現(xiàn)較高的整合性以及連帶之較低系統(tǒng)花費，具有低中間頻率的接收器，即所謂的低-IF(中間頻率)接收器或是零-IF(零差，homodyne)接收器，因為在處理鏡相頻率抑制(mirror frequency suppression)時并不需外部的濾波器而可有較高的系統(tǒng)整合性(舉例來說，請參考DECT、藍芽、WDTC)，進而使其被使用的情況一再增加。最近，以限制器/鑒頻器(limiter/discriminator)之原則為基礎(chǔ)的模擬FM解調(diào)器(頻率調(diào)變)系被作為數(shù)字調(diào)變高斯濾波頻率移(Gaussian-FilteredFrequency Shift Keying，GFSK)的基礎(chǔ)，其中該GFSK系被應(yīng)用于前述之無線系統(tǒng)中，且一個以該頻率調(diào)變?yōu)榛A(chǔ)的公式即可出現(xiàn)。為了抑制因該限制器的非線性而造成的較高頻率干擾，該限制器系被模擬頻率-選取濾波所監(jiān)視。由信號理論的觀點來看，此濾波并非最完美的，因為即使被調(diào)變中間頻率的信號已被精確地帶限(band-limited)且瞬間相位(instantaneous phase)φ(t)被精確地帶限，受該濾波期間所控制的復(fù)合波封(complex envelope)eiφ(t)并未被精確地帶限。
因此，本發(fā)明系以具體說明一個用在無線通信系統(tǒng)中處理被接收信號之方法及其相關(guān)的接收器電路的目標為基礎(chǔ)，其系準許由信號-理論的觀點來看被改進的信號處理，特別是對使用了像是頻移按鍵法(Frequency Shift Keying，F(xiàn)SK)之數(shù)字信號傳輸方法而被調(diào)變的信號而言。
此目標系藉獨立項之申請專利范圍的特征而得以實施。
本發(fā)明必須以在針對被接收之信號而執(zhí)行一頻道選取之后，該信號系被轉(zhuǎn)換成一個數(shù)字式的、離散-時間(discrete-time)以及離散-數(shù)值(discrete-value)的信號之概念為基礎(chǔ)，且一個該信號特性資料的數(shù)學(xué)再現(xiàn)接著系透過一個應(yīng)用函數(shù)系統(tǒng)的數(shù)學(xué)再現(xiàn)運算法并以復(fù)合波封的零交越(zero crossings)為基礎(chǔ)而實施。
詳細地說，根據(jù)本發(fā)明而得到之在無線通信系統(tǒng)中處理被接收信號的方法乃具有以下步驟-透過模擬頻道選取濾波器(KSF)來執(zhí)行頻道選取，-此信號系被轉(zhuǎn)換成一個數(shù)字式的、離散-時間與離散-數(shù)值之信號，-此連續(xù)-時間以及連續(xù)-數(shù)值信號之特性資料系藉由一個應(yīng)用了函數(shù)系統(tǒng){(t-K)}的數(shù)學(xué)再現(xiàn)運算法來利用零交越(zerocrossings)與相位數(shù)值{φ(ti)＝ki·π/2，ki∈N0}而被數(shù)學(xué)性地重現(xiàn)。
在一個數(shù)字接收器的實施例中，一頻率轉(zhuǎn)換系被執(zhí)行至一中間頻率。接著，與習(xí)知的方法相比，在此所述之方法利用了離散-數(shù)值(二位)復(fù)合信號系自該限制器之后方才產(chǎn)生的事實，其中有用信息系被包含于I與Q或是真實與虛擬部分的零交越之中。因為此信號最初仍及時連續(xù)，變至一數(shù)字(離散-時間以及離散-數(shù)值)信號的轉(zhuǎn)換系藉由以一取樣速度fs進行等距取樣而得以實施。信號瞬間相位φ(t)得數(shù)學(xué)再現(xiàn)系藉專門地使用零交越與相位數(shù)值而被完全數(shù)字化，其在中間頻率已適當?shù)馗鶕?jù)后述之詳細再現(xiàn)運算法而被選擇時可被確定。
經(jīng)由舉例，移位正交sinc函數(shù)(shifted orthogonal sincfunctions)(請參考Shannon-Whittaker取樣理論)或是正交自格函數(shù)(orthogonal scaling functions)(參考子波)可被用作為函數(shù)系統(tǒng){φ(t-K)}，系以被再現(xiàn)的信號s(t)之特征為基礎(chǔ)。所謂的道比其自格函數(shù)(Daubechies scaling function)亦可為了此目的而被作為一范例。
然而，本發(fā)明之方法亦可被用于非正交函數(shù)系統(tǒng)中，例如雙正交(bi-orthogonal)函數(shù)系統(tǒng)。
為了改善已實施之信號品質(zhì)以及更進一步地噪聲濾除，在該數(shù)學(xué)再現(xiàn)之后執(zhí)行濾除是可能的，即所謂的后濾除(postfiltering)，系經(jīng)由一個具有預(yù)設(shè)系統(tǒng)函數(shù)的數(shù)字濾波器。
本發(fā)明之方法特別適于一般CPM信號的瞬間相位之重現(xiàn)。除了前述之一般數(shù)字信號處理的好處之外，本方法的好處還包含該信號再現(xiàn)可依據(jù)一個與瞬間相位之信號特征相符合的函數(shù)系統(tǒng)之選擇而被精確的實施?；谛盘?理論的原因，這大概就是此具有一般方式的個案。再者，一個以本發(fā)明之方法為基礎(chǔ)的接收器準予在功率效率上的改善，那就是說在預(yù)定之最大位錯誤率之敏感度與范圍上有了改善。
在本發(fā)明方法的另一個實施例中，此相位重現(xiàn)亦可在一群組延遲時間均衡器(group delay time equalizer)之前，其系為了均化由模擬頻道選取濾波器(analog channel selection filter)所造成的群組延遲時間等化(group delay time equalization)。
本發(fā)明將藉由使用示范性的實施例并參考圖標而更詳細的被描述于后續(xù)文字中，其中第一圖呈現(xiàn)了一個操作使用本發(fā)明方法之接收器電路的概要電路圖；以及第二圖呈現(xiàn)了一個已比照第一圖而擴充的接收器電路之概要電路圖。
第一圖呈現(xiàn)了，經(jīng)由舉例，一個根據(jù)本發(fā)明所得之接收器電路組態(tài)，其可被應(yīng)用于，例如，DECT、WDCT、藍芽、SWAP、WLAN、IEEE 802.11系統(tǒng)中(跳頻方法)。
一無線電信號系透過天線A而被接受，并經(jīng)由一輸入濾波器F而提供至一低噪聲輸入擴大器LNA。此輸入擴大器LNA以一變量增益(variable gain)來擴大此無線電-頻率天線信號。
在低噪聲之擴大后，被擴大的信號即被轉(zhuǎn)換成一中間頻率。為此，由此低噪聲擴大器LNA所發(fā)出之輸出信號系被提供至兩個調(diào)音器(mixer)M1、M2。此等調(diào)音器M1、M2系以90°相位的已知方法來操作，該90°相位系藉由使用局部振蕩器(未顯示)所發(fā)出的混和頻率而設(shè)定。被用以操作調(diào)音器M1、M2的兩信號分別具有相對應(yīng)的時間關(guān)系cos(ω0t)以及sin(ω0t)，其中ω0系為與該振蕩器頻率有關(guān)的循環(huán)頻率，而t則為時間。
同相(in-phase)(I)與正交(quadrature)(Q)信號系以一縮小的頻率，系指后續(xù)文字中的中間頻率(IF)，而分別產(chǎn)生于調(diào)音器M1與M2的輸出中。
來自于調(diào)音器M1與M2的輸出系分別被作為一模擬頻道選取濾波器KSF的I與Q信號輸入，該KSF系被應(yīng)用于鏡相頻率抑制。此頻道選取濾波器KSF被用以選擇一特定頻率頻道且因此可自出現(xiàn)于輸入端的寬頻信號/接口信號之混和中選出受期待而又有用的信號。
此I與Q信號組件系在該頻道選取濾波器KSF的輸出A1與A2之處以可使用頻道的帶寬來釋出。
頻道選取濾波器KSF的輸出A1系與一第一限制器L1的一輸入相連，而輸出A2則是連接于一第二，實體相同的，限制器L2之一輸入。
限制器L1與L2的輸出系分別連接至一第一采樣站AS1與一第二采樣站SA2的輸入。此數(shù)字信號處理即開始于來自該采樣站AS1與AS2的信號下游(signal downstream)之路徑中。
限制器(L1與L2各別地)與采樣站(AS1與AS2各別地)的組合代表了一個具有字長度為1的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器。操作此限制器與取樣站之結(jié)合，也就是L1與AS1以及L2與AS2的方法系被描述于后限制器L1、L2切斷所有超過一預(yù)定限制層級門檻的輸入層級，也就是說，在切斷范圍內(nèi)，他們在產(chǎn)生一個具有固定信號層級的輸出信號。如果，如同在此個案之中，該等限制器L1、L2具有高的增益(gain)以及/或是低的限制層級門檻，他們差不多在切斷或是限制范圍內(nèi)的所有時間中都被操作。一個具有離散數(shù)值(二位)而仍及時連續(xù)的信號因此產(chǎn)生于該等限制器L1、L2的輸出。這個在限制器L1、L2的輸出之I與Q信號組件中有用的信息乃包含這些信號組件的零交越。
此離散-數(shù)值模擬信號組件系經(jīng)該兩個取樣站AS1、AS2，其系皆為一位(one-bit)形式的取樣器，以速率fs取樣。此取樣系藉頻道帶寬(這就是指由頻道選取濾波器KSF而來的信號下游之帶寬)的過量取樣而得以實施。
經(jīng)由舉例，此頻道帶寬可為1百萬赫茲(MHz)而取樣頻率fs為104MHz，也就是說過量取樣系藉一因子104而得以實施。
此模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換的一個好處在于限制器L1、L2提供了擴大接口于有用的信號之中。
被數(shù)字化的I與Q信號組件系被提供至一相位再現(xiàn)電路(phasereconstruction circuit)PRS，其中瞬間相位φ(t)系使用該零交越(zero crossings{ti})而被數(shù)字性地再現(xiàn)而可藉適當?shù)剡x取中間頻率而決定的相位數(shù)值{φ(ti)＝ki·π/2，ki∈N0}系使用后續(xù)的再現(xiàn)運算法而被再現(xiàn)。在此個案中，s(t)系為利用一正交函數(shù)系統(tǒng){φ(t-k)}而被再現(xiàn)的信號。
初始對k＝0至K-1c0,k=Σi=0I-1s(ti)·ai,k]]>對i＝0至I-1 結(jié)束結(jié)尾重復(fù)對n＝0至N-1k＝0至K-1
cn+1,k=cn,k+Σi=0I-1[s(ti)-sn-1(ti)]·ai,k]]>結(jié)束對i＝0至I-1 結(jié)束結(jié)束再現(xiàn) 經(jīng)由舉例，移位正交sinc函數(shù)或是正交自格函數(shù)例如子波可被用作為此函數(shù)系統(tǒng){φ(t-K)}。經(jīng)由舉例，第三圖呈現(xiàn)一波長長度為6的道比其(Daubechies)自格函數(shù)(scaling function)。道比其自格函數(shù)具有一有限載體的優(yōu)點。
如第一圖所示，為了改進信號品質(zhì)以及噪聲濾除而經(jīng)由一個具有預(yù)設(shè)系統(tǒng)函數(shù)Hpost(z)的數(shù)字濾波器來執(zhí)行后濾除(postfiltering)是有可能的。
第二圖呈現(xiàn)一個接收器電路實施例，其與第一圖所示之實施例相比已被擴充。在此接收器電路中，一群組延遲時間均衡器系被配置于相位再現(xiàn)電路PRS之后，用以等化因模擬頻道選取器所造成之群組延遲干擾。此群組延遲時間均衡器包含設(shè)置于恰當信號路徑上的全通(all-pass)濾波器AP1、AP2。而全通濾波器AP1與AP2個別具有的I與Q信號輸出可被提供至一適當解調(diào)器的恰當輸入。
在一般的個案中，此解調(diào)器可為一連續(xù)相位調(diào)變(ContinuousPhase Modulation，CPM)解調(diào)器。此使用被提供至其自身之輸入的信號組件，那就是說這些信號組件的瞬間相位或是瞬間頻率，以便評估在此傳輸數(shù)據(jù)符號序列(data symbol sequence)中的數(shù)據(jù)符號。
權(quán)利要求
1.一種在無線通信系統(tǒng)中處理被接收信號的方法，特別是一數(shù)字調(diào)變信號，其系具有以下步驟-透過一模擬頻道選取濾波器(KSF)來實施頻道選取，-此信號系被轉(zhuǎn)換成一個數(shù)字式、離散-時間以及離散-數(shù)值的信號，-此連續(xù)-時間以及連續(xù)-數(shù)值信號之特性資料系藉由一個應(yīng)用了一函數(shù)系統(tǒng){(t-K)}的數(shù)學(xué)再現(xiàn)(reconstruction)運算法來利用零交越(zero crossings)與相位數(shù)值{φ(ti)＝ki·π/2，ki∈N0}而被數(shù)學(xué)性地再現(xiàn)。
2.如申請專利第1項所述之方法，其特征在于-該函數(shù)系統(tǒng)系為一正交函數(shù)系統(tǒng)。
3.如申請專利范圍第1項或第2項所述之方法，其特征在于-被限制之信號的信號限制與過量取樣系為了該被接收信號的數(shù)字化而被實施。
4.如申請專利范圍第3項所述之方法，其特征在于-一個具有字長度為1的信號系于過量取樣的期間中產(chǎn)生。
5.如任何一個前述申請專利范圍所述之方法，其特征在于-該被接收之信號系被FSK所調(diào)變。
6.如任何一個前述申請專利范圍所述之方法，其特征在于-群組延遲時間的等化系于來自該數(shù)學(xué)再現(xiàn)的信號路徑下游(signal path downs tream)中被實施。
7.如任何一項前述申請專利范圍所述之方法，其特征在于-至一中間頻率的頻率轉(zhuǎn)換系于該頻道選取之后才被實施。
8.一種無線通信系統(tǒng)接收器電路，系具有-一模擬信號處理區(qū)段以及一數(shù)字信號處理區(qū)段，而-該模擬信號處理區(qū)段包含有一頻道選取濾波器(KSF)其特征在于-該數(shù)字信號處理區(qū)段包含一相位再現(xiàn)電路(PRS)，其系為了得到一個經(jīng)由使用一函數(shù)系統(tǒng){(t-K)}的數(shù)學(xué)再現(xiàn)運算法來利用零交越{ti}與周期性相位數(shù)值{φ(ti)＝ki·π/2，ki∈N0}而獲致的連續(xù)-時間與連續(xù)-數(shù)值信號之特性資料的數(shù)學(xué)性地再現(xiàn)。
9.如申請專利范圍第8項所述之接收器電路，其特征在于-該數(shù)字信號處理區(qū)段具有一群組延遲時間均衡器(AP1、AP2)，系至少應(yīng)用于由該頻道選取濾波器(KSF)所造成之信號干擾的等化。
10.如申請專利范圍第9項所述之接收器電路，其特征在于-該群組延遲時間均衡器(AP1、AP2)系為一全通(all-pass)濾波器。
全文摘要
在此方法中，被接收之信號的頻道選取先經(jīng)一模擬頻道選取濾波器(KSF)實施，此信號接著即被轉(zhuǎn)換成一數(shù)字離散時間以及離散－數(shù)值信號，而最后此連續(xù)－時間與連續(xù)－數(shù)值信號之特性資料系以經(jīng)由一個使用了一函數(shù)系統(tǒng){φ(t－K)}的數(shù)學(xué)再現(xiàn)(reconstruction)運算法來利用零交越{t
文檔編號H04B1/30GK1489851SQ02804174
公開日2004年4月14日 申請日期2002年1月7日 優(yōu)先權(quán)日2001年1月26日
發(fā)明者S·美赫加德特, A·紐鮑爾, , S 美赫加德特 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司