專利名稱：調(diào)節(jié)接收機(jī)的動態(tài)范圍以便連續(xù)優(yōu)化性能功耗比的方法和設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及射頻(RF)接收機(jī)，更主要地，涉及優(yōu)化例如用在蜂窩電話和其它各種類型移動通信設(shè)備和終端中的接收機(jī)的性能的方法和設(shè)備。
背景技術(shù)：
本專利申請根據(jù)35 U.S.C.119(e)要求在2001年12月28日申請的共同未決的臨時(shí)專利申請60/344,699的優(yōu)先權(quán)。下列縮略語由此進(jìn)行定義。ADC 模數(shù)變換器AM調(diào)幅ASIC 專用集成電路BB基帶BER 誤碼率BLER 塊誤碼率CDMA 碼分多址CPU 中央處理器CRC 循環(huán)冗余校驗(yàn)DPCH 專用物理信道DS-CDMA 直接序列CDMADSP 數(shù)字信號處理Ec/Io 碼功率與帶內(nèi)干擾比率EVM 差錯(cuò)矢量值FDD 頻分雙工FPGA 現(xiàn)場可編程門陣列IC集成電路ICP 輸入壓縮點(diǎn)IF中頻IIP2二階輸入截取點(diǎn)IIP3三階輸入截取點(diǎn)IMD2二階互調(diào)分量IMD3三階互調(diào)分量ISI 碼間干擾LNA 低噪聲放大器LO 本機(jī)振蕩器MDS 最小可探測信號MS 移動站NF 噪音系數(shù)QoS 業(yè)務(wù)質(zhì)量RX 接收機(jī)RF 射頻RSS 接收信號強(qiáng)度SIR 信號對干擾比SNR 信噪比TX 發(fā)射機(jī)VCO 壓控振蕩器WCDMA 寬帶碼分多址3G 第3代(蜂窩通信系統(tǒng))無線電接收機(jī)的動態(tài)需要范圍通常由系統(tǒng)假定最差事例操作狀態(tài)的系統(tǒng)規(guī)范來定義。可是，在接收機(jī)的典型操作中很少遇到最差事例狀態(tài)。一般來說，接收信號和任何干擾信號的強(qiáng)度取決于距發(fā)射機(jī)的距離，以及特殊無線信道，包括衰減和其它影響。
大體上在移動終端中的所有無線接收機(jī)，例如蜂窩電話和其他各種類型的移動接收機(jī)，利用接收機(jī)中的一些類型的自動增益控制結(jié)構(gòu)，以便于補(bǔ)償動態(tài)變化的接收狀態(tài)。利用模擬或者數(shù)字增益控制信號調(diào)節(jié)接收機(jī)的總增益到接收信號探測器或者模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的期望等級。這些控制信號操縱RF、基帶和可能的IF組的增益。該增益典型地根據(jù)在接收無線信道上的接收信號強(qiáng)度(RSS)或者ADC輸入的總信號強(qiáng)度，利用一些特定的算法來確定。如果在CDMA系統(tǒng)中信道濾波或解擴(kuò)展的一個(gè)部分是在數(shù)字域內(nèi)完成的，則增益控制也可能基于ADC輸入的電平。所有這些技術(shù)是眾所周知的并被應(yīng)用到許多蜂窩接收機(jī)中。
除了增益控制，更多高度發(fā)展的控制方法已經(jīng)被提出用于在動態(tài)變化狀態(tài)下的無線接收。
一般地，在功率消耗和動態(tài)范圍之間的平衡可以被用于最小化每一時(shí)刻的功率消耗。同時(shí)，基站應(yīng)用程序的模塊性能從應(yīng)用模塊設(shè)計(jì)中受益。這些技術(shù)常?？刂埔粋€(gè)或幾個(gè)接收機(jī)塊的偏置電流或電源電壓。參考圖1，也顯示了各種不同的在接收機(jī)中實(shí)現(xiàn)適應(yīng)性接收的現(xiàn)有技術(shù)。這包括調(diào)節(jié)設(shè)備1的偏置電流(圖1A)，調(diào)節(jié)設(shè)備1的電源電壓(圖1B)，旁路一級(圖1C)，在各級之間切換(圖1D)和可切換的反饋(圖1E)。這樣功耗能以各種各樣的方式被度量，例如象在圖1A中那樣調(diào)節(jié)偏置電流，或者象在圖1D中那樣在并行級之間切換，或者旁路某些特定的也可以減小功率的裝置(圖1B和1C)。控制裝置1可以是在無線接收機(jī)中的一個(gè)單獨(dú)的晶體管，放大器，混合器，濾波器或者任何其它的有效的單獨(dú)組成部分或多個(gè)組成部分電路塊。
注意這些參考可由，例如，美國專利號5179724、6026288和5697081，以及WO97/41643，WO00/18023和EP0999649A2得到。
全面的控制一般基于一個(gè)或幾個(gè)測量的參數(shù)。這些參數(shù)包括接收信號強(qiáng)度(RSS)、信號對干擾比(SIR)(或者它在探測器中的估計(jì)值)、在CDMA系統(tǒng)中的Ec/Io(見US5940749，WO00/18023)和在RF、IF或基帶上的總功率(見WO97/41643)。同時(shí)，干擾信號可通過應(yīng)用同一電路測量在單獨(dú)時(shí)刻的鄰近信道作為接收信號來進(jìn)行估計(jì)(見EP0999649A2)?；フ{(diào)可通過切換可控制的衰減器到信號路徑被獨(dú)立的估計(jì)(參見，例如US5907798，US5909645，US6052566和US5697081)。并且，在接收和發(fā)送同時(shí)發(fā)生的這些例子中已知的發(fā)射功率可以被用于接收機(jī)的功率調(diào)節(jié)(參見，例如US5815821，WO99/45653和WO00/18023)。
但是，所以這些通常的技術(shù)均顯示了一個(gè)弱點(diǎn)，即需要精確估計(jì)接收信號以及總干擾電平。尤其是，控制的根據(jù)是一些固定的閾值，即把接收信號和干擾都?xì)w類為“弱”或“強(qiáng)”。
在蜂窩通信系統(tǒng)中的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)需求是測量RSS。但是，RSS值僅僅在一定的準(zhǔn)確度上描述了接收無線信號(例如在信道頻段上)的等級。也可以利用眾所周知的數(shù)字技術(shù)估計(jì)在所關(guān)心頻段上的SIR值，并且SIR值的估計(jì)目前在一些無線系統(tǒng)中是需要測量的，就比如3G CDMA系統(tǒng)。不幸的是，總干擾從幾個(gè)源中出現(xiàn)，這使得基于傳統(tǒng)數(shù)字算法來區(qū)分彼此是非常困難或者幾乎不可能的，尤其是這些算法，它們的復(fù)雜程度使得在移動站中利用其本地的計(jì)算資源來執(zhí)行是不合理的。例如，CDMA系統(tǒng)的干擾源至少包括來自同一基站其它碼信道的干擾；來自其它鄰近基站同一頻率上的其它碼信道的干擾；人為干擾信號的干擾；所關(guān)心頻段上的熱噪聲；還有由接收機(jī)本身的RF電路引起的附加噪聲和干擾。
最后一個(gè)因素，也就是，由RF接收電路引起的附加噪聲，至少包括接收機(jī)的至少一個(gè)噪音系數(shù)(NF)，應(yīng)歸于接收機(jī)內(nèi)的振蕩器的互調(diào)和相位噪聲的附加的干擾，應(yīng)歸于碼間干擾(ISI)的附加的噪聲以及，在數(shù)字無線系統(tǒng)中的量化噪聲。所有這些在無線接收中是眾所周知的現(xiàn)象。
在全雙工系統(tǒng)中，當(dāng)接收和發(fā)送同時(shí)發(fā)生(例如CDMA系統(tǒng))，進(jìn)入接收機(jī)的發(fā)射信號不希望的泄漏也能引起問題。同時(shí)，一些接收機(jī)的體系結(jié)構(gòu)具有它們本身的獨(dú)特帶來附加的干擾的問題，例如在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中的AM-失真。
無論如何，已經(jīng)意識到?jīng)]有智能邏輯幾乎不可能分離這些不同的干擾源并判定它們和SIR的關(guān)系。結(jié)果，傳統(tǒng)的無線接收機(jī)被設(shè)計(jì)在最差情況狀態(tài)下并且總是在最大可能性能(和功耗)等級上進(jìn)行操作。
以上已經(jīng)注意到，在傳統(tǒng)的無線接收機(jī)中，眾所周知要調(diào)節(jié)根據(jù)RSS的增益或ADC輸入的信號電平。因?yàn)楫?dāng)應(yīng)用增益控制時(shí)，接收參數(shù)在操作期間通常改變，通常功耗根據(jù)特定的參數(shù)例如依照最差情況的噪音系數(shù)(NF)得到優(yōu)化。因?yàn)榭偢蓴_不能在每個(gè)時(shí)刻被預(yù)知，附加的峰值儲備(headroom)在通常操作狀態(tài)下必須是可用的。實(shí)際說來，在所有的蜂窩系統(tǒng)中均需要增益控制來擴(kuò)展接收機(jī)輸入的所需信道的信號范圍。但是，增益控制中的變化通常不意味著接收機(jī)的功耗因此被調(diào)整。
增益和其它接收機(jī)參數(shù)通常用基于在預(yù)選濾波器或者一些其它的濾波器級后的RSS值和總干擾來控制。因此，判決基于的邏輯，不能指示帶外干擾是否由于互調(diào)而混淆所關(guān)心頻段信號。因而帶外干擾被濾出接收鏈以便于它們僅會由于互調(diào)、增益壓縮或降低靈敏度，例如升高接收機(jī)電路的噪音電平或噪音最低限度而降低性能。因此，估計(jì)的基礎(chǔ)是和所關(guān)心RF頻段內(nèi)的干擾沒有直接聯(lián)系的信息。因?yàn)檫壿嬇袥Q典型地只基于閾值，因此只能給出接收環(huán)境的粗糙的近似值，所以結(jié)果是某一個(gè)接收機(jī)參數(shù)可能被設(shè)定在超出特定接收環(huán)境中需要的等級。
僅在特定有限的幾個(gè)例子中干擾可以被以合理的精度預(yù)先設(shè)定。例如，當(dāng)一些已知的干擾(一般由TX泄漏引起)存在于系統(tǒng)中時(shí)，接收機(jī)的線性可以通過附加電流增加。在這種情況下，邏輯只能對非常有限的幾種狀態(tài)起作用，并且通常，接收機(jī)的性能比實(shí)際需要的得到更大的改善。
在傳統(tǒng)的方法中，干擾信號是用和真實(shí)的接收信號路徑相同的接收信號路徑測量的，但是在不同的時(shí)刻。例如，在GSM中，對能被測量的其它無線信道進(jìn)行強(qiáng)制測量，并且它們的值可能被用在控制邏輯中。由于作為信號功率函數(shù)，不同的不理想信號的斜率不同，在信號路徑上可切換的衰減器也能被用于估計(jì)互調(diào)和其它所關(guān)心頻段內(nèi)的干擾源之間的比率。
兩種或多種在前技術(shù)的合并已經(jīng)為接收機(jī)控制目的被用在現(xiàn)有技術(shù)中。
也應(yīng)注意到代替絕對的信號電平(例如，RSS值或者在一些節(jié)點(diǎn)的總功率)，SIR值，或者SNR值，或者，在CDMA系統(tǒng)中，Ec/Io值也被用于接收機(jī)控制邏輯。

發(fā)明內(nèi)容
依照目前的優(yōu)選實(shí)施例的技術(shù)，前述的和其它的問題被克服，其它的優(yōu)點(diǎn)被實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明描述了控制無線接收機(jī)動態(tài)范圍的一種設(shè)備、一種方法和一種算法。該算法運(yùn)用信號監(jiān)控電路，它能同時(shí)測量應(yīng)歸于落在所關(guān)心頻段內(nèi)的來自通過接收電路的預(yù)選(頻段選擇)濾波器的所有無線電信道的互調(diào)的總功率。除了互調(diào)分量外，該算法利用接收信號強(qiáng)度(RSS)和通過預(yù)選濾波器的總接收功率來判決接收機(jī)需要的接收參數(shù)。其它可提供的參數(shù)，例如發(fā)射功率等級，也可以被應(yīng)用。在被計(jì)算的參數(shù)的基礎(chǔ)上，該算法優(yōu)化功率供應(yīng)電流和其它可控制的接收塊參數(shù)以便于在消耗功率供應(yīng)電流是最小量時(shí)，需要的性能可以保持在動態(tài)狀態(tài)下。
本發(fā)明提供了監(jiān)控電路和相關(guān)的在幾個(gè)參數(shù)基礎(chǔ)上控制無線接收機(jī)動態(tài)范圍的邏輯，這樣使得持續(xù)優(yōu)化接收參數(shù)成為可能，例如，依照最小需要功耗得到所需服務(wù)質(zhì)量(QoS)。因?yàn)橛刹煌蓴_源引起的大量干擾可以彼此區(qū)分出來，所以可以精確地完成接收機(jī)性能的優(yōu)化。完全的接收頻譜經(jīng)過預(yù)選濾波器(帶寬濾波器)，和/或LNA，被監(jiān)控電路探測到，并且任何落到接收頻帶內(nèi)的互調(diào)均被從模塊化信號中分離出來。如果探測能做得比需要的控制范圍要求得快，探測器可以即刻降低功率以使平均功耗減少。
這些教導(dǎo)能使落在所關(guān)心RF頻帶內(nèi)的各種不同類型的干擾彼此分離出來。測量可以與正常信號接收同時(shí)被連續(xù)地執(zhí)行，不會干擾正常信號接收。例如如果不需要快速、實(shí)時(shí)控制，則測量也可以在信號接收期間的某一時(shí)刻不連續(xù)地完成。當(dāng)對于探測器的輸入是寬帶時(shí)，所有的干擾信號可以被同時(shí)探測出來。但是，窄帶信號處理更適宜在探測器之后被使用，以便保存功率。
根據(jù)這些教導(dǎo)，無線接收機(jī)大體上可以被編程為以最小需要功耗實(shí)時(shí)操作，并且更進(jìn)一步，當(dāng)功耗優(yōu)化時(shí)，附加的峰值儲備可以減少。
與在那些被檢測信號的SIR或者SNR需要變化的例子中RSS值(或某個(gè)其它的參數(shù))的使用相比，這些教導(dǎo)也可能改變噪聲系數(shù)(NF)性能。這樣的例子可以是例如在語音和數(shù)據(jù)之間的不同的數(shù)據(jù)率和質(zhì)量需求(BER或者BLER)。在電池電量很低而要延長通話時(shí)間或者待機(jī)時(shí)間的情況下，如果允許，這些教導(dǎo)也可以降低服務(wù)質(zhì)量(QoS)。
在CDMA系統(tǒng)中，容量受噪音和干擾的限制，也受限于所關(guān)心RF頻帶內(nèi)的其它發(fā)射信道。為了得到需要的性能，可能在噪聲、干擾和其它碼信道之間平衡。
這些教導(dǎo)的應(yīng)用也使得接收機(jī)在制造時(shí)以簡單的方法調(diào)節(jié)來符合特定RF標(biāo)準(zhǔn)成為可能，甚至在設(shè)備測試失敗的情況中。電路產(chǎn)生可能的問題的證明，并通過以合適的方式調(diào)節(jié)接收機(jī)不同模塊的電流，性能可自動調(diào)節(jié)到符合RF標(biāo)準(zhǔn)。
要注意本發(fā)明的這些教導(dǎo)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了基于一個(gè)或幾個(gè)測量而在一個(gè)或者幾個(gè)接收機(jī)塊中簡單的功耗控制。本發(fā)明更具體而言涉及一種無線接收機(jī)的控制方法，而不僅僅是一種控制接收機(jī)中任何有效電路功耗的電路技術(shù)。本發(fā)明的一個(gè)重要方面包括一種在基于接收的信號強(qiáng)度測量和測量的干擾的自適應(yīng)方式中，在由于大信號(互調(diào)和阻塞)引起的噪聲系數(shù)、干擾，以及其它不理想信號接收情況和事件之間，為接收機(jī)的內(nèi)部噪音和失真分配可利用的峰值儲備的方法。本發(fā)明還提供了一種方法，能應(yīng)用來自不同類型干擾的信息，并將它們適應(yīng)性地合并起來以優(yōu)化接收機(jī)對目前接收RF頻帶的性能(關(guān)于功耗)。本發(fā)明使用一個(gè)特定的信號監(jiān)控電路，能將引起所關(guān)心RF頻帶內(nèi)的互調(diào)音調(diào)的輸入信號與其它塊信號分離，并運(yùn)用邏輯，它能夠通過改變信號監(jiān)控電路的輸入信號帶寬估計(jì)本地振蕩器的相位噪聲規(guī)格。
這樣這些教導(dǎo)提供了一種操作無線頻率(RF)接收機(jī)的方法，在RF接收機(jī)操作期間，該方法通過如下步驟執(zhí)行周期地確定現(xiàn)有的接收機(jī)操作狀態(tài)；至少部分基于測定的現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作狀態(tài)判決RF接收機(jī)性能需要；并依照所確定的RF接收機(jī)的性能需要，和依照至少一個(gè)RF接收機(jī)的作為一個(gè)整體的行為模型和RF接收機(jī)的各個(gè)功能塊，在RF接收機(jī)功能塊之間分配功耗。該方法也可以監(jiān)測作為結(jié)果的RF接收機(jī)信號質(zhì)量來判斷功耗分配是否已經(jīng)得到了一個(gè)優(yōu)化功耗分配的結(jié)果。
還公開了一種通信裝置，例如包括RF接收機(jī)的蜂窩電話或個(gè)人通信器。該裝置進(jìn)一步包括在RF接收機(jī)操作時(shí)可操作的監(jiān)控電路，用于周期地確定現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作狀態(tài)，以及至少部分基于所確定的現(xiàn)有的接收機(jī)操作狀態(tài)判斷RF接收機(jī)性能需求。該裝置進(jìn)一步包括功率控制電路，依照所確定的現(xiàn)有的接收機(jī)的性能需要，和依照至少一個(gè)的RF接收機(jī)的作為整體的行為模型和RF接收機(jī)的各個(gè)功能塊，在RF接收機(jī)功能塊之間分配功耗。
監(jiān)控電路測量干擾信號并判斷由于互調(diào)和阻塞至少其中之一所引起的接收信號失真，同時(shí)也測量接收信號以及RF接收機(jī)分開時(shí)收發(fā)信機(jī)的內(nèi)部狀況中至少一個(gè)。
監(jiān)控電路對RF接收機(jī)的RF、IF和BB部分至少其中一個(gè)的接收信號實(shí)行監(jiān)控，這里對于在BB的接收信號的監(jiān)控可以包括對RSS、SIR、Ec/Io、BER和BLER中至少一個(gè)的測量。
在目前的優(yōu)選實(shí)施例中，監(jiān)控電路進(jìn)行操作以便確定下述至少其中一個(gè)RF接收機(jī)的增益，RF接收機(jī)增益的修正值，RF接收機(jī)的噪音系數(shù)，RF接收機(jī)的三階輸入截取點(diǎn)，RF接收機(jī)的二階輸入截取點(diǎn)，RF接收機(jī)的輸入壓縮點(diǎn)，RF接收機(jī)的相位噪聲。
功率控制電路對作為結(jié)果的RF接收機(jī)信號質(zhì)量做出反應(yīng)，以判斷分配的功耗是否是功耗的優(yōu)化分配，并按以下至少其中之一操作改變偏置電流和供電電壓中的至少一個(gè)，通過旁路至少一級，通過在各級間切換和通過改變反饋。


這些教導(dǎo)上述的和其它的方面在下面結(jié)合附圖對優(yōu)選實(shí)施例的詳細(xì)描述中更為明顯，其中圖1A-1E，共同稱作圖1，分別顯示了現(xiàn)有技術(shù)通過調(diào)節(jié)偏置電流，調(diào)節(jié)功率供應(yīng)電壓，旁路一級，在各級之間切換和利用可變化的反饋完成接收機(jī)中的自適應(yīng)性；圖2是說明了在接收機(jī)系統(tǒng)中，當(dāng)性能由(a)互調(diào)和(b)阻塞支配時(shí)的最小可探測信號(靈敏度)的曲線圖，X軸代表互調(diào)或者阻塞功率。
圖3A說明了在具有12個(gè)無線信道的CDMA系統(tǒng)中阻塞信號的影響和信道引起阻塞的可能；而3B顯示了在具有12個(gè)無線信道的CDMA系統(tǒng)中互調(diào)的影響和信道由于互調(diào)引起干擾的可能；在兩個(gè)例子中，接收信道被假定為位于最低頻帶，潛在的干擾信號以實(shí)黑體表示，其它信道以白色表示；圖4是根據(jù)本發(fā)明說明接收機(jī)操作控制原理的邏輯流程圖；圖5是根據(jù)本發(fā)明的包括控制邏輯的自適應(yīng)性接收機(jī)的框圖，其中直接變換接收機(jī)系統(tǒng)是舉例說明而不是作為限制；圖6是說明了監(jiān)控總功率、互調(diào)功率和RF載波附近的功率的算法的邏輯流程圖；圖7是說明了計(jì)算接收機(jī)性能需求算法的邏輯流程圖；圖8是說明了線性和拋物線方程的接收機(jī)IC的最大噪音系數(shù)，其中參數(shù)k＝0.5用在線性模型中，m＝0.1用在拋物線模型中；圖9A-9E，共同稱作圖9，分別說明以某些接收機(jī)參數(shù)作為功耗函數(shù)的行為模型特定增益，噪音系數(shù)，IIP3，帶有過程變化(虛線)的噪音系數(shù)以及不同阻塞信號等級的噪音系數(shù)。
圖10A-10C，共同稱作圖10，說明從NF和IIP3觀點(diǎn)看的功耗需求，例如A、B和C，其中需要的功耗可以選擇符合兩個(gè)狀態(tài)所需要的最小值；圖11A-11L，共同稱作圖11，說明在圖4所示的算法執(zhí)行期間或者在根據(jù)算法將測量映射到接收機(jī)控制的查找表的生成期間解答的幾個(gè)數(shù)學(xué)公式；圖12是說明了IIP3規(guī)格作為IMD3源功率為不同RSS等級函數(shù)的例子的曲線圖，其中在計(jì)算中應(yīng)用了拋物線噪音系數(shù)模型；圖13是說明了IIP2規(guī)格作為IMD2源功率為不同RSS等級函數(shù)的例子的曲線圖，其中在計(jì)算中應(yīng)用了拋物線噪音系數(shù)模型；圖14是說明了優(yōu)選實(shí)施例中形成圖5所示的信號監(jiān)控塊的一部分的互調(diào)探測器的電路圖；圖15A是說明動態(tài)調(diào)節(jié)接收機(jī)技術(shù)的邏輯流程圖；圖15B是接收機(jī)系統(tǒng)經(jīng)歷根據(jù)圖15A的邏輯流程圖動態(tài)調(diào)節(jié)下的狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖。
具體實(shí)施例方式
依照本發(fā)明教導(dǎo)的一個(gè)方面，能在所關(guān)心RF頻帶內(nèi)被混疊的的互調(diào)分量可以從其它干擾源中分離出來。目前優(yōu)選算法估計(jì)從其它干擾源中分離出來的互調(diào)在系統(tǒng)性能中的影響。這可通過利用一種能探測出來自其它干擾信號的成分的電路來得到。在優(yōu)選實(shí)施例中，這個(gè)電路是由Pauli Seppinen、Aarno Prssinen和Mikael Gustafsson設(shè)計(jì)的，“Intermodulation Detector for a Radio Receiver(用于無線接收機(jī)的互調(diào)探測器)”，美國專利申請序列號為10/034643，在相同日期提出的申請，在這里一起作為參考，盡管所述電路不限于僅有這種特定的電路。
在許多情況中，接收機(jī)或者接收機(jī)中一個(gè)特定塊的功耗是被在系統(tǒng)規(guī)范中固有的第3級非線性引起的互調(diào)所支配的。但是，這種情況很少出現(xiàn)在實(shí)際實(shí)施例中，盡管在系統(tǒng)規(guī)范(在最差情況狀態(tài)下定義的)中給出了關(guān)于三階輸入截取點(diǎn)(IIP3)相對嚴(yán)格的要求。因此，在最多的操作狀態(tài)下，接收機(jī)性能超出了實(shí)際所需要的。
壓縮和靈敏度降低是無線接收中和大的信號環(huán)境有關(guān)的另外的參數(shù)。但是，它們的后果從系統(tǒng)的觀點(diǎn)來看是不同的。壓縮和靈敏度降低原因在于一個(gè)單獨(dú)的大的阻塞信號或者總信號功率經(jīng)過一個(gè)非線性設(shè)備。一般地，壓縮降低了電路的增益，而靈敏度降低增加了電路噪音。因此，在阻塞情況下，兩種影響均降低了動態(tài)范圍。另一方面，互調(diào)(IIP3)將來自其它無線信道的不希望的信號帶到了所關(guān)心頻段。這個(gè)影響比阻塞引起的后果更嚴(yán)重，因?yàn)榕c阻塞相比，更小的信號電平能引起接收機(jī)性能不可接受的降級。已經(jīng)估計(jì)到，在某些例子中，要引起靈敏度同樣的降級，阻塞功率要比互調(diào)功率大15dB以上。圖2說明了這種區(qū)別，顯示了當(dāng)性能由(a)互調(diào)、(b)阻塞支配時(shí)系統(tǒng)的最小可探測信號(靈敏度)。X軸代表互調(diào)或者阻塞功率。
但是，互調(diào)需要一些頻率的某些合并，f(RF)＝2(f(D1)-f(D2))，這里f(RF)是期望信號的頻率，f(D1)和f(D2)是兩個(gè)不期望的引起失真的信號的頻率，而阻塞可以由通過預(yù)選濾波器的任何信號或者合并信號引起，如圖3所示。更明確地，圖3A說明了在具有12個(gè)無線信道的CDMA系統(tǒng)中阻塞信號的影響和潛在的引起阻塞的信道；而3B顯示了在具有12個(gè)無線信道的CDMA系統(tǒng)中互調(diào)的影響和潛在的由于互調(diào)引起干擾的信道。在這兩個(gè)例子中，接收信道均位于最低頻帶，潛在干擾信號被用實(shí)心黑色標(biāo)記出來，其它的信道用白色標(biāo)記。
因此，可以認(rèn)識到，如果決定僅僅基于前述的兩個(gè)參數(shù)其中之一，從系統(tǒng)觀點(diǎn)來看，由于不同的影響，性能不可能被唯一地優(yōu)化。也應(yīng)當(dāng)認(rèn)識到，盡管至少在理論上壓縮和互調(diào)存在一定的聯(lián)系，但是兩種非線性現(xiàn)象可以由接收機(jī)中不同的裝置來控制。因此，在阻塞和互調(diào)之間的聯(lián)系也依賴于電路布局，因此最佳性能優(yōu)選地被估計(jì)。
因?yàn)榛フ{(diào)功率可以利用本發(fā)明的教導(dǎo)從阻塞功率中分離出來，所以就可能當(dāng)存在相對大的阻塞的任何時(shí)候在接收機(jī)中利用比較小的電流，但是在接收機(jī)輸入端的頻率合并不能在所關(guān)心的RF頻帶中產(chǎn)生互調(diào)影響。
內(nèi)部優(yōu)化最好用每個(gè)接收機(jī)塊的行為模型來完成，然后總的接收機(jī)性能從分離的各個(gè)接收機(jī)塊的模型來測定。下面討論目前的優(yōu)選行為模型。
應(yīng)注意到，接收機(jī)性能模型也可以從整個(gè)接收機(jī)的模擬的或者測量的結(jié)果來定義。
本發(fā)明的教導(dǎo)適合一種無線接收機(jī)的控制方法，其使用至少一個(gè)在RF、IF或者模擬基帶，或者數(shù)字IF或基帶的信號監(jiān)控電路，它能夠分離不同類型的干擾，其利用在數(shù)字基帶測得的結(jié)果，還有根據(jù)測量結(jié)果和已知的系統(tǒng)情況計(jì)算接收機(jī)參數(shù)的邏輯，定義在接收機(jī)塊之間最佳功率分配以使用接收機(jī)和/或各個(gè)塊的行為模型來達(dá)到需要的接收機(jī)參數(shù)的邏輯，以及用于使用例如諸如圖1中所示的那些技術(shù)來調(diào)節(jié)接收機(jī)用不同塊的功耗的控制邏輯。整體控制方法如圖4所示，根據(jù)本發(fā)明的自適應(yīng)接收機(jī)的框圖見圖5。當(dāng)直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)技術(shù)用在圖5所示的例子中時(shí)，本發(fā)明的教導(dǎo)不僅僅用在直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中；產(chǎn)生一個(gè)或更多中頻(IF)的系統(tǒng)也可以應(yīng)用本發(fā)明的教導(dǎo)，例如超外差式收音機(jī)或者其它地接收機(jī)結(jié)構(gòu)。節(jié)點(diǎn)N1、N2、N3和N4是潛在的節(jié)點(diǎn)的例子，來自這些節(jié)點(diǎn)的信號由信號監(jiān)控塊10監(jiān)控，不能在限制的意義上來看。在最簡單的形式中，只需要一個(gè)測量節(jié)點(diǎn)，目前優(yōu)選的實(shí)現(xiàn)模式是在低噪聲放大器(LNA)12和下變換混頻器14之間的節(jié)點(diǎn)N2在RF做測量。圖5中的接收機(jī)包括同相(I)和正交(Q)信道，為了簡化只顯示了被控制的Q信道塊。但是，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員很明顯地知道，I信道和Q信道都可以以同樣的方式進(jìn)行控制。同時(shí)，監(jiān)控電路10可以和一個(gè)信道或者同時(shí)和兩個(gè)信道相連。在圖5中，為了更清楚，RX性能控制邏輯20，RX塊控制邏輯22和行為模型24被以分開的塊畫出來。但是，它們?nèi)慷伎梢员灰詫?shí)用的方式合并在一個(gè)公共的邏輯塊中。除了可以將互調(diào)從阻塞中分離出來的信號監(jiān)控電路10之外，三個(gè)塊20、22和24用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的教導(dǎo)。在目前的優(yōu)選實(shí)施例中，互調(diào)探測電路可參考由Pauli Seppinen、Aarmo Prssinen和Mikael Gustafsson設(shè)計(jì)的，“IntermodulationDetector for a Radio Receiver(用于無線接收機(jī)的互調(diào)探測器)”，美國專利申請序列號為10/034643，在相同日期提出的申請，在這里一起全部作為參考。該電路的概況在下面結(jié)合圖14進(jìn)行描述。
為了完整，圖5還顯示了接收天線4，輸入帶通(預(yù)選)濾波器6和供給LNA12的不平衡變壓器8。下變換混頻器14接收它們的來自本機(jī)振蕩器(LO)的混合頻率，包含一個(gè)合成器30，壓控振蕩器32，緩沖器34，二分頻塊36，另外的緩沖器38。下變換混頻器15的輸出被提供給可變增益放大器15，低通濾波器16，第二可變增益放大器17，模數(shù)變換器ADC18，基帶低通濾波器19和信道解碼器28。一個(gè)基帶(BB)系統(tǒng)測量塊(RSS，SIR等)26產(chǎn)生一個(gè)被提供給RX性能控制邏輯20的輸出信號，和信號監(jiān)控塊10的輸出合并。RX性能控制邏輯塊20為NF，Av，IIP3，ICP，Nph和可能的其它控制產(chǎn)生數(shù)值，并輸出這些值給RX控制邏輯塊22。RX控制邏輯塊22和行為模型塊24的輸出協(xié)同合作地依次控制不同的接收機(jī)塊。
圖4中各個(gè)處理塊的操作現(xiàn)在將加以描述。最好，但不是必要地，控制過程在無線接收時(shí)的一個(gè)時(shí)隙中被執(zhí)行一次。
本方法開始于步驟A，在步驟B和C本方法監(jiān)控干擾信號并測量接收到的信號。尤其是，在步驟B，信號可以在RF、在IF(如果接收機(jī)具有中頻)和/或在BB被監(jiān)控。在本文中信號監(jiān)控是指所有可能的可以在信號選擇濾波之前完成的信號監(jiān)控技術(shù)。監(jiān)測不期望信號的優(yōu)選節(jié)點(diǎn)是在RF混頻器14之前(對于具有寬帶IF處理的系統(tǒng)也可以在混頻器的輸出處)。這樣定位被優(yōu)選的原因有兩個(gè)。第一，前面的由LNA12進(jìn)行的RF放大減輕了對監(jiān)控電路10的增益需求，但沒有較大地限制可能的干擾的頻帶。第二，在RF混頻器14之后，頻帶典型地由塊16用直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)濾波，這樣減輕了對基帶塊的線性要求。因此，在低通濾波操作之后的寬帶功率探測變得不可能。在超外差結(jié)構(gòu)中，明顯的頻帶限制發(fā)生在IF(如果有幾個(gè)中頻則是指第一個(gè)IF)。因此超外差式接收機(jī)中的測量最好在第一個(gè)IF濾波之前完成以便為RF優(yōu)化得到具有最好靈敏度的可靠的結(jié)果。
模擬信號監(jiān)控可以由一個(gè)或者幾個(gè)不同的監(jiān)控電路來完成，并且分離的監(jiān)控電路能被用于監(jiān)控各種不同類型的干擾。例如，互調(diào)和總功率可以有不同的監(jiān)控電路。但是，為在實(shí)現(xiàn)時(shí)最小化電流和硅區(qū)域，優(yōu)選模式如下面。一個(gè)監(jiān)控電路(信號監(jiān)控塊10)和RF混頻器14的輸入相連接，被用于利用模式之間的簡單配置步驟而測量總功率和互調(diào)。因此，這兩種測量不能同時(shí)進(jìn)行，但是假定模式之間的切換可以做得足夠快以至于在變動的信號狀態(tài)下，測量都可以以充分精度來完成。需要的模式間的切換可以按照圖6最佳的完成。到基帶信號的下變換在算法描述中沒有顯示。可以選擇也測量阻塞信號頻率和所關(guān)心頻率的差值。這種選擇可被用在調(diào)節(jié)LO信號路徑功率(VCO32，分頻器36等)，象在后面將要討論的。在圖6中，參數(shù)Ptot和IMDtot分別表示在監(jiān)控電路10的輸入端的總功率和由于互調(diào)引起的干擾功率。Ptot-LOW表示一個(gè)閾值，在此值之下，干擾功率等級對系統(tǒng)性能是可忽略的。這個(gè)等級是基于功率探測器的靈敏度和所用的算法進(jìn)行定義的。功率Pnw表示在監(jiān)控電路10的輸入帶寬減小到由f(nw)所給定的帶寬之后，接近接收載頻的總功率。下面將進(jìn)一步描述對RF載頻附近減小的帶寬的測量的使用。
在步驟C，算法測量在BB的接收信號。不同的描述無線鏈路的參數(shù)，例如RSS或SIR，可以用數(shù)字信號處理來定義。許多蜂窩系統(tǒng)需要作某些一定精度的測量。定義在數(shù)字基帶和用在本發(fā)明中的參數(shù)可以用傳統(tǒng)的數(shù)字技術(shù)得到。在本方法中，接收信號強(qiáng)度(RSS)是優(yōu)選的強(qiáng)制參數(shù)，而SIR或者事實(shí)上它的估計(jì)值在估計(jì)性能變化時(shí)，是有用于的可選參數(shù)。由于自適應(yīng)性，這是正確的。Ec/Io是關(guān)于CDMA系統(tǒng)的參數(shù)，描述對比于其它碼信道和所關(guān)心RF信道內(nèi)干擾的大量信號的功率。誤碼率(BER)或者塊誤碼率(BLER)，如果系統(tǒng)中可以提供，也可以被用在本方法中。但是，用這些參數(shù)只能估計(jì)接收情況的長期變化，因此在大多數(shù)實(shí)例中它們是不實(shí)用的。而且，系統(tǒng)中還可能提供其它的參數(shù)。除了RSS之外，所有其它的參數(shù)都可以被算法選用，但它們的一般用途是提高了結(jié)果的準(zhǔn)確性。
在步驟D，本方法計(jì)算接收機(jī)性能需求。達(dá)到此目的的目前的優(yōu)選算法如圖7所示。首先完成對在信號監(jiān)控電路(或者信號是否在某一閾值之上)中是否存在任何可測量的信號的估計(jì)。如果沒有觀察到干擾，則接收機(jī)的噪音系數(shù)被利用一個(gè)比最小需要NF小或不留余量的值進(jìn)行計(jì)算。噪音系數(shù)的計(jì)算將在下面進(jìn)一步詳細(xì)說明。接著IIP3、ICP、Nph和可能的其它的和大干擾相聯(lián)系的接收機(jī)參數(shù)的要求被設(shè)定為符合最小可測量干擾信號等級要求的值。
當(dāng)大干擾信號存在時(shí)，噪音系數(shù)要求被計(jì)算，以便接收機(jī)內(nèi)部噪音在信號對干擾比(SIR)中僅僅預(yù)留了額外的峰值儲備的一部分，可接受的干擾的其它部分可以由IIP3、ICP或其它的接收機(jī)不理想特征來引起。NF、IIP3和ICP要求可按如下所示的計(jì)算。在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中，二階輸入截取點(diǎn)(IIP2)也是重要的。對于IIP2的要求也可以這樣計(jì)算。但是由于完全不同的調(diào)節(jié)機(jī)制，IIP2要求被獨(dú)立地處理。如果IIP3和ICP要求比目前接收機(jī)可得到的最大值(IIP3_max和ICP_max)高，可能減少噪音系數(shù)要求，因此，增加了在內(nèi)部噪聲和最大可接受干擾間的余量。
對本機(jī)振蕩器LO(或者依靠接收機(jī)結(jié)構(gòu)的LO)的相位噪聲(Nph)要求可以基于總功率(Ptot)和/或接近RF載波的不期望功率(Pnw)來計(jì)算。對于調(diào)制信道的接收的相位噪聲(Nph)有一特定的可接受最大值，這是當(dāng)大干擾不存在時(shí)的限定值。但是，以Ptot或Pnw的函數(shù)計(jì)算本機(jī)振蕩器和在本機(jī)振蕩器和混頻器14LO端口之間的其它電路(分頻器36，緩沖器38等)的相位噪聲是可能的。因?yàn)橄辔辉肼暿枪牡暮瘮?shù)，接收機(jī)的總功耗可根據(jù)相位噪聲要求來調(diào)整。當(dāng)相位噪聲需求作為接收信道和干擾信號間的頻率的距離函數(shù)而減少時(shí)，通過測量附近的干擾Pnw，可以提高算法的精度。相位噪聲的計(jì)算可以不依賴IIP3和ICP特性來完成，因此它們的順序可以改變。但是兩個(gè)參數(shù)都增加了干擾，這樣當(dāng)?shù)谝恍枨蠖x時(shí)，一些峰值儲備將保留給其它的參數(shù)。
NF、IIP3、ICP、IIP2和Nph的計(jì)算可根據(jù)下面給的例子來完成。但是，這些計(jì)算只應(yīng)當(dāng)被看作是目前的優(yōu)選最佳操作模式，因?yàn)榭赡墚a(chǎn)生其它的數(shù)學(xué)公式在系統(tǒng)內(nèi)產(chǎn)生相同或者相似的信息。同時(shí)，也可以指定其它的接收機(jī)參數(shù)，雖然所描述的那些相信是最重要的。
自適應(yīng)系統(tǒng)的系統(tǒng)規(guī)范最好對每種接收狀態(tài)分開定義。那些能被用在這些場合的參數(shù)是，例如，接收信號強(qiáng)度(RSS)，在接收機(jī)輸入的總功率(Pblock＝Ptot)和引起三階互調(diào)(PIMD3，source)的功率。在CDMA系統(tǒng)接收頻帶的其它碼信道的信息也是有用的。
接下來是對根據(jù)圖4所示的算法完成的各種計(jì)算的更詳細(xì)描述。圖6和7中所示的算法是圖4中算法的組成部分。同時(shí)參考圖11。NF根據(jù)圖11A中的表達(dá)式，最大噪音系數(shù)(NF)可對每個(gè)輸入電平定義，這里NFRX是在天線4連接器處的接收機(jī)噪音系數(shù)；SNRmin是用于檢測的最小需要信噪比，NTH是所關(guān)心頻帶內(nèi)熱噪聲，也就是，NTH＝10*log(kTB)＝174dBm/Hz+10*log(B)。B是接收信道帶寬。所有數(shù)字用分貝給出。用于系統(tǒng)在一個(gè)靈敏級的最大噪聲系數(shù)能夠通過設(shè)置靈敏度作為RSS而計(jì)算出。在接收機(jī)的LNA12(或IC)之前丟失的分量在計(jì)算IC所需時(shí)被考慮。通常，這部分損失由預(yù)選濾波器6或雙重濾波器控制。因此，IC NF需求能夠由圖11B示出的表達(dá)式所給出，其中Lduplex模仿天線4的連接器與IC之間的總損耗，IC包括圖4示出的電路。
在一個(gè)無線系統(tǒng)中，當(dāng)輸入信號在靈敏度電平時(shí)，通常只有特定的噪聲是引起對信號的干擾的參數(shù)。因此NFIC+NTH和NFRX+NTH應(yīng)當(dāng)被看作在所關(guān)心頻帶中(DTOT)最大的干擾電平，包括CDMA系統(tǒng)中接收機(jī)塊的噪聲和失真以及來自其他編碼信道的干擾。NF典型地只在敏感級附近控制性能?？梢砸?guī)定在較高的信號電平上較少以便允許為通?？刂菩阅艿姆蔷€性和其他失真留有一定的峰值儲備。當(dāng)指明其他參數(shù)時(shí)，能夠使用這個(gè)峰值儲備。因此，在IC輸入的對于NF規(guī)定的一個(gè)線性或拋物線方程式能夠計(jì)算出來。圖11C示出一個(gè)線性函數(shù)的例子，其中MDS是最小可探測信號(靈敏度)，NFIC，MDS是在靈敏級上的專有的噪聲系數(shù)，k是規(guī)定的斜率，它可以由系統(tǒng)的設(shè)計(jì)者確定。所有的數(shù)字都用分貝表示。不考慮頻帶的干擾，一個(gè)典型的系統(tǒng)規(guī)定需要在接收信號高于靈敏度門限值3dB時(shí)被確定。為了不干擾所述規(guī)定，圖11C中公式中參數(shù)需減去3dB。低于這一點(diǎn)噪聲可被認(rèn)為是恒定的并且等式不是連續(xù)的。
避免這個(gè)問題的一個(gè)雙曲線函數(shù)能夠容易地被確定，并且更加接近地類似于不同增益控制值的典型接收機(jī)電路的特性。然而，實(shí)現(xiàn)起來算法很難，很消耗能量。那么規(guī)格可以根據(jù)圖11D所示的等式給出，其中參數(shù)m可由設(shè)計(jì)者進(jìn)行選擇。WCDMA系統(tǒng)中的最大噪聲(和失真)等級，和RSS函數(shù)的兩個(gè)數(shù)學(xué)模型在圖8中示出。其他類型的無線系統(tǒng)也可以按照類似的方法計(jì)算。IIP3最大三階輸入截取點(diǎn)(IIP3)能夠從噪聲系數(shù)和總的可接受的干擾中被確定?？偟母蓴_能夠根據(jù)圖11E的等式中得出，其中，RIMD3，in是涉及接收機(jī)輸入的三階干擾。NF和PIMD3，in都是RSS的函數(shù)。最大可接受總干擾由RSS和接收時(shí)為滿足當(dāng)前信號質(zhì)量的需求而所需的最小信噪比(SNRmin)所決定，如圖11F的等式所示。因此，三階干擾的最大值可由圖11G的等式表示。
IIP3的規(guī)格可由圖11H的等式計(jì)算出來，其中PIMD3，source是輸入端的由三階互調(diào)引起失真的功率。拋物線函數(shù)給出的不同的信號強(qiáng)度(RSS)的用于噪聲系數(shù)特性的IIP3規(guī)格如圖12所示。
如果存在一些潛在的不理想的信號環(huán)境，則為它們保留一定量的峰值儲備，如圖11G的表達(dá)式所示的。因此，應(yīng)當(dāng)認(rèn)為，在相同的方式下使用如例子中的NF和IIP3等兩個(gè)以上的參數(shù)是能夠?qū)崿F(xiàn)最優(yōu)化的。IIP2與IIP3類似的模式也可以確定IIP2。然而，確定振幅包絡(luò)或包絡(luò)失真的量都比確定互調(diào)功率更難做到。如果假設(shè)IIP2的狀態(tài)由一個(gè)包括不恒定的包絡(luò)的調(diào)制信道所決定，則虛擬源功率(PIMD2，source)由圖11I所示的等式所確定，其中Pblock是失真(例如在調(diào)制信道中)的平均功率，ΔPAM是用dBc給出的信號中的幅度調(diào)制功率的相關(guān)量，Poutband是在信號乘方期間混淆帶外的功率。因此，Poutband在二階失真情況下近似為3dB。當(dāng)為接收機(jī)規(guī)定一些失真參數(shù)時(shí)，它們之間的關(guān)系也應(yīng)當(dāng)被確定，就象早先在噪聲和IMD3失真之間完成的那樣。在二階失真的情況下，最好是超規(guī)定(overspecify)參數(shù)，以便為其他參數(shù)保存峰值儲備。當(dāng)然，只有當(dāng)參數(shù)被至少在某種程度上單獨(dú)定義并且只有當(dāng)最大需求是可行的時(shí)，這才能夠?qū)崿F(xiàn)。在這里通過確定相當(dāng)于輸入的最大包絡(luò)失真來完成，如圖11J的等式所示，其中DTOT是前面定義過的總的干擾，ΔPIMD2是用dB表示的差值。如果差值被設(shè)置為例如10dB，則二階互調(diào)失真能夠僅僅是總量的10％。這種情況下，相關(guān)的小的峰值儲備就可以在實(shí)現(xiàn)中留給其他參數(shù)。IIP2的規(guī)格因此可以由圖11k的等式給出。作為IMD2源功率的一個(gè)函數(shù)，圖13所示的IIP2的形態(tài)與圖12的IIP3相類似。在此舉例中可選參數(shù)為ΔPIMD2＝10dB，ΔPAM＝10dB，Poutband＝3dB。ICP輸入壓縮點(diǎn)(ICP)在接收機(jī)電路中與其他的非線性因素有關(guān)，并且一個(gè)最簡化的分析得出一個(gè)理論結(jié)果，僅當(dāng)一個(gè)非線性信號在一個(gè)有效的電路中運(yùn)作時(shí)，ICP比IIP3低9.6dB。然而，在實(shí)踐中射頻電路中典型地差值在5到15dB之間。IIP3和ICP引起信號惡化的機(jī)制是不同的，因此分離它們是所期望的。ICP的需求可以單獨(dú)地進(jìn)行計(jì)算，并根據(jù)邏輯能夠估計(jì)出是否IIP3和ICP設(shè)置接收機(jī)性能的更嚴(yán)格需求，并且從而調(diào)整接收機(jī)。
由當(dāng)前的一個(gè)大的阻塞者(blocker)(Pblock或測得的Ptot)引起的增益的壓縮能夠用干擾功率的函數(shù)來確定，例如AV(Pblock)，其中，AV是接收機(jī)的增益。由于增益的壓縮與接收機(jī)消耗的功率有關(guān)，所以阻塞功率(例如測得的總功率)能夠直接被用來計(jì)算接收機(jī)需要消耗的功率使得調(diào)節(jié)接收機(jī)的不同的塊干擾阻塞來滿足這個(gè)規(guī)格。
在有效電路中當(dāng)前的一個(gè)大的阻塞信號也增加噪聲。因此，電路的噪聲系數(shù)是總功率的一個(gè)函數(shù)。然而，在效果變得顯著之前需要相對較大的信號等級。如同前面所示，通過對阻塞信號的分析，計(jì)算噪音系數(shù)規(guī)格是可以實(shí)現(xiàn)的，即NFRX是RSS和Pblock的函數(shù)，NFRX(RSS，Pblock)。其他參數(shù)比如IIP3根據(jù)更嚴(yán)格需求計(jì)算的。另一種選擇是計(jì)算由阻塞者引起的附加噪聲，然后將它和其他干擾比較。在這種情況下，可以與接收的信號(RSS)相比的總干擾DTOT能通過圖11L的等式表達(dá)，其中NRX(Pblock)是來自阻礙信號的附加噪聲。相位噪聲通過接收的信號強(qiáng)度，還有總的阻塞功率(Pblock＝Ptot)和/或在所關(guān)心載波頻帶(Pnw)附近的測量的干擾功率等級，可以計(jì)算出相位噪聲規(guī)格。最大可接受的相位噪聲Nph，max依賴于信道解調(diào)的需求。這個(gè)需求比起當(dāng)相位噪聲與所關(guān)心載頻附近的一個(gè)較大的干擾混合時(shí)的狀況要明顯的放寬。在后一種情況中，相位噪聲的一部分在所關(guān)心的頻帶上混疊，因此更加使接收惡化。這個(gè)需求在一些無線系統(tǒng)中從實(shí)現(xiàn)的角度來看是最嚴(yán)格的一種，因此對于功率消耗是很關(guān)鍵的。因此該相位噪聲需求應(yīng)當(dāng)優(yōu)選地輸入到接收機(jī)功率消耗最佳邏輯中，這時(shí)它被定義為阻塞功率的一個(gè)函數(shù)，即Nph(RSS，Nph，min，Pblock和/或Pnw)。如果接收載波和一個(gè)大的不希望出現(xiàn)的干擾之間的距離是未知時(shí)，則最好為相位噪聲保留一定的峰值儲備。
現(xiàn)在詳細(xì)地講述接收機(jī)行為模型24。所需的性能參數(shù)已經(jīng)被使用邏輯映射在接收機(jī)性能中。因此，接收機(jī)的性能參數(shù)在整個(gè)可操作范圍內(nèi)應(yīng)當(dāng)作為電流消耗的一個(gè)函數(shù)而被確定。首先，分別為每個(gè)獨(dú)立的接收塊確定所需參數(shù)和換算可能性。然后通過結(jié)合不同的塊來確定總的性能。每個(gè)單獨(dú)塊的參數(shù)既可以通過仿真得出也可以通過測量得出，而不同塊的結(jié)合可以通過仿真，計(jì)算，或測量完成。以上所有方法通常是已知的技術(shù)。然而大量的參數(shù)使系統(tǒng)最優(yōu)化非常困難，因而最好有另一種不同的技術(shù)來實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化。這個(gè)行為模型對于實(shí)現(xiàn)用于同一系統(tǒng)并且事先定義的所有設(shè)備(接收機(jī))是類似的，或者它可以在制作或者操作期間單獨(dú)為每個(gè)設(shè)備而進(jìn)行修改，以便從系統(tǒng)的角度來看還考慮到過程變化等來優(yōu)化性能。這個(gè)行為模型潛在地有大量的不同選擇供實(shí)施，并且這些選擇都可以通過本發(fā)明的教導(dǎo)而實(shí)現(xiàn)。因此現(xiàn)在僅對接收機(jī)的一個(gè)相對簡單的行為模型進(jìn)行描述，其也是一個(gè)當(dāng)前的優(yōu)選實(shí)施例。這個(gè)優(yōu)選模型是對整個(gè)接收機(jī)而言的。然而這個(gè)行為模型能在多個(gè)接收機(jī)功能塊之間被分割，并且分配功率消耗的邏輯還可包括一個(gè)用于內(nèi)部最優(yōu)化的算法。因此，圖4中標(biāo)有E和F的兩個(gè)塊之間的邊界應(yīng)當(dāng)被視為是靈活的。
圖9A-9E，通稱為圖9，示出了作為功率消耗的函數(shù)的某些接收機(jī)參數(shù)的行為模型特定的增益，噪聲系數(shù)，IIP3，過程變化(虛線)下的噪聲系數(shù)以及不同阻塞信號等級下的噪聲系數(shù)。既不用對前面給出的所有參數(shù)進(jìn)行說明，也不需要用絕對值描述行為。功率消耗與特定參數(shù)之間的關(guān)系應(yīng)當(dāng)是本領(lǐng)域技術(shù)人員已知和理解的。代替整個(gè)接收機(jī)，性能參數(shù)也能夠描述一個(gè)單獨(dú)塊或一組接收機(jī)塊。實(shí)施中的過程變化的效果在圖9D中示出。如果校驗(yàn)或驗(yàn)證沒有進(jìn)行(圖4中步驟H)，則算法最好為每個(gè)參數(shù)假設(shè)最壞的情況。如果作為一個(gè)特定的參數(shù)的函數(shù)的實(shí)際性能可以被確定或校準(zhǔn)，則特定的設(shè)備(接收機(jī))的實(shí)際值能夠被使用。圖9E示出作為在三個(gè)不同的阻塞等級下功率消耗的函數(shù)的噪聲系數(shù)。使用這種模型，接收機(jī)的噪聲系數(shù)(NF)在一個(gè)阻塞信號的存在中被優(yōu)化。
在不同的接收塊之間分配功率的邏輯塊22既能夠?qū)φ麄€(gè)接收機(jī)使用行為模型，又能例如對信號路徑和LO路徑分別使用行為模型，還能夠?yàn)槊總€(gè)接收機(jī)塊單獨(dú)使用行為模型。也可以將這些結(jié)合起來使用。在第一種情況中，邏輯塊22根據(jù)現(xiàn)有接收條件為所需的性能參數(shù)確定最小需要的功率。圖10示出了三個(gè)不同情況下的一個(gè)簡單的例子。圖10A中是一個(gè)高線性和一個(gè)相對低的噪聲系數(shù)。然而線性要求清楚地設(shè)置了功率消耗。在圖10B中線性要求放寬了，噪聲系數(shù)(NF)成為功率消耗的限制因素。在圖10C中參數(shù)都被放寬了，但NF仍然是限制因素。這個(gè)例子說明一個(gè)方法，方法中接收機(jī)性能已經(jīng)作為總功率消耗的一個(gè)函數(shù)而被確定，并且塊之間的固定功率分配被事先選擇。這是一個(gè)簡單的方案，并且允許使用查找表格。然而能夠用低的功率消耗產(chǎn)生改進(jìn)最優(yōu)化結(jié)果的更復(fù)雜的方法也可以通過使用這種方法而實(shí)現(xiàn)。圖10A的例子就是通過某個(gè)特定或標(biāo)準(zhǔn)來施加的需求，圖10C是在信號變動的環(huán)境中的典型情況。
雖然希望信號強(qiáng)度變化相對小些，但為有效的電路產(chǎn)生命令的邏輯電路22也可以得知涉及接收機(jī)先前狀態(tài)的狀況。這例如當(dāng)接收機(jī)控制引起的信號瞬變現(xiàn)象引起對接收信號的干擾時(shí)是希望的。這樣的邏輯電路排除了某些狀態(tài)之間不可能的過渡，盡管這些過渡可能嚴(yán)格地從功率消耗的角度來看是最佳選擇。
參見圖4中的步驟G，接收機(jī)中不同的塊能夠通過調(diào)整供電電流或供應(yīng)電壓或通過前面圖1中考慮的其他技術(shù)來進(jìn)行控制。而本發(fā)明可以使用任何適用的控制技術(shù)，在大多數(shù)情況中，將發(fā)現(xiàn)控制RF和模擬電路最有效的途徑是控制供電電流。
接收機(jī)塊的功率控制從功率分配邏輯電路22中為每個(gè)獨(dú)立的塊接收命令(例如，ctrl_LNA，ctrl_VCO.ctrl_synth)，并且在期望的點(diǎn)上及時(shí)地執(zhí)行被命令的改變。接收機(jī)的數(shù)字信號處理塊通常無需同步，但在某些情況下需要同步。
可以通過比較例如接收塊功率控制前后的估計(jì)的SIR而在圖4的步驟H可選擇地檢驗(yàn)信號質(zhì)量。如果接收機(jī)參數(shù)不對干擾進(jìn)行控制，則結(jié)果上沒有什么大的不同之處。在這種情況下調(diào)諧確實(shí)是可接受的。然而如果接收機(jī)參數(shù)對SIR有很大的影響，則就可能估計(jì)出調(diào)諧之后SIR是否在一個(gè)可接受的電平，即SIR_est＞SIR_min，其中SIR_min是對于檢測的最小可接受的電平。而且像BER，BLER差錯(cuò)矢量幅度(EVM)或循環(huán)冗余校驗(yàn)(CRC)等能夠在接收機(jī)中被定義的其他參數(shù)也能在接收當(dāng)中以類似的方式被使用來估計(jì)最小可接受的信號質(zhì)量。
這個(gè)步驟是可選的，這是因?yàn)榭赡転椴煌慕邮諜C(jī)參數(shù)確定足夠的峰值儲備，以便避免功率消耗調(diào)諧使接收嚴(yán)重失真的情況。而一個(gè)選擇性的算法可以把性能額外的余量降到最小，因此希望可以提供一些檢測信號質(zhì)量的機(jī)制。
參照圖14，對一個(gè)信號監(jiān)控電路10與RF接收機(jī)的另一種視圖相結(jié)合進(jìn)行描述。信號監(jiān)控電路10在這也可以稱作一個(gè)互調(diào)檢測器(IMD)10，與無線接收機(jī)并行工作，并能夠?yàn)榻邮諜C(jī)調(diào)諧邏輯模塊提供調(diào)諧無線接收機(jī)時(shí)有用的信號。該互調(diào)檢測器10實(shí)質(zhì)上是一個(gè)對互調(diào)失真特別敏感的接收機(jī)。由接收機(jī)從接收信號中得出的一個(gè)檢測器信號用作輸入，該互調(diào)檢測器10提供兩個(gè)信號一個(gè)第一信號PWB表示在第一放大器(圖5的LNAl2)前面或后面檢測的接收機(jī)輸入的總功率，第二信號PIMD3本質(zhì)上表示接收機(jī)被調(diào)諧的信道上的信號衰落(此現(xiàn)象的出現(xiàn)是由于互調(diào)檢測器檢測到在接收機(jī)中引起非線性分量的輸入信號，并且不必要在接收機(jī)中以相同的程度出現(xiàn))的立方值。在接收機(jī)中低于大的干擾信號的另一個(gè)不必要的影響是壓縮。由于改變模擬電路的操作條件，接收機(jī)中的大信號能通過阻塞或增加在信號路徑中的噪音來壓縮信號路徑的增益。如圖14所示的通過平方測量帶寬功率在無線接收中是眾所周知的。然而，從混頻器71和72之間的節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生(抽頭)的寬帶信號對于無線電接收機(jī)的優(yōu)化是非常有用的參數(shù)，因此該信號被從互調(diào)檢波器中分離輸出。
由于在互調(diào)檢測器中檢測到引起非線性分量的電源，所以出現(xiàn)在接收機(jī)被調(diào)諧到的信道上的混疊，所述混疊沒有必要在接收機(jī)中以相同的程度出現(xiàn)。該互調(diào)檢測器10基本上是一個(gè)用于以可控制的方式利用線性操作從寬帶頻率中集中非線性分量的無線電接收機(jī)的監(jiān)控電路，所述分量混疊到無線電接收機(jī)被調(diào)諧到的信道上。IMD電路10被設(shè)計(jì)為對互調(diào)比對實(shí)際已接收的信號路徑更敏感，因此，它能在互調(diào)源嚴(yán)重干擾無線電接收之前指示出這些互調(diào)源。如果在無線電接收機(jī)被調(diào)諧的信道之外的兩個(gè)強(qiáng)信號被調(diào)諧通過在接收機(jī)中的非線性電路，以及兩個(gè)單音頻率的差值是確定的，那么這兩個(gè)信道將產(chǎn)生一個(gè)混疊到無線電接收機(jī)調(diào)諧到的信道上的互調(diào)信號。由互調(diào)檢波器10提供的兩個(gè)信號，(被測量的)互調(diào)失真PIMD3和(被測量的)總功率PWB能被用于調(diào)整無線電接收機(jī)10的線性度，以及用于本發(fā)明的目的。
在圖14中，除了在所關(guān)心頻段的信號以外，還有天線響應(yīng)的不同載頻上的若干其它無線電信道，即，互調(diào)檢波器10比起接收的信道有較寬的輸入帶寬。如果信號足夠強(qiáng)，則這些信道能夠使不希望的互調(diào)分量混疊到所關(guān)心的帶寬。注意互調(diào)檢波器10與無線電接收機(jī)的輸入端不是直接相連的；而是在最佳模式中，它測量在LNA12和混頻器14(盡管通過竊聽LNA12的輸入也能夠利用同一個(gè)互調(diào)檢波器檢測)之間節(jié)點(diǎn)的信號(即在節(jié)點(diǎn)竊聽信號)。除了指明用于圖5和14中的無線電接收機(jī)的直接變換結(jié)構(gòu)外，互調(diào)檢波器10也能夠用在其它的無線電接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，因此在無線電接收機(jī)中有其他的節(jié)點(diǎn)能夠通過互調(diào)檢波器被測量。同樣，如果需要從一個(gè)比被利用混頻器76下變頻更窄的帶寬檢測總功率或互調(diào)功率，則可以利用傳統(tǒng)技術(shù)，在混頻器76的輸出端或混頻器71的輸入端限制測量帶寬。這樣的技術(shù)可能是例如，一個(gè)在接地信號和特殊節(jié)點(diǎn)之間連接的附加電容器。另外，根據(jù)現(xiàn)有的設(shè)計(jì)技術(shù)，在操作期間電容器能被調(diào)諧或轉(zhuǎn)換，使得可能觀測失真源(總功率或者互調(diào))是否接近于接收機(jī)調(diào)諧進(jìn)入的載波。如果需要，這樣的信息能在接收機(jī)調(diào)諧邏輯中。
在圖14所述的實(shí)現(xiàn)中，互調(diào)檢波器10將被LNA12放大后通過無線電接收機(jī)接收的寬帶信號作為輸入信號，并且混頻器76將所述寬帶信號與利用LO32提供的相混頻。本地振蕩器32提供在無線電接收機(jī)調(diào)諧到的頻率上的信號，因此載頻信號和已接收信號的混頻將產(chǎn)生一個(gè)信號，該信號被利用高通濾波器(HPF)77高通濾波時(shí)，不再包括無線電接收機(jī)調(diào)諧到的頻率。該信號在高通濾波之后，被提供給混頻器71，在那里進(jìn)行自我混頻，以便被平方，因此提供一個(gè)已接收信號功率的測量，該功率不包括在該無線電接收機(jī)調(diào)諧到的頻率上的功率。在互調(diào)檢波器10的一個(gè)可選擇的分支內(nèi)，來自混頻器71的輸出被提供給子系統(tǒng)704b，用于產(chǎn)生指示PWB的數(shù)字信號。在PWB子系統(tǒng)704b中，從混頻器71的輸出被提供給放大器78，其可以是一個(gè)線性放大器或一個(gè)對數(shù)放大器(以Lin/Log放大器78表示)。利用一個(gè)低通濾波器(LPF)79將放大器78的輸出低通濾波，以及通過ADC80將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式，因此提供表明已接收信號的功率的信號PWB，該功率不包括在無線電接收機(jī)調(diào)諧到的頻率上的功率。
在互調(diào)檢波器10的主要部分，混頻器71的輸出同樣作為一個(gè)輸入被提供給另一個(gè)混頻器72，其中與高通濾波器77的原始輸入混合，因此產(chǎn)生作為一個(gè)基本上通過高通濾波器提供的信號的立方的輸出。然后通過子系統(tǒng)704a處理該立方輸出，用于提供一個(gè)表明在接收模塊調(diào)諧到的頻率上的互調(diào)功率的數(shù)字信號。在子系統(tǒng)704a中，立方輸出被LPF81低通濾波，然后通過放大器82放大，通過利用混頻器73將它平方來表示(被檢測)，并且再次被使用另一個(gè)LPF 83而低通濾波。利用ADC84將該結(jié)果轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，產(chǎn)生一個(gè)數(shù)字信號P，該信號表示在無線接收機(jī)模塊10調(diào)諧到的頻率上的互調(diào)功率。
包括混頻器73和低通濾波器83以及混頻器73之后的ADC84的檢測電路部分只是提供一個(gè)指示PIMD3信號的實(shí)現(xiàn)的實(shí)例。這種電路分支的功能當(dāng)然利用其他的設(shè)備也可以實(shí)現(xiàn)，諸如在ADC之后的混頻器73被數(shù)字混頻器取代。
上面描述的方法能夠被在具有任何模擬電路的同一電路小片上，或者在一個(gè)混頻模式的芯片上，或者在數(shù)字ASIC中，或者通過編程一個(gè)數(shù)字信號處理器(DSP)或者一個(gè)中央處理單元(CPU)上利用定制邏輯來實(shí)現(xiàn)。實(shí)現(xiàn)的最佳模式最可能是用于在模式之間改變的控制信號來自數(shù)字ASIC，DSP或CPU，以及在模擬或混合模式芯片上的本地邏輯上控制模式之間的轉(zhuǎn)換。RF監(jiān)控電路10最好在同樣的芯片上與接收機(jī)中的其他RF一起被實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明中使用的算法的實(shí)現(xiàn)可能通過計(jì)算在接收期間實(shí)時(shí)或接近實(shí)時(shí)的接收機(jī)參數(shù)的值，或者通過預(yù)先計(jì)算用于不同信號狀態(tài)結(jié)合的值，然后將被計(jì)算的值放到查表中，或者通過能提供用于算法執(zhí)行所需的邏輯的其它方式。
當(dāng)然，對于某個(gè)實(shí)施例，僅僅一個(gè)前述算法和電路的子集可能被實(shí)現(xiàn)，因此實(shí)際使用的實(shí)施例的形式可能是特別接收機(jī)系統(tǒng)類型的功能和結(jié)構(gòu)以及所需的精確性。
在這里公開的方法和設(shè)備提供一個(gè)強(qiáng)大的實(shí)時(shí)或接近實(shí)時(shí)的適應(yīng)性功能，以及能夠連續(xù)操作或不連續(xù)操作。該方法和設(shè)備同樣能夠基于已接收的信號強(qiáng)度優(yōu)化功率消耗，以及能夠提供和操作有關(guān)大干擾的信息。，該方法和設(shè)備還能夠分離由于來自其他阻塞信號的互調(diào)而帶來所關(guān)心頻帶內(nèi)的干擾的輸入信號。至少在理論上，從來自功率調(diào)整的角度來看，在作為干擾源的阻塞和互調(diào)之間有大的不同。如果邏輯是僅基于阻塞，那么一般來說，與其中互調(diào)和阻塞能被彼此分開的情況相比，將需要一個(gè)顯著較大的功率消耗。這種在兩個(gè)方法之間不同的背景在圖2中示出。
為了有效，根據(jù)本發(fā)明的方法和設(shè)備不要求一個(gè)干擾的先驗(yàn)知識，諸如在RX鏈中的TX泄漏的知識。然而，如果這個(gè)信息是可用的，則它同樣能夠被算法使用。值得注意的是，接收機(jī)不必要被設(shè)計(jì)以便對于有關(guān)接收的無線電頻譜的最差的狀態(tài)下也總是能夠操作。
不象一些現(xiàn)有的方法，根據(jù)本發(fā)明的方法和設(shè)備同樣適合于與那些具有連續(xù)接收的接收機(jī)使用，諸如具有FDD的DS-CDMA，并且不要求調(diào)諧到所有可能干擾信號頻率的接收機(jī)都能夠掃描所有可能的干擾，否則僅能估算一個(gè)被選定數(shù)量的干擾。同樣，在一般信號接收期間，不限制不能被測量的干擾信號，其限制了某些傳統(tǒng)方法的精確性。
如上所述，在CDMA系統(tǒng)中，由噪音和干擾以及還由在所關(guān)心RF頻段中其它被發(fā)送信道限制了容量，本發(fā)明能被應(yīng)用到噪音，干擾和其他編碼信道之間的折衷，以實(shí)現(xiàn)所需的性能。然而，這種技術(shù)要求在功率控制環(huán)中采取一些預(yù)防措施以避免干擾。這個(gè)問題的解決方案在共同未決的美國專利申請S.N10/034,837中被示出，該申請由Aamo Pssinen，Jussi Vepslinen和Pauli Seppinen與本申請?jiān)谕蝗掌谔峤?，題目為“Method and Apparatus forReducing Power Consumption in Transceivers in Wireless Communications SystemsHaving a Power Control Loop(在具有功率控制環(huán)的無線通信系統(tǒng)中的收發(fā)信機(jī)中的用于減少功率消耗的方法和設(shè)備)”(在此引入僅作參考)。
簡而言之，參考附圖15A，其中示出了從收發(fā)信機(jī)的RF接收機(jī)系統(tǒng)被初始化的第一個(gè)步驟41開始的流程圖。假定在該方法的使用期間，該收發(fā)信機(jī)與其他的收發(fā)信機(jī)，第二收發(fā)信機(jī)通信。在下一個(gè)步驟42，以預(yù)先確定的測量模式利用接收機(jī)執(zhí)行功率控制測量。在接下來的步驟43中，功率控制命令被從含有接收機(jī)的收發(fā)信機(jī)發(fā)送到通信收發(fā)信機(jī)。然后，如果該接收機(jī)系統(tǒng)按照上述與本申請?jiān)谕蝗掌谔峤坏念}目為“Method and Apparatus for ReducingPower Consumption in Transceivers in Wireless Communications Systems Having aPower Control Loop(在具有功率控制環(huán)的無線通信系統(tǒng)中的收發(fā)信機(jī)中的用于減少功率消耗的方法和設(shè)備)的美國專利申請SN.10/034,837編程，那么該接收機(jī)系統(tǒng)等待，直到?jīng)]有測量被安排為止，以根據(jù)一個(gè)確定步驟來確定什么時(shí)侯進(jìn)入一個(gè)調(diào)諧模式。在接下來的步驟44b中，接收機(jī)調(diào)諧被啟動；在接下來的步驟45中，執(zhí)行一個(gè)自適應(yīng)調(diào)諧的循環(huán)(利用接收機(jī)調(diào)諧邏輯模塊將調(diào)諧命令發(fā)送到無線電接收機(jī))，以及在循環(huán)結(jié)束時(shí)，如果是再次測量功率控制的時(shí)間，那么在接下來的步驟46中，接收機(jī)的調(diào)諧將被禁止，以及在接下來的步驟47中，接收機(jī)系統(tǒng)重新配置自身以便進(jìn)行功率檢測，然后返回到步驟42，其中它進(jìn)行功率控制測量。如果不是進(jìn)行功率測量的時(shí)間，則重復(fù)步驟45中的自適應(yīng)調(diào)諧的循環(huán)。
同樣參考圖15B，從另一個(gè)角度來看，接收機(jī)系統(tǒng)在兩個(gè)不同的模式51和52之間轉(zhuǎn)換。這些模式是接收機(jī)調(diào)諧模式51，和功率控制測量模式52。關(guān)于最初在功率控制測量模式中52中的接收機(jī)，當(dāng)接收機(jī)系統(tǒng)完成一組功率控制測量時(shí)，該接收機(jī)轉(zhuǎn)變到接收機(jī)調(diào)諧模式51。在該接收機(jī)調(diào)諧模式中，接收機(jī)被調(diào)整(調(diào)諧)到一個(gè)或另外一個(gè)適合被選擇的內(nèi)部狀態(tài)。該接收機(jī)在接收機(jī)調(diào)諧模式51中保持直到進(jìn)行下一組功率控制測量。
按照本發(fā)明的方法和設(shè)備同樣提供一個(gè)較寬的操作范圍，這是因?yàn)楫?dāng)信號等級非常弱時(shí)不限制交換，以便不顯著干擾接收。同樣，因?yàn)榛フ{(diào)分量能夠被從噪聲和接收的信號中分離，所以測量的精確度更高。該方法和設(shè)備能被配置以便在接收機(jī)中執(zhí)行必要的增益控制功能，或者能夠與現(xiàn)有的接收機(jī)增益控制功能結(jié)合。
這些教導(dǎo)還提供一種技術(shù)，其將噪音和線性性能結(jié)合到同一個(gè)算法中，以及因此能減少在接收機(jī)電路設(shè)計(jì)和執(zhí)行中所需的峰值儲備的量。
此外，這些教導(dǎo)提供在無線電系統(tǒng)中接受對于互調(diào)(雙音)測試和阻塞測試的更高等級可能性，這是因?yàn)槟軌蚋鶕?jù)互調(diào)和阻塞而調(diào)整的自適應(yīng)邏輯可用。因此附加的靈活性在網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)中是可能的，同時(shí)使得在移動站中的平均功率消耗是可接受的。
因此，盡管以上在優(yōu)選實(shí)施方案中描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠理解本發(fā)明的方案不僅限于以上描述的優(yōu)選實(shí)施方案。
權(quán)利要求
1.一種操作射頻RF接收機(jī)的方法，包括在RF接收機(jī)操作期間，周期地確定現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作條件；至少部分的基于已確定的現(xiàn)有RF接收機(jī)的操作條件來確定RF接收機(jī)的性能需求；以及根據(jù)已確定的RF接收機(jī)性能需求和根據(jù)所述RF接收機(jī)中的至少一個(gè)的總體上的行為模型以及RF接收機(jī)的各個(gè)功能塊，來分配在RF接收機(jī)功能塊之間的功率消耗。
2.如權(quán)利要求1的方法，其中確定現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作條件包括監(jiān)控干擾信號以及確定由于互調(diào)和阻塞中的至少一個(gè)所引起的已接收信號的失真。
3.如權(quán)利要求1的方法，其中確定現(xiàn)有RF接收機(jī)的操作條件包括測量其RF接收機(jī)被分離的收發(fā)信機(jī)的已接收信號和內(nèi)部條件中的至少一個(gè)。
4.如權(quán)利要求1的方法，還包括監(jiān)控所得到的RF接收機(jī)信號質(zhì)量以確定是否分配功率消耗執(zhí)行了一個(gè)最優(yōu)功率消耗分配。
5.如權(quán)利要求2的方法，其中監(jiān)控干擾信號監(jiān)控在接收機(jī)的RF、IF和BB部分中的至少一個(gè)中的信號。
6.如權(quán)利要求3的方法，其中測量已接收信號在BB處測量已接收的信號。
7.如權(quán)利要求6的方法，其中在BB處測量已接收的信號導(dǎo)致RSS、SIR、Ec/Io、BER和BLER中的至少一個(gè)的測量。
8.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求確定至少RF接收機(jī)的增益。
9.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求確定至少RF接收機(jī)的噪音系數(shù)。
10.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求確定至少RF接收機(jī)的三階輸入截取點(diǎn)。
11.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求確定至少RF接收機(jī)的二階輸入截取點(diǎn)。
12.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求確定至少RF接收機(jī)的輸入壓縮點(diǎn)。
13.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求確定至少RF接收機(jī)的相位噪音。
14.如權(quán)利要求1的方法，其中確定RF接收機(jī)性能需求還確定RF接收機(jī)的正確增益值。
15.如權(quán)利要求1的方法，其中通過至少下列其中之一來操作分配在RF接收機(jī)功能塊之間的功率消耗改變偏磁電流和電源電壓中的至少一個(gè)，通過旁路至少一個(gè)級，通過在級間轉(zhuǎn)換，以及通過改變反饋。
16.一種包括一個(gè)射頻RF接收機(jī)的通信裝置，還包括監(jiān)控電路，能夠在RF接收機(jī)操作期間操作，用于周期地確定現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作條件，以及至少部分地基于已確定的現(xiàn)有RF接收機(jī)操作條件來確定RF接收機(jī)性能需求，所述通信裝置還包括功率控制電路，該電路根據(jù)已確定的RF接收機(jī)性能需求和根據(jù)RF接收機(jī)中的至少一個(gè)的總體上的行為模型以及RF接收機(jī)的各個(gè)功能塊，來在RF接收機(jī)功能塊之間分配功率消耗。
17.如權(quán)利要求16的通信裝置，其中所述的監(jiān)控電路測量干擾信號以及確定由于互調(diào)和阻塞中的至少一個(gè)引起的已接收信號失真。
18.如權(quán)利要求16的通信裝置，其中所述監(jiān)控電路分別測量其RF接收機(jī)被分離的收發(fā)信機(jī)的已接收信號和內(nèi)部條件中的至少一個(gè)。
19.如權(quán)利要求16的通信裝置，其中所述功率控制電路響應(yīng)所得到的RF接收機(jī)的信號質(zhì)量以確定已分配的功率消耗是否是最佳的功率消耗分配。
20.如權(quán)利要求16的通信裝置，其中所述監(jiān)控電路監(jiān)控在所述RF接收機(jī)的RF、IF和BB部分中的至少一個(gè)中的已接收信號，并且在BB處監(jiān)控已接收的信號包括RSS、SIR、Ec/Io、BER和BLER中的至少一個(gè)的測量。
21.如權(quán)利要求16的通信裝置，其中操作所述的監(jiān)控電路操作來確定下列中的至少一個(gè)RF接收機(jī)的增益、RF接收機(jī)的正確增益值、RF接收機(jī)的噪音因素、RF接收機(jī)的三階輸入截取點(diǎn)、RF接收機(jī)的二階輸入截取點(diǎn)、RF接收機(jī)的輸入壓縮點(diǎn)、以及RF接收機(jī)的相位噪音。
22.如權(quán)利要求16的通信裝置，其中所述功率控制電路通過至少下列其中之一操作改變偏磁電流和電源電壓中的至少一個(gè)，通過旁路至少一個(gè)級，通過在級間轉(zhuǎn)換，以及通過改變反饋。
全文摘要
公開了用于操作RF接收機(jī)的方法和設(shè)備。在RF接收機(jī)運(yùn)行期間，通過以下來執(zhí)行該方法周期性的確定現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作狀態(tài)；至少部分的基于已確定的現(xiàn)有的RF接收機(jī)操作狀態(tài)來確定RF接收機(jī)的性能需求；以及根據(jù)已確定的RF接收機(jī)性能需求和根據(jù)至少RF接收機(jī)其中之一的總體上的行為模型和RF接收機(jī)各個(gè)功能塊的性能，分配在RF接收機(jī)功能塊之間的功率消耗。該方法同樣可以監(jiān)控所得到的RF接收機(jī)信號的質(zhì)量以確定是否功率消耗的分配帶來了功率消耗的最優(yōu)分配。
文檔編號H04B1/10GK1437322SQ0214002
公開日2003年8月20日 申請日期2002年12月27日 優(yōu)先權(quán)日2001年12月28日
發(fā)明者A·佩爾西寧, P·塞皮寧, J·維普塞萊寧, M·古斯塔夫森, M·海邁萊寧 申請人:諾基亞有限公司