專利名稱：多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種頻率跟蹤方法，屬于數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
隨著人們對(duì)高速數(shù)字通信技術(shù)需求的增長(zhǎng)，正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)技術(shù)以其極高的頻譜效率和對(duì)時(shí)散信道良好的適應(yīng)能力正日益受到人們的重視，被認(rèn)為是未來(lái)第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)的支撐技術(shù)。OFDM是一種多載波傳輸技術(shù)，把整個(gè)信道分成N個(gè)子信道，并行傳輸信息。
OFDM技術(shù)主要用于(第四代)移動(dòng)通信系統(tǒng)，寬帶無(wú)線接入。在數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信應(yīng)用中，OFDM是目前研究的熱點(diǎn)技術(shù)之一，如MC-CDMA(多載波碼分多址)，OFDMA(正交頻分多址)等；在寬帶無(wú)線接入應(yīng)用中，IEEE802.11a及IEEE802.16都是基于OFDM的標(biāo)準(zhǔn)(或草案)，ETSI的HiperLAN II也是一種基于OFDM技術(shù)的標(biāo)準(zhǔn)；在寬帶有線接入技術(shù)中，如xDSL(各種高速數(shù)字用戶線)技術(shù)中，OFDM的一種特殊形式——DMT已獲得廣泛應(yīng)用。
OFDM系統(tǒng)各子信道不但沒有保護(hù)頻帶，而且相鄰信道間信號(hào)的頻譜的主瓣還相互重疊，因此，OFDM有非常高的頻譜利用率。而且，OFDM實(shí)現(xiàn)非常簡(jiǎn)單。當(dāng)子信道上采用QAM或MPSK調(diào)制方式時(shí)，調(diào)制及解調(diào)過程可以用IFFT(逆快速傅立葉變換，Inverse Fast Fourier Transformation，IFFT)和FFT(快速傅立葉變換Fast Fourier Transformation，F(xiàn)FT)完成，硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)直接使用相應(yīng)的DSP芯片或?qū)Ｓ眉呻娐芳纯?。由于一般的OFDM系統(tǒng)均采用循環(huán)前綴方式，使得它在一定條件下可以完全消除信號(hào)的多徑傳播造成的碼間干擾，完全消除多徑傳輸對(duì)載波間正交性的破壞，所以O(shè)FDM抗多徑干擾能力強(qiáng)，抗衰落能力強(qiáng)。另外，OFDM的子載波把整個(gè)信道劃分成許多窄信道，使得各子信道上的衰落近似平坦，因此OFDM系統(tǒng)子信道的均衡只需要一個(gè)抽頭的均衡器。
盡管OFDM具有諸多優(yōu)勢(shì)，但目前用于移動(dòng)通信還有一些困難，其中最主要的制約之一是OFDM系統(tǒng)對(duì)同步系統(tǒng)的精度要求特別高[1]。特別是OFDM系統(tǒng)對(duì)接收機(jī)振蕩器存在的頻偏以及由于接收機(jī)與發(fā)射機(jī)相對(duì)運(yùn)動(dòng)造成的多普勒(Doppler)頻移特別敏感，使系統(tǒng)的性能迅速下降，甚至無(wú)法正常工作，這就對(duì)載波頻率跟蹤提出了很高的要求。理論上分析表明，OFDM系統(tǒng)要求的載波同步精度要使系統(tǒng)的剩余(即矯正后的)相對(duì)頻偏(絕對(duì)頻偏與載波間隔之比)在2％以內(nèi)(無(wú)線信道情況)[2]，對(duì)加性白高斯噪聲(Additive White Guassian Noise，AWGN)信道，系統(tǒng)可以容忍的頻偏要稍大一些，但當(dāng)相對(duì)頻偏超過2％后，由于頻偏引起的載波間干擾也會(huì)使系統(tǒng)的性能受到相當(dāng)大的影響。因此，OFDM系統(tǒng)的載波同步一般分兩步捕獲和跟蹤。捕獲也稱為粗同步，即通過適當(dāng)?shù)牟东@算法和電路，將本地載波的頻偏鎖定在一個(gè)較小的范圍內(nèi)，一般要求完成捕獲后的相對(duì)頻偏在10％以下。跟蹤又稱為細(xì)同步，它的作用是將同步誤差進(jìn)一步減小，控制在OFDM系統(tǒng)自身所允許范圍，并進(jìn)一步跟蹤同步參數(shù)變化，及時(shí)調(diào)整同步參數(shù)。對(duì)細(xì)同步的主要要求是跟蹤精度高，跟蹤速度快，將相對(duì)頻偏控制在系統(tǒng)能正常工作的范圍內(nèi)。
目前應(yīng)用OFDM系統(tǒng)的載波同步方法輔助數(shù)據(jù)法[3，5]和不用輔助數(shù)據(jù)的盲估計(jì)方法(基于最大似然(ML)算法的頻偏估計(jì)方法[4]、基于MUSIC算法的頻偏估計(jì)方法和基于ESPRIT算法頻偏估計(jì)方法[6，7])。
輔助數(shù)據(jù)法最大的缺點(diǎn)是要占據(jù)有效帶寬來(lái)傳輸輔助數(shù)據(jù)，這在對(duì)頻譜效率要求很高的移動(dòng)通信及寬帶接入系統(tǒng)中，這一缺點(diǎn)是不可克服的。特別是在OFDM系統(tǒng)中，循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)要占據(jù)一定的帶寬，信道估計(jì)算法也需使用輔助數(shù)據(jù)從而占用帶寬，若再加入輔助數(shù)據(jù)作同步，OFDM頻譜利用率高的優(yōu)勢(shì)將得不到體現(xiàn)。所以，以犧牲頻譜效率為代價(jià)的輔助數(shù)據(jù)法不是理想的同步方法。
ML算法[4]是OFDM同步參數(shù)盲估計(jì)算法中提出較早的一種。它可以用作定時(shí)捕獲和頻偏跟蹤，其中頻偏跟蹤的范圍為±0.5子載波間隔，作為跟蹤算法該范圍比較寬，但如用作捕獲則范圍過窄。但是ML存在許多不足[9]。ML算法基本上只能用于AWGN信道，該方法推廣到實(shí)際多徑衰落信道有很大困難。
Liu和Tureli等利用基于子空間分解的諧波估計(jì)算法估計(jì)頻偏，包括MUSIC算法[6]和分辨率更高的ESPRIT算法[7]。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是對(duì)頻偏的控制范圍大、精度高，可以捕獲也可以跟蹤；特別是其跟蹤精度是許多方法難以達(dá)到的。但是算法復(fù)雜，計(jì)算量大。需要作奇異值分解(SVD)，或大量的特征值計(jì)算，當(dāng)有效子載波數(shù)目較大時(shí)(例如，1000以上)，其計(jì)算量難以承受，即使用最快的DSP芯片，也難以滿足實(shí)時(shí)性要求；由于算法復(fù)雜，需要的存儲(chǔ)空間大，其實(shí)現(xiàn)也成問題。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種低代價(jià)、精度高且能滿足實(shí)際應(yīng)用要求的多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法。
本發(fā)明利用發(fā)明人提出的信號(hào)重構(gòu)理論導(dǎo)出了一種新的OFDM系統(tǒng)中頻偏的估計(jì)方法，由此得到了一種新的載波頻率細(xì)同步方法，是解決OFDM系統(tǒng)載波頻率的跟蹤(細(xì)同步)問題的新的技術(shù)方案。該方法可以用于無(wú)線通信系統(tǒng)中，用輔助數(shù)據(jù)法等高精度的快速捕獲方法完成粗同步，然后利用該方法進(jìn)行載波頻率跟蹤。
設(shè)待傳輸?shù)囊粠琌FDM數(shù)據(jù)為X(0)，X(1)，…，X(N-1)，N為子載波數(shù)，它們是由待傳輸?shù)谋忍財(cái)?shù)據(jù)根據(jù)特定的子載波調(diào)制方式(如MQAM，MPSK等)和星座圖計(jì)算出的一組復(fù)數(shù)，則經(jīng)過IFFT以后我們得到時(shí)域(離散)形式的OFDM信號(hào)s(n)=Σk=0N-1X(k)exp[j2πnk/N],(n=0,1,...,N-1)---(1)]]>其中，j=-1]]>為虛單位，N為子載波的數(shù)目，也就是FFT的點(diǎn)數(shù)；1/N為歸一化子載波間隔。設(shè)慢衰落信道的抽樣沖擊響應(yīng)為h(n)，當(dāng)系統(tǒng)存在歸一化相對(duì)頻偏ε0時(shí)，接收端收到的OFDM信號(hào)為r(n)=(h⊗s)(n)exp(j2πϵ0n/N)+N~(n)(n=0,1,...,N-1)---(2)]]>
其中， 為OFDM信號(hào)第n個(gè)抽樣時(shí)刻的信道噪聲，它是一個(gè)服從Gauss分布的隨機(jī)變量；表示循環(huán)卷積。
對(duì)r(n)(n＝0，1，…，N-1)作FFT，得到X^(k)=H(k)S(k,ϵ0)+N^(k)(k=0,1,...,N-1)---(3)]]>其中，H(k)是第k個(gè)Gauss信道的頻域特性，可以通過適當(dāng)?shù)男诺拦烙?jì)算法將其估計(jì)出來(lái)；S(k，ε0)是第k個(gè)Gauss信道的輸出，其中包含了由于頻偏引起的載波間干擾； 是第k個(gè)Gauss信道上輸出的噪聲。
設(shè)根據(jù)一定的信道估計(jì)算法我們可以估計(jì)出H(k)，則根據(jù) 和H(k)我們可以得到對(duì)S(k，ε0)的估計(jì)值 其估計(jì)的精度受信道噪聲和信道估計(jì)算法性能的影響，對(duì) 作IFFT得到 它是不受衰落信道影響但受頻偏和噪聲影響的OFDM時(shí)域信號(hào)。由 根據(jù)判決規(guī)則，我們可以得到對(duì)這一幀OFDM數(shù)據(jù)信息的估計(jì)X~(k),(k=0,1,...,N-1).]]>在正常情況下，X~(k),(k=0,1,...,N-1)]]>與X(k)，(k＝0，1，…，N-1)將十分接近，即系統(tǒng)的誤碼率比較低(例如10-2以下時(shí))，判決后的OFDM數(shù)據(jù)X~(k),(k=0,1,...,N-1)]]>消除了大部分頻偏和噪聲的影響。因此根據(jù)X~(k),(k=0,1,...,N-1)]]>重構(gòu)的OFDM信號(hào)s~(n)=Σk=0N-1X~(k)exp[j2πnk/N],(n=0,1,...,N-1)---(4)]]>將與s(n)(n＝0，1，…，N-1)十分接近，如果當(dāng)前的一幀OFDM符號(hào)判決后沒有誤碼(這種情況是經(jīng)常的)，將有s~(n)=s(n)(n=0,1,...,N-1).]]>設(shè)對(duì)系統(tǒng)的頻偏估計(jì)為ε，則我們對(duì)含有頻偏的OFDM時(shí)域信號(hào)的估計(jì)為s(n,ϵ)=s~(n)exp(j2πϵn/N)(n=0,1,...,N-1)---(5)]]>如果ε＝ε0，在沒有誤碼的情況下， s(n，ε)的差別將僅受信道估計(jì)精度和信道噪聲的影響，即 含有信道噪聲和信道估計(jì)誤差的影響，而s(n，ε)則基本不受它們的影響，因此ε＝ε0時(shí) 和s(n，ε)將十分接近，隨著ε與ε0的差別的加大， 和s(n，ε)的誤差也將越來(lái)越大。
我們?cè)O(shè)法估計(jì)出ε0。為此求解下面的極小化問題minϵΦ(ϵ)=minϵΣn=0N-1φ(n,ϵ)---(6)]]>其中φ(n,ϵ)=|s^(n,ϵ0)-s(n,ϵ)|2,(n=0,1,...,N-1)---(7)]]>由此可以估計(jì)出頻偏ε0。
下面求解極小化問題(6)，(7)。
設(shè)s^(n,ϵ0)=a(n)+jb(n),s~(n)=a~(n)+jb~(n),]]>于是φ(n,ϵ)=|s^(n,ϵ0)-s(n,ϵ)|2=|a(n)+jb(n)-[a~(n)+jb~(n)]exp(j2πϵn/N)|2---(8)]]>當(dāng)ε＜＜1時(shí)(這個(gè)條件一般都能滿足，由捕獲電路獲得對(duì)載波頻率的粗同步保證)，對(duì)上式的指數(shù)函數(shù)作Taylor展開，只保留到線性項(xiàng)部分，于是上式可以近似表示為φ(n,ϵ)≈|a(n)+jb(n)-[a~(n)+jb~(n)](1+j2πϵn/N)|2]]>=[a(n)-a~(n)+2πb~(n)ϵn/N]2+[b(n)-b~(n)-2πa~(n)ϵn/N]2---(9)]]>上式是一個(gè)關(guān)于ε的二次函數(shù)，從而(6)式中的目標(biāo)函數(shù)Φ(ε)是N個(gè)關(guān)于ε的二次函數(shù)的和，也是關(guān)于ε的二次函數(shù)，明顯有極小值。為求出其極小值點(diǎn)，對(duì)Φ(ε)求導(dǎo)，并令dΦ(ϵ)dϵ=Σn=0N-1dφ(n,ϵ)dϵ=0---(10)]]>解(10)式得ϵ=Σn=0N-1[a~(n)b(n)-a(n)b~(n)]Σn=0N-1[(a~2(n)+b~2(n))2πn/N]---(11)]]>這就是根據(jù)OFDM時(shí)域信號(hào)估計(jì)出的頻偏。ε作為該幀估計(jì)出的頻偏值，將其轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，可將頻偏控制在零值附近。
由于受噪聲的影響，該估計(jì)值是一個(gè)隨機(jī)變量，通過計(jì)算該估計(jì)值與實(shí)際頻偏的均方誤差可以了解該估計(jì)算法的精度。
如附圖1所示，r(n)為系統(tǒng)接收端收到的信號(hào)，首先送至模塊1做快速傅立葉變換(FFT)，得到頻域信號(hào) 經(jīng)模塊2做信道估計(jì)，由信道估計(jì)算法得出信道特性H(k)，均衡后得到去除衰落信道影響的信號(hào) 此信號(hào)含有頻偏ε0；將此信號(hào)分為兩路一路輸入判決模塊3，由判決規(guī)則得到判決后信號(hào) 此信號(hào)基本不受頻偏影響；另一路轉(zhuǎn)到模塊4做逆快速傅立葉變換，得到重構(gòu)的含有真實(shí)頻偏的時(shí)域信號(hào) 此信號(hào)不受衰落信道影響；判決后信號(hào) 在輸出的同時(shí)轉(zhuǎn)到模塊5也做逆快速傅立葉變換，得到基本不受頻偏影響的時(shí)域信號(hào) 重構(gòu)的兩路信號(hào)同時(shí)輸入到模塊6，由頻偏公式計(jì)算出頻偏ε，即為對(duì)ε0的估計(jì)，ε作為該幀估計(jì)出的頻偏值，將其轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，將頻偏控制在零值附近。
可采用軟件流程描述頻偏計(jì)算過程，系統(tǒng)軟件采取主程序調(diào)用中斷子程序的方式，主程序完成系統(tǒng)初始化、系統(tǒng)自檢、中斷初始化等功能，整個(gè)頻偏的計(jì)算和跟蹤過程包括軟件判決、IFFT和頻偏計(jì)算在中斷服務(wù)子程序中完成；經(jīng)過判決得到 后， 和 的IFFT可以串行實(shí)現(xiàn)，中斷服務(wù)子程序流程如圖5所示。
和 的IFFT也可以并行實(shí)現(xiàn)，以并行計(jì)算方式實(shí)現(xiàn)的中斷服務(wù)子程序流程如圖6所示。
在上述的流程中所有的計(jì)算都是在軟件中完成的，但是應(yīng)當(dāng)指出兩次IFFT計(jì)算以及頻偏計(jì)算的大部分工作(頻偏計(jì)算公式分母及分子的計(jì)算)也可以交由硬件完成。在后一種情況下，系統(tǒng)的軟件只完成少量的計(jì)算，更多的則是進(jìn)行系統(tǒng)控制、同步等操作。這就使得系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)具有了更多的靈活性。
上述實(shí)現(xiàn)流程可以采用以下方式之一實(shí)現(xiàn)(1)采用FPGA(現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列)結(jié)合DSP(數(shù)字信號(hào)處理器)芯片；(2)采用數(shù)字信號(hào)處理器DSP；(3)采用ASIC電路設(shè)計(jì)。
本發(fā)明的突出優(yōu)點(diǎn)為計(jì)算復(fù)雜性低，特別是計(jì)算量小，估計(jì)精度高，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，可跟蹤范圍較大(12％相對(duì)頻偏)，不降低系統(tǒng)的頻譜效率，屬于真正意義上的盲估計(jì)跟蹤方法。對(duì)于衰落信道，估計(jì)頻偏的計(jì)算量主要是兩次IFFT(不包括信道估計(jì)的計(jì)算量)。同時(shí)，本發(fā)明所采用的跟蹤算法可以與OFDM解調(diào)器并行計(jì)算，實(shí)時(shí)性更強(qiáng)。


圖1是基于信號(hào)重構(gòu)的載波跟蹤實(shí)現(xiàn)框圖。
圖2是信噪比為21dB時(shí)本算法的跟蹤性能。
圖3是殘余頻偏均方誤差。
圖4是DSP實(shí)現(xiàn)時(shí)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
圖5是以串行計(jì)算方式實(shí)現(xiàn)的中斷服務(wù)子程序流程圖。
圖6是以并行計(jì)算方式實(shí)現(xiàn)的中斷服務(wù)子程序流程圖。
其中，1為FFT模塊，2為信道估計(jì)模塊，3為判決模塊，4，5均為IFFT模塊，6為頻偏計(jì)算模塊，7為信道輸出，8為前端處理模塊，9為A/D模數(shù)轉(zhuǎn)換器，10為FPGA，11為5V電壓源，12為3.3V電壓源，13為SRAM，14為復(fù)位看門狗，15為JTAG模塊，16為TMS320C54X芯片，17為1.6V電壓源，18為穩(wěn)壓塊，19為10MHz晶振，20為倍頻器，21為D/A數(shù)模轉(zhuǎn)換器，22為壓控振蕩器。
圖2和圖3為MATLAB軟件對(duì)64載波OFDM系統(tǒng)的跟蹤仿真結(jié)果，子載波采用16QAM調(diào)制方式。仿真結(jié)果表明，該算法跟蹤速度快，精度高，完全滿足OFDM系統(tǒng)對(duì)載波跟蹤精度的要求，具有很強(qiáng)的實(shí)用價(jià)值。
具體實(shí)施方式
本發(fā)明要解決的問題是無(wú)線通信領(lǐng)域中的載波跟蹤問題，無(wú)線通信的特殊性要求系統(tǒng)應(yīng)當(dāng)具有快速運(yùn)算、實(shí)時(shí)性強(qiáng)、小巧靈活、節(jié)能低功耗的特點(diǎn)。作為一種被普遍接收的實(shí)現(xiàn)方式，數(shù)字信號(hào)處理器和FPGA芯片具有設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，靈活方便，易于升級(jí)的優(yōu)點(diǎn)。下面給出了并行計(jì)算方式下基于DSP和FPGA芯片的實(shí)施例在本實(shí)施例中采用64子載波，每個(gè)子載波采用16QAM調(diào)制。
鑒于TI公司的TMS320C54X系列在無(wú)線通信領(lǐng)域中被廣泛采用作終端處理器件，本實(shí)施例采用了此系列DSP芯片，同時(shí)選擇了Altera公司的FLEX10k系列FPGA芯片。
系統(tǒng)的軟件流程已在第三部分給出，但為了最優(yōu)化系統(tǒng)性能，充分利用FPGA運(yùn)算能力和DSP控制能力，可以把大部分的運(yùn)算量交給FPGA，由DSP完成系統(tǒng)控制。處理如下系統(tǒng)接收端收到的信號(hào)r(n)進(jìn)入FPGA模塊先做快速傅立葉變換(FFT)得到頻域信號(hào) 再經(jīng)信道估計(jì)，根據(jù)信道特性H(k)進(jìn)行均衡，得到去除衰落信道影響的信號(hào) 此信號(hào)含有頻偏ε0；將 按實(shí)部和虛部存儲(chǔ)至SRAM中并對(duì)其做軟件判決得信號(hào) 得到的信號(hào)基本不受頻偏影響。再對(duì) 做逆快速傅立葉變換，得到重構(gòu)的含有真實(shí)頻偏的時(shí)域信號(hào) 因?yàn)樾诺拦烙?jì)兼有增益補(bǔ)償?shù)淖饔茫钥梢圆捎靡韵略瓌t判決計(jì)算實(shí)際接收的信號(hào)點(diǎn)和星座圖點(diǎn)理想信號(hào)之間的距離(歐氏距離，但沒必要開平方)，按最小距離原則判決，判決后信號(hào) 也做逆快速傅立葉變換，它與 的IFFT并行，得到不受頻偏影響的時(shí)域信號(hào) 兩次逆快速傅立葉變換的結(jié)果存儲(chǔ)在SRAM中。根據(jù)重構(gòu)的兩路信號(hào) 和 分別計(jì)算出頻偏公式的分子和分母，同時(shí)向DSP芯片發(fā)出中斷請(qǐng)求信號(hào)。DSP接收到中斷請(qǐng)求后調(diào)用中斷服務(wù)程序，讀取FPGA的最終計(jì)算結(jié)果，計(jì)算出頻偏ε，即為對(duì)ε0的估計(jì)。ε作為該幀估計(jì)出的頻偏值，將其轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，可將頻偏控制在零值附近。附圖1虛框部分即為本發(fā)明的關(guān)鍵部分。
本實(shí)施例中FPGA完成了設(shè)計(jì)目標(biāo)的主要部分，包括兩次逆傅里葉變換和為頻偏估計(jì)所做的準(zhǔn)備計(jì)算；DSP芯片則起到了CPU指揮、接口、統(tǒng)一步調(diào)作用，同時(shí)完成了頻偏的最終計(jì)算。
可利用IFFT同址運(yùn)算特點(diǎn)節(jié)省存儲(chǔ)單元。頻偏計(jì)算涉及相乘求累加和及分式相除。將頻偏公式分子分母分別計(jì)算的方式即充分利用了FPGA芯片的運(yùn)算能力，減少了DSP和FPGA之間的讀寫量，同時(shí)也回避了FPGA芯片不易實(shí)現(xiàn)除法的特點(diǎn)。DSP匯編語(yǔ)言編程時(shí)可利用移位指令和減法指令實(shí)現(xiàn)分式相除。定點(diǎn)除法的匯編語(yǔ)言實(shí)現(xiàn)可參考[10]。由于C語(yǔ)言定義了除運(yùn)算符所以可采用C語(yǔ)言直接編程。
在用VHDL語(yǔ)言對(duì)FPGA編程時(shí)，可以設(shè)定頻偏計(jì)算前的兩次IFFT為并行計(jì)算方式，增強(qiáng)系統(tǒng)的實(shí)時(shí)性。由于N為2的冪指數(shù)所以在計(jì)算頻偏公式分母時(shí)可通過移位的方法實(shí)現(xiàn)。計(jì)算完成后，F(xiàn)PGA向TMS320C54X發(fā)送中斷請(qǐng)求，觸發(fā)數(shù)字信號(hào)處理器的中斷響應(yīng)程序。計(jì)算的結(jié)果由TMS320C54X讀入完成頻偏估計(jì)，這是通過軟件編程實(shí)現(xiàn)的。計(jì)算出的頻偏經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換并進(jìn)行電壓匹配后作用于壓控振蕩器VCO，從而完成載波頻率同步。由于方法本身所需的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量較少，完全可以利用DSP片內(nèi)存儲(chǔ)器RAM提供足夠的存儲(chǔ)空間。
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權(quán)利要求
1.一種多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，根據(jù)本發(fā)明提出的信號(hào)頻偏估計(jì)公式，系統(tǒng)將接收到的信號(hào)，通過運(yùn)算模塊，將得到的頻偏轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)后，輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，校正接收端振蕩頻率偏移或多普勒頻移，將頻偏控制在零值附近，具體運(yùn)算控制過程如下系統(tǒng)接收端接收到的信號(hào)，首先送至模塊1做快速傅立葉變換(FFT)，得到頻域信號(hào) 經(jīng)模塊2做信道估計(jì)，由信道估計(jì)算法得出信道特性H(k)，均衡后得到去除衰落信道影響的信號(hào) 此信號(hào)含有頻偏ε0；將此信號(hào)分為兩路一路輸入判決模塊3，由判決規(guī)則得到判決后信號(hào) 此信號(hào)基本不受頻偏影響；另一路轉(zhuǎn)到模塊4做逆快速傅立葉變換，得到重構(gòu)的含有真實(shí)頻偏的時(shí)域信號(hào) 此信號(hào)不受衰落信道影響；判決后信號(hào) 在輸出的同時(shí)轉(zhuǎn)到模塊5也做逆快速傅立葉變換，得到基本不受頻偏影響的時(shí)域信號(hào) 重構(gòu)的兩路信號(hào)同時(shí)輸入到模塊6，由頻偏公式計(jì)算出頻偏ε，即為對(duì)ε0的估計(jì)，ε作為該幀估計(jì)出的頻偏值，將其轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)后輸入到壓控振蕩器(VCO)的輸入端，從而校正接收端振蕩器頻率偏移或多普勒頻移，將頻偏控制在零值附近。
2.如權(quán)利要求1所述的多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，所述的頻偏控制方法可以采用以下方式之一實(shí)現(xiàn)(1)采用FPGA結(jié)合DSP芯片；(2)采用數(shù)字信號(hào)處理器DSP；(3)采用ASIC電路設(shè)計(jì)。
3.如權(quán)利要求1或權(quán)利要求2所述的多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，當(dāng)采用方法(2)實(shí)現(xiàn)時(shí)，系統(tǒng)軟件采取主程序調(diào)用中斷子程序的方式，主程序完成系統(tǒng)初始化、系統(tǒng)自檢、中斷初始化等功能；整個(gè)頻偏的計(jì)算和跟蹤過程包括軟件判決、IFFT和頻偏計(jì)算在中斷服務(wù)子程序中完成；經(jīng)過判決得到 后， 和 的IFFT可以串行實(shí)現(xiàn)，以串行計(jì)算方式實(shí)現(xiàn)的中斷服務(wù)子程序流程圖如下1)開始；2)保護(hù)現(xiàn)場(chǎng)；3)讀取信道均衡后的數(shù)據(jù) 分別存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部；4) 經(jīng)軟件判決得 5) 經(jīng)IFFT得 分別存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部；6) 經(jīng)IFFT得 分別存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部；7)頻偏計(jì)算；8)啟動(dòng)D/A轉(zhuǎn)換；9)恢復(fù)現(xiàn)場(chǎng)；10)中斷返回。采用方法(1)實(shí)現(xiàn)時(shí)， 和 的IFFT以及頻偏計(jì)算公式分子分母的計(jì)算可由硬件串行實(shí)現(xiàn)，DSP芯片實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制和同步；當(dāng)采用方法(3)實(shí)現(xiàn)時(shí)，所有的運(yùn)算都可由硬件實(shí)現(xiàn)。
4.如權(quán)利要求1或權(quán)利要求2所述的多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法，其特征在于，當(dāng)采用方法(2)實(shí)現(xiàn)時(shí)， 和 的IFFT可以并行實(shí)現(xiàn)，以并行計(jì)算方式實(shí)現(xiàn)的中斷服務(wù)子程序流程取下1)開始；2)保護(hù)現(xiàn)場(chǎng)；3)讀取信道均衡后的數(shù)據(jù) 分別存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部；4) 經(jīng)軟件判決得 5) 經(jīng)IFFT得 分別存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部； 經(jīng)IFFT得 分別存儲(chǔ)其實(shí)部和虛部；6)頻偏計(jì)算；7)啟動(dòng)D/A轉(zhuǎn)換；8)恢復(fù)現(xiàn)場(chǎng)；9)中斷返回。當(dāng)采用方法(1)實(shí)現(xiàn)時(shí)， 和 的IFFT以及頻偏計(jì)算公式分子分母的計(jì)算可由硬件并行實(shí)現(xiàn)，DSP芯片實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制和同步；當(dāng)采用方法(3)實(shí)現(xiàn)時(shí)，所有的運(yùn)算都可由硬件實(shí)現(xiàn)。
全文摘要
多徑衰落信道中正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的載波頻率跟蹤方法屬于數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，采用信號(hào)重構(gòu)理論推出了一種新的OFDM系統(tǒng)中的載波跟蹤算法，由此得到一種新的載波跟蹤技術(shù)方案。該方案屬于盲跟蹤方法，它不降低系統(tǒng)的頻譜效率，也不利用虛載波。目前，國(guó)內(nèi)尚沒有用于OFDM載波同步的盲跟蹤方法發(fā)表，與國(guó)外已提出的盲跟蹤方法相比，該方法具有計(jì)算復(fù)雜性低、跟蹤精度高、跟蹤速度快、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)?？捎糜诓捎肙FDM技術(shù)的無(wú)線網(wǎng)卡、(第四代)移動(dòng)通信系統(tǒng)、以及xDSL調(diào)制解調(diào)器中，特別適用于多徑衰落信道的情形。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1525672SQ0213538
公開日2004年9月1日 申請(qǐng)日期2002年8月27日 優(yōu)先權(quán)日2002年8月27日
發(fā)明者杜巖, 馬慧, 何波, 張偉, 鞏曉群, 杜 巖 申請(qǐng)人:山東大學(xué)