專利名稱：用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器以及非線性失真均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于消除例如在衛(wèi)星廣播、地面廣播和同軸電纜廣播這樣的數(shù)字傳輸中出現(xiàn)的非線性失真的技術(shù)。
背景技術(shù)：
在最近幾年，電視廣播的數(shù)字化已經(jīng)在日本以及西方國家中在同軸電纜、衛(wèi)星和地面媒體方面快速地發(fā)展。在日本，在2000年12月開始常規(guī)的BS數(shù)字廣播。另外，常規(guī)的地面數(shù)字廣播預(yù)期在2003年在城市中開始實(shí)行。
在BS廣播中，發(fā)送距離超過幾萬公里。因此，在廣播衛(wèi)星中的轉(zhuǎn)發(fā)器中的放大器具有很少的補(bǔ)償，并且工作在放大系數(shù)較高的區(qū)域。因此，從發(fā)射臺(tái)發(fā)送的無線電波接收非線性失真，并且從廣播衛(wèi)星發(fā)送到每個(gè)家庭的接收天線。另外，放大器安裝在接收器中，用于放大所接收的信號(hào)，而與例如衛(wèi)星、地面或同軸電纜這樣的介質(zhì)無關(guān)，從而幅度較大的所接收信號(hào)收到放大器的非線性特性的影響。
另一方面，采用磁阻效應(yīng)的再現(xiàn)頭(在下文中稱為MR頭)被用于磁性記錄和再現(xiàn)裝置中，例如磁盤裝置(HDD)。在采用MR頭的磁性記錄和再現(xiàn)裝置中，由于偏移的磁場移動(dòng)或者M(jìn)R元件的磁性的離散性使得磁場再現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)換特性變?yōu)榉蔷€性。因此，再現(xiàn)信號(hào)波形接收非線性失真。
上述非線性失真變?yōu)樵斐烧`碼率等等變差的主要因素。通常，作為用于補(bǔ)償非線性失真的方法，在此有一種結(jié)構(gòu)，其中例如在轉(zhuǎn)發(fā)器的放大器的前端提供具有與該放大器相反特性的前端均衡電路(參見Tsuzuku等人所著的“Advanced Satellite Broadcasting System in the21 GHz Band，16 QAM Transmission with Pre-distortion，”電視工程師協(xié)會(huì)的技術(shù)報(bào)告，BCS94-25(1994年8月))。
另外，在采用MR頭的磁性記錄和再現(xiàn)裝置中的非線性失真均衡方法例如在日本未審查專利公告H9(1997)-7300中示出。圖1中示出從上述公告中提取出來的該非線性補(bǔ)償均衡器的整體結(jié)構(gòu)圖。如圖1中所示，該非線性補(bǔ)償均衡器包括幅度值轉(zhuǎn)換器1、FIR濾波器2、均衡誤差計(jì)算器3 及LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置(LMS algorithmcoefficient learning apparatus)4。
幅度值轉(zhuǎn)換器1具有乘法器12a，用于把再現(xiàn)波形11的輸入求平方；乘法器12b，用于把再現(xiàn)波形11乘以乘法器12a的輸出；系數(shù)乘法器14a，用于把乘法器12a的輸出13乘以系數(shù)值c2；系數(shù)乘法器40b，用于把乘法器12b的輸出乘以系數(shù)值c3；以及加法器15，用于把系數(shù)乘法器14a的輸出、系數(shù)乘法器14b的輸出以及再現(xiàn)波形11相加。
圖1中所示的FIR濾波器2具有第一系數(shù)乘法器22a，用于把第一抽頭輸入值21a乘以系數(shù)值h1；...；第N系數(shù)乘法器22n，用于把第N抽頭輸入值21n乘以系數(shù)hn；延遲元件23a，用于順序延遲輸入信號(hào)；...；延遲元件23n；加法器24，用于把第一系數(shù)乘法器22a、...、第N系數(shù)乘法器22n的輸出相加。
均衡誤差計(jì)算器3具有減法器31，用于計(jì)算來自FIR濾波器2的輸出與均衡目標(biāo)之差，并且用于輸出該差值，作為均衡誤差32。
圖2示出LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4的結(jié)構(gòu)圖。該LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4由系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5、第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6以及第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7所構(gòu)成。第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6是用于學(xué)習(xí)圖1的FIR濾波器2的抽頭系數(shù)的電路。第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7是用于學(xué)習(xí)圖1的幅度值轉(zhuǎn)換器1的抽頭系數(shù)的電路。
第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6作為系數(shù)值h1的學(xué)習(xí)電路具有乘法器61a，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值h1；乘法器62a，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器61a的輸出；加法器63a，用于把乘法器62a的輸出加到延遲元件64a；以及延遲元件64a，用于延遲加法器63a的輸出，并返回到加法器63a。另外，第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6作為系數(shù)值hn的學(xué)習(xí)電路具有乘法器61n，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值h1；乘法器62n，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器61n的輸出；加法器63n，用于把乘法器62n的輸出加到延遲元件64n；以及延遲元件64n，用于延遲加法器63n的輸出，并返回到加法器63n。
第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7作為系數(shù)值c2的學(xué)習(xí)電路具有乘法器71a，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值c2；乘法器72a，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器71a的輸出；加法器73a，用于把乘法器72a的輸出加到延遲元件74a；以及延遲元件74a，用于延遲加法器73a的輸出，并返回到加法器73a。另外，第二系數(shù)學(xué)習(xí)電路7作為系數(shù)值c3的學(xué)習(xí)電路具有乘法器71b，用于把均衡誤差32乘以系數(shù)值c3；乘法器72b，用于把步長參數(shù)u乘以乘法器71b的輸出；加法器73b，用于把乘法器72b的輸出加到延遲元件74b；以及延遲元件74b，用于延遲加法器73b的輸出，并返回到加法器73b。
在此描述這種結(jié)構(gòu)的非線性補(bǔ)償均衡器的操作。圖1的幅度值轉(zhuǎn)換器1具有第三階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性。把已經(jīng)由MR頭所再現(xiàn)的現(xiàn)在波形11給予乘法器12a和12b，從而獲得平方值和立方值。系數(shù)乘法器12a把該平均值乘以系數(shù)c2。該系數(shù)乘法器14b把該立方值乘以系數(shù)c3。加法器15把作為一次冪數(shù)值的再現(xiàn)波形11、系數(shù)乘法器14a的輸出以及系數(shù)乘法器14b的輸出。通常，當(dāng)幅度值轉(zhuǎn)換器1具有第三階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性時(shí)，它可以充分地補(bǔ)償由于MR頭的磁場再現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)換特性的非線性所造成的失真，也就是說，在再現(xiàn)信號(hào)波形中的波形失真。
FIR濾波器2形成一個(gè)部分響應(yīng)均衡器。該FIR濾波器2對(duì)給定的部分響應(yīng)特性執(zhí)行波形均衡。均衡誤差計(jì)算器3計(jì)算FIR濾波器2的均衡輸出與均衡目標(biāo)之間的差值。所得的均衡誤差32被輸入到LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4。
分別輸入到圖1的系數(shù)乘法器22a至22n的抽頭輸入值21a至21n被作為FIR濾波器的抽頭輸入值序列41(h1_in，...，hn_in)給予圖2的系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分。
系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5在均衡誤差計(jì)算的同步時(shí)序輸出FIR濾波器的抽頭輸入值序列41分別作為抽頭輸入值h1_in至hn_in。然后，第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6對(duì)于每個(gè)抽頭獲得抽頭輸入值h1_in至hn_in與均衡誤差32的乘積，并且乘以步長參數(shù)u，用于分別控制學(xué)習(xí)速度和穩(wěn)定性。然后，第一系數(shù)學(xué)習(xí)電路6把該乘法結(jié)果加到已經(jīng)通過使用延遲元件64a至64n而存儲(chǔ)的緊接著在前的系數(shù)值。系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5根據(jù)上述結(jié)果產(chǎn)生FIR濾波器系數(shù)更新命令，并且更新系數(shù)值h1_in至hn_in。
到達(dá)每個(gè)系數(shù)乘法器14a和14b的輸入值13a和13b被作為抽頭輸入值序列43按照與圖1的幅度值轉(zhuǎn)換器1相同的方式給予圖2的系數(shù)學(xué)習(xí)電路控制部分5。LMS算法系數(shù)學(xué)習(xí)裝置4按照與FIR濾器2相同的方式通過使用抽頭輸入值序列43和均衡誤差32而計(jì)算該系數(shù)，并且通過輸出幅度值轉(zhuǎn)換器系數(shù)更新命令44而分別更新幅度值轉(zhuǎn)換器1的系數(shù)值c2和c3。
通常已經(jīng)用于磁性記錄和再現(xiàn)裝置中的非線性失真均衡電路按照上述結(jié)構(gòu)而工作，并且補(bǔ)償由于MR頭的磁場再現(xiàn)輸出轉(zhuǎn)換特性的非線性所造成的再現(xiàn)信號(hào)的波形失真。
但是在上述非線性失真均衡方法中，在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真不能夠在例如BS數(shù)字廣播這樣的數(shù)字傳輸中得到補(bǔ)償。另外，沒有建立載波的相位同步的信號(hào)不被作為在上述非線性失真均衡方法中均衡的對(duì)象。
另一方面，作為一種用于補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的方法，已經(jīng)有人提出一種方法，其在發(fā)送端的轉(zhuǎn)發(fā)器上提供一個(gè)具有與放大器相反特性的前端補(bǔ)償電路。但是，還沒有人提出用于補(bǔ)償在接收端上的復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的方法。

發(fā)明內(nèi)容
用于本發(fā)明的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的特征在于具有一個(gè)非線性失真均衡器，其減小在輸入具有非線性失真的復(fù)數(shù)信號(hào)的情況下的非線性失真。具體來說，用于非線性均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器被提供在非線性失真均衡器中，從而通過根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號(hào)而補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
特別地，在用于建立相位同步的載波恢復(fù)電路位于用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器和計(jì)算與映射點(diǎn)相關(guān)的誤差的誤差估計(jì)器之間的情況中，在載波恢復(fù)電路中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)被糾正，從而補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，提供用于非線性失真均衡的轉(zhuǎn)換根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)進(jìn)行同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器以及同步解調(diào)器，從而補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
另外，提供用于非線性失真均衡的轉(zhuǎn)換根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)進(jìn)行差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器以及差分解調(diào)器，從而補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
另外，本發(fā)明的非線性失真均衡方法體現(xiàn)了一種用于進(jìn)行非線性失真均衡的信號(hào)處理方法，在用集成電路實(shí)現(xiàn)該信號(hào)處理電路時(shí)獲得簡化并且節(jié)能。


從下文參照優(yōu)選實(shí)施例結(jié)合附圖的描述中將清楚地理解本發(fā)明的上述和其它目的和特點(diǎn)，其中圖1為示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的非線性補(bǔ)償均衡器的整個(gè)結(jié)構(gòu)的方框圖；圖2為示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的非線性補(bǔ)償均衡器的一部分的結(jié)構(gòu)圖；圖3為示出根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖4為示出根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖5為示出根據(jù)實(shí)施例1用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖6為示出根據(jù)實(shí)施例1用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)的更新表現(xiàn)的示意圖；圖7為示出根據(jù)實(shí)施例1的用于根升余弦濾波器(root raisedcosine filter)的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖8為示出根據(jù)實(shí)施例1的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖9為示出根據(jù)實(shí)施例1的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖10為示出根據(jù)實(shí)施例1的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖11為示出根據(jù)實(shí)施例2的非線性失真均衡器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖12為示出根據(jù)實(shí)施例2的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖13為示出根據(jù)實(shí)施例2的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖14為示出根據(jù)實(shí)施例2的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖15為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖16為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖17為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖18為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)方框圖；圖19為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖20為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖21為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖22為示出根據(jù)實(shí)施例3的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖23為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖24為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器和用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖25為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖26為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖27為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖28為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖29為示出根據(jù)實(shí)施例4的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖30為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖31為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖32為示出根據(jù)實(shí)施例5的蝴蝶運(yùn)算電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖33為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖34為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的一個(gè)例子的示意圖；圖35為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖36為示出根據(jù)實(shí)施例5的蝴蝶運(yùn)算電路的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖37為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖38為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖；圖39為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整個(gè)結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖40為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖41為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖42為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分1)；圖43為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分2)；圖44為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分3)；圖45為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分4)；圖46為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；
圖47為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖48為示出根據(jù)實(shí)施例5的延遲曲線計(jì)算方法的示意圖(部分1)；圖49為示出根據(jù)實(shí)施例5的延遲曲線計(jì)算方法的示意圖(部分2)；圖50為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖51為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖52為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖53為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖54為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖55為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖56為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖57為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖58為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖59為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖60為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖61為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分1)；圖62為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分2)；圖63為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分3)；圖64為示出根據(jù)實(shí)施例5的FFT電路的操作的另一個(gè)例子的示意圖(部分4)；圖65為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖66為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖67為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖68為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖69為示出根據(jù)實(shí)施例5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖70為示出根據(jù)實(shí)施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；圖71為示出根據(jù)實(shí)施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖72為示出根據(jù)實(shí)施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖73為示出根據(jù)實(shí)施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖74為示出根據(jù)實(shí)施例6的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖75為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的方框圖；
圖76為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的方框圖；圖77為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖78為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖79為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于數(shù)據(jù)接收器和前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖80為示出根據(jù)實(shí)施例7的非線性失真均衡器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖81為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖82為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖83為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的整體結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖84為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖85為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖86為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖87為示出根據(jù)實(shí)施例7的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的結(jié)構(gòu)的另一個(gè)例子的方框圖；圖88為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分1)；圖89為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分2)；圖90為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分3)；圖91為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分4)；圖92為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分5)；圖93為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分6)；圖94為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分7)；圖95為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分8)；以及圖96為示出根據(jù)實(shí)施例7的FFT變換的插值方法的示意圖(部分9)。
具體實(shí)施例方式
實(shí)施例1下面參照附圖描述用于根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例1的前端處理器。圖3為示出根據(jù)本實(shí)施例用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器100的整體結(jié)構(gòu)的方框圖。形成用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，以包含非線性失真均衡器101、準(zhǔn)同步檢測(cè)器108以及載波恢復(fù)電路。在下面所示的每個(gè)方框圖中，粗實(shí)線表示復(fù)數(shù)信號(hào)的流向(向量信息)，以及比粗實(shí)線更細(xì)的實(shí)線表示標(biāo)量信息的流向。
圖3的非線性失真均衡器101具有用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102、根升余弦濾波器103、誤差估計(jì)器(ERR EST)104以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102在圖中縮寫為“COMP SIG CONV1”。根升余弦濾波器103在圖中縮寫為“RR COS FIL”。系數(shù)估計(jì)器105在圖中縮寫為“COEF EST 1”。誤差估計(jì)器104由限幅器106和復(fù)數(shù)減法器107所形成。
提供在用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的第一級(jí)中的準(zhǔn)同步檢測(cè)器108具有正交檢測(cè)器109以及參考載波發(fā)生器110。載波恢復(fù)電路111位于準(zhǔn)同步檢測(cè)器108和非線性失真均衡器101之間，并且具有相位誤差檢測(cè)器(PHASE ERR DET)112、低通濾波器(LPAS FIL)113、數(shù)控振蕩器114以及復(fù)數(shù)乘法器115。
準(zhǔn)同步檢測(cè)器108檢測(cè)由未示出的天線所接收的調(diào)制信號(hào)。因此，準(zhǔn)同步檢測(cè)器108的參考載波發(fā)生器110振蕩產(chǎn)生調(diào)諧頻率的正弦波。正交檢測(cè)器109通過把正弦波的相位延遲90度而產(chǎn)生余弦波，并且通過把上述調(diào)制信號(hào)分別乘以該正弦波、上述調(diào)制信號(hào)和余弦信號(hào)，而檢測(cè)I軸和Q軸數(shù)據(jù)。
當(dāng)在采樣次數(shù)n的所檢測(cè)信號(hào)相位誤差角被表示為P(n)時(shí)，載波恢復(fù)電路111消除所檢測(cè)輸出的相位誤差e-jP(n)，并且把建立相位同步的信號(hào)x(n)輸出到非線性失真均衡器101。載波恢復(fù)電路111的相位誤差檢測(cè)器112計(jì)算根升余弦濾波器103的輸出v(n)與最接近的映射點(diǎn)之間的相位誤差。低通濾波器113平均該相位誤差。數(shù)控振蕩器114產(chǎn)生正弦波ejP(n)，用于通過使用由低通濾波器113獲得的平均消除e-jP(n)。復(fù)數(shù)乘法器115執(zhí)行正交檢測(cè)器109的所檢測(cè)輸出與所檢測(cè)輸出與數(shù)控振蕩器114的正弦波ejP(n)之間的復(fù)數(shù)乘法，從而輸出信號(hào)x(n)。
下面描述非線性失真均衡器101的操作。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102使用用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，該系數(shù)在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105中產(chǎn)生，從而消除包含在信號(hào)x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許在奈奎斯特帶寬中的信號(hào)v(n)通過。誤差估計(jì)器104計(jì)算信號(hào)x(n)與最接近的映射點(diǎn)d(n)之間的誤差，并且把該映射點(diǎn)輸出到未示出的誤差糾正部分，作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。在此，在該誤差糾正部分執(zhí)行軟判定解碼(soft decision decoding)時(shí)，該非線性失真均衡器101把被輸入到誤差估計(jì)器104的信號(hào)v(n)輸出到該誤差糾正部分，作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。用于補(bǔ)償非線性失真的系數(shù)估計(jì)器105使用該誤差信號(hào)e(n)以及信號(hào)x(n)，從而通過LMS(最小均方)算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。
在圖4中示出用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的具體結(jié)構(gòu)圖。另外，在圖5中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105。如圖4中所示，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102具有一個(gè)復(fù)數(shù)立方計(jì)算器(COMP 3rd POW CIR)121、復(fù)數(shù)乘法器127以及復(fù)數(shù)加法器128。復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121由乘法器122、123、125和126以及加法器124所形成。另外，如圖5中所示，用于補(bǔ)償非線性失真的系數(shù)估計(jì)器105具有延遲元件(DELAY CIR)延遲元件129、復(fù)數(shù)立方計(jì)算器(COMP 3rd POW CIR)121以及LMS電路130。LMS電路130由減法器131、復(fù)數(shù)加法器132、步長參數(shù)控制器133、乘法器134和135、加法器136和137以及延遲元件138和139所形成。
在下文中描述用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的操作。當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121時(shí)，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102通過使用乘法器122、123對(duì)I、Q軸分量(實(shí)部、虛部)求平方，并且通過使用加法器124執(zhí)行加法，從而產(chǎn)生｜x2(n)｜。另一方面，x(n)的I、Q軸分量被分別輸入到乘法器125、126，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102把x(n)乘以｜x2(n)｜，從而輸出｜x2(n)｜x(n)。在此，｜x2(n)｜x(n)被定義為立方值x3(n)。復(fù)數(shù)乘法器127執(zhí)行用于第三階失真均衡的在用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105中產(chǎn)生的系數(shù)a3(n)與立方值x3(n)的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)加法器128執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法器127的輸出與所輸入信號(hào)x(n)的復(fù)數(shù)加法，從而輸出通過從信號(hào)x(n)消除第三階失真而獲得的信號(hào)y(n)。該信號(hào)y(n)在下面的方程中表示。在此，當(dāng)用于第三階失真均衡的系數(shù)的初值表示a3(0)，a3(0)＝0時(shí)，y(n)＝x(n)+a3(n)x3(n)…方程(1-1)下面，描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105的操作。當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入時(shí)，延遲元件129把信號(hào)x(n)延遲M個(gè)符號(hào)。然后，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n-M)。在此，圖3的根升余弦濾波器103的延遲量為M個(gè)符號(hào)，而誤差估計(jì)器104的延遲量被設(shè)置為0。延遲元件129執(zhí)行對(duì)M個(gè)符號(hào)的延遲調(diào)節(jié)，直到從信號(hào)y(n)計(jì)算誤差信號(hào)e(n)為止。
減法器130通過把在圖5的LMS電路130的Q軸信號(hào)的符號(hào)反轉(zhuǎn)而產(chǎn)生復(fù)數(shù)共軛[x3(n-M)]*。在此“*”為表示共軛復(fù)數(shù)的符號(hào)。然后，復(fù)數(shù)加法器132執(zhí)行復(fù)數(shù)共軛[x3(n-M)]*與誤差信號(hào)e(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。乘法器134和135把從步長參數(shù)控制器133輸出的常數(shù)u乘以從復(fù)數(shù)加法器132輸出的I和Q軸信號(hào)。加法器136和137把I和Q軸的乘法結(jié)果與來自延遲元件138和139的輸出相加，從而把相加的結(jié)果輸出到圖4中的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102，作為用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。在此，圖5的延遲元件分別把I軸的系數(shù)Re[a3(n)]和Q軸的系數(shù)Im[a3(n)]延遲一個(gè)符號(hào)。
下面，描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105的系數(shù)更新算法。參照?qǐng)D3，誤差信號(hào)e(n)在下面的方程中表示。
e(n)＝d(n)-v(n)…方程(1-2)在此，信號(hào)v(n)是通過限制信號(hào)y(n)的頻帶而獲得的信號(hào)，并且當(dāng)信號(hào)v(n)假設(shè)為基本上等于y(n)時(shí)，形成如下方程。
e(n)＝d(n)-y(n)…方程(1-3)下面的方程從方程(1-3)和方程(1-1)獲得。
e(n)＝d(n)-[x(n)+a3(n)x3(n)]…方程(1-4)當(dāng)系數(shù)a3的估計(jì)函數(shù)被表示為J(a3)時(shí)，估計(jì)函數(shù)J(a3)被作為誤差信號(hào)e(n)的幅度平方而給出，因此形成如下方程J(a3)＝｜e(n)｜2…方程(1-5)對(duì)于使估計(jì)函數(shù)J(a3)為最小的算法，也就是說，LMS算法，在許多情況中，使用如下方程來根據(jù)使用最陡梯度方法的梯度算法而更新該系數(shù)。
a3(n+1)＝a3(n)-α·dJ(a3)/da3(n)…方程(1-6)在此，方程(1-4)被代入方程(1-5)，并且執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程dJ(a3)/da3(n)＝2{e(n)·de(n)/da3(n)}＝-2e(n)[x3(n)]*…方程(1-7)當(dāng)假設(shè)u＝2α，并且把方程(1-7)代入方程(1-6)，獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[x3(n)]*…方程(1-8)另一方面，參照?qǐng)D5在如下方程中表示a3(n)a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M)[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*…方程(1-9)從假設(shè)通過把x(n)延遲M個(gè)符號(hào)而獲得的信號(hào)v(n)產(chǎn)生誤差信號(hào)e(n)。在方程(1-9)中假設(shè)[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*＝[x3(n-M)]*在方程(1-9)中，與誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)x(n)相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個(gè)符號(hào)。系數(shù)更新的收斂速度在LMS相對(duì)較慢，但是，一個(gè)符號(hào)的延遲在實(shí)踐中不造成任何障礙。
用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)的更新情況在圖6中示出。初始條件是a3(n)＝0。最接近于接收點(diǎn)的映射點(diǎn)d(n)以及該接收點(diǎn)x(n-M)是誤差信號(hào)e(n-M)。在此，接收點(diǎn)x(n-M)被通過在用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102之后的根升余弦濾波器103而限制頻帶，并且被轉(zhuǎn)換為v(n-M)。因此它被設(shè)置為[x3(n-M)]*＝[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*，[x3(n-M)]*與接收點(diǎn)x(n-M)相對(duì)于I軸對(duì)稱，并且具有｜x2(n-M)｜倍大的符號(hào)。
e(n-M)[x3(n-M)]*的相位變?yōu)閑(n-M)的相位與[x3(n-M)]*的相位之和。e(n-M)[x3(n-M)]*的幅度變?yōu)閑(n-M)的幅度與[x3(n-M)]*的幅度之間的乘積。因此，如圖6中所示獲得大約指向x(n-M)的相位方向的矢量，并且在由于第三階失真而導(dǎo)致幅度減小的方向上更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。因此在方程(1-9)中假設(shè)[x3(n-M)]*＝[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*。
在此，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。通過考慮到這種情況，在負(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真可以獲得較高精度的補(bǔ)償。
在圖3中示出根升余弦濾波器103的結(jié)構(gòu)。根升余弦濾波器103具有延遲元件141、142和143以及復(fù)數(shù)復(fù)法器144、145和146。如圖7中所示，在抽頭的數(shù)目為(2M+1)的情況下，該濾波器總共由2M個(gè)延遲元件和(2M+1)個(gè)復(fù)數(shù)乘法器所形成，并且到達(dá)中心抽頭的延遲量變?yōu)镸個(gè)符號(hào)。
在考慮到該輸出通過根升余弦濾波器103的情況下，在圖8中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151通過除去延遲元件129并且在用于非線性失真均衡的圖5中的系數(shù)估計(jì)器105內(nèi)的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供根升余弦濾波器103而獲得。在該后級(jí)的LMS電路130與圖5中的相同。
現(xiàn)在描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151的操作。當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入時(shí)，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，從而輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n)。根升余弦濾波器103執(zhí)行｜x2(n)｜x(n)的頻帶限制，從而輸出∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)。在此，CkFIL是根升余弦濾波器103的每個(gè)系數(shù)。由于根升余弦濾波器103的延遲量為M個(gè)符號(hào)，因此圖5的延遲元件129變得不需要。LMS電路130通過使用根升余弦濾波器103的輸出信號(hào)和誤差信號(hào)e(n)而執(zhí)行用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)的更新，并且輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。這種情況下，在如下方程中表示用于非線性失真均衡的系數(shù)a3(n)a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkFILx3(n-k)]*…方程(1-10)在上述結(jié)構(gòu)中，能夠以較高的精度執(zhí)行在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的補(bǔ)償。
另外，圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151可以在建立相位同步之后開始系數(shù)更新。這種情況下，在圖3的載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113的濾波器輸出被監(jiān)控，并且在該輸出穩(wěn)定的情況下，當(dāng)假設(shè)已經(jīng)建立相位同步時(shí)，該鎖定信號(hào)被設(shè)置在“H”。
在圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105以及圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151中，在鎖定信號(hào)(LOCK SIG)為“L”的情況下，在LMS電路130中的步長參數(shù)控制器133把步長參數(shù)設(shè)置在u＝0。在這種情況中，a3(n)＝0。然后，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。
在鎖定信號(hào)為“H”的情況下，步長參數(shù)控制器133用特定的數(shù)值代替步長參數(shù)u，從而開始系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，非線性失真均衡器可以補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真，而對(duì)載波恢復(fù)電路111的操作沒有負(fù)面影響。
另外，圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151可以僅僅在高C/N時(shí)執(zhí)行系數(shù)更新。這種情況中，C/N估計(jì)器(C/N EST)116被提供在圖3的非線性失真均衡器101中。C/N估計(jì)器116使用誤差信號(hào)e(n)，從而對(duì)于每個(gè)C/N與最接近的映射點(diǎn)之間的距離計(jì)算和平均C/N，并且把其結(jié)果輸出到圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151。
在圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105和圖8的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器151中，在由CNR(載波信噪比)信號(hào)所示的C/N(載波信噪比)小于設(shè)置的閾值的情況下，在LMS電路130中的步長參數(shù)控制器133把步長參數(shù)設(shè)置為u＝0。這種情況中，a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出為y(n)＝x(n)。在由CNR信號(hào)所示的C/N為設(shè)置的閾值或更大的情況下，步長參數(shù)控制器133用預(yù)定的數(shù)值代替步長參數(shù)u，從而執(zhí)行系數(shù)更新。因此，可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真，而沒有在低C/N的時(shí)候造成負(fù)面影響。
在此，在本實(shí)施例中，僅僅消除作為方程(1-1)中所示的非線性失真的主要的第三階失真。但是，作為第二階或更高階的任意高階非線性失真，可以通過如下假設(shè)而補(bǔ)償失真y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1) …方程(1-11)。
用于各階次的在這種情況中的系數(shù)更新方程如下am(n+1)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*(m＞1) …方程(1-12)其中形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖9中示出補(bǔ)償至少第二階失真并且不多于第K階失真的高階非線性失真的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的結(jié)構(gòu)。另外，在圖10中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162。圖9的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161具有一個(gè)復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163至復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164、復(fù)數(shù)乘法器165至166以及復(fù)數(shù)加法器167。另外，用于圖10的非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162具有與階數(shù)相同數(shù)目的多個(gè)延遲元件129、一個(gè)復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163至復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及與階數(shù)相同數(shù)目的多個(gè)LMS電路130。
現(xiàn)在描述這種結(jié)構(gòu)的用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的操作。當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161中時(shí)，復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163產(chǎn)生｜xK-1(n)｜x(n)作為第K次冪數(shù)值xK(n)。另外，復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164產(chǎn)生｜x(n)｜x(n)作為平方值x2(n)。按照與圖4中所示的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121相同的方式，復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163至復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164由乘法器和加法器所形成。
復(fù)數(shù)乘法器165執(zhí)行用于第K階失真均衡的在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162中產(chǎn)生的系數(shù)aK(n)與第K次冪數(shù)值xk(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)乘法器166執(zhí)行用于第二階失真均衡的a2(n)與平方值x2(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)數(shù)加法器167執(zhí)行ak(n)xk(n)、a2(n)x2(n)和x(n)之間的復(fù)數(shù)加法，從而輸出通過從信號(hào)x(n)中消除第K階失真和第二階失真而獲得的信號(hào)y(n)。按照類似的方式，對(duì)于其它階次，復(fù)數(shù)第m次冪電路產(chǎn)生｜xm-1(n)｜x(n)作為xm(n)。然后該復(fù)數(shù)乘法器執(zhí)行用于第m階失真均衡的在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162中產(chǎn)生系數(shù)am(n)與升高到第m次冪的數(shù)值xm(n)之間的復(fù)數(shù)乘法。另外，復(fù)數(shù)加法器167執(zhí)行該乘法結(jié)果與信號(hào)x(n)之間的復(fù)數(shù)加法，從而從信號(hào)中消除x(n)第m階失真。
當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162時(shí)，每一階的延遲元件129把該信號(hào)x(n)延遲M個(gè)符號(hào)。然后，復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜xK-1(n-M)｜x(n-M)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果，作為升高到K次冪的數(shù)值xK(n-M)。復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x(n-M)｜x(n-M)，并且把轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出為平均值x2(n-M)。每一階的LMS電路130通過使用上述轉(zhuǎn)換結(jié)果和誤差信號(hào)e(n)執(zhí)行系數(shù)更新，從而把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。
按照相同的方式，在其它階次中，延遲元件129把該信號(hào)x(n)延遲M個(gè)符號(hào)。然后，復(fù)數(shù)第m次冪電路把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜xm-1(n)｜x(n)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果，作為升高到m次冪的數(shù)值xm(n)。然后，LMS電路130通過使用該轉(zhuǎn)換結(jié)果和誤差信號(hào)e(n)執(zhí)行系數(shù)更新，從而把用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或者更高階失真的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。通過考慮到這種情況，在用較高精度補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的情況中，可以按照與上文相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或者更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，取消每一階的延遲元件129，并且在復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163至復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162中用于每一階的復(fù)數(shù)第m次冪電路的后級(jí)提供根升余弦濾波器103。
在此，圖10示出對(duì)每個(gè)一階提供延遲元件129的情況。但是，一個(gè)延遲元件129可以被共享，從而延遲元件129的輸出信號(hào)被分布到163至復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和用于每一階的復(fù)數(shù)m次冪電路。
另外，上述例子包括復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164等等，以及用于每一階的復(fù)數(shù)第m次冪電路。但是，通過使用例如I和Q軸分量自乘并且隨后輸出到下一個(gè)較高階的電路這樣的配置，可以實(shí)現(xiàn)該電路的共享。另外，可以使用其它用于電路共享的方法。
實(shí)施例2下面將參照附圖描述本發(fā)明實(shí)施例2的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖11為示出用于根據(jù)本實(shí)施例的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器200。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器200包括準(zhǔn)同步檢測(cè)器108和非線性失真均衡器201。根據(jù)本實(shí)施例的非線性失真均衡器201與實(shí)施例1的非線性失真均衡器101不同之處在于用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202。非線性失真均衡器201的特征在于位于圖3的非線性失真均衡器101的前級(jí)的載波恢復(fù)電路111被提供在非線性失真均衡器201的根升余弦濾波器103的后級(jí)中。準(zhǔn)同步檢測(cè)器108與圖3中所示相同，并且在非線性失真均衡器201中的每個(gè)其它模塊與圖3的非線性失真均衡器101的每個(gè)模塊相同。
按照與實(shí)施例1相同的方式，準(zhǔn)同步檢測(cè)器108對(duì)于由未示出的天線所接收的調(diào)制信號(hào)檢測(cè)I軸和Q軸數(shù)據(jù)，以產(chǎn)生所檢測(cè)輸出數(shù)據(jù)x(n)。
現(xiàn)在將描述這種結(jié)構(gòu)的非線性失真均衡器201的操作。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102按照與實(shí)施例1相同的方式，通過使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，消除包含在所檢測(cè)信號(hào)x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許奈奎斯特帶寬中的信號(hào)通過，并且輸出頻帶限制信號(hào)v(n)。接著，載波恢復(fù)電路111消除v(n)的相位誤差e-jP(n)，并且把建立相位同步的信號(hào)s(n)輸出到誤差估計(jì)器104。
誤差估計(jì)器104計(jì)算該信號(hào)s(n)與最接近于信號(hào)s(n)的映射點(diǎn)d(n)之間的誤差。另外，誤差估計(jì)器104把信號(hào)d(n)輸出到未示出的誤差糾正部分，作為解調(diào)信號(hào)。在此，在該誤差糾正部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器201把誤差估計(jì)器104的輸入信號(hào)s(n)輸出到該誤差糾正部分，作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102使用該誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)x(n)以及在載波恢復(fù)電路111中產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)，從而通過使用LMS算法更新該系數(shù)a3(n)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202的結(jié)構(gòu)在圖12中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202是通過把相位旋轉(zhuǎn)校正器211添加到實(shí)施例1的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105而獲得的。相位旋轉(zhuǎn)校正器211具有減法器212和復(fù)數(shù)乘法器213在此，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202的每個(gè)其它模塊與圖5的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105中的相同。
現(xiàn)在將描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202的操作。當(dāng)在圖12中輸入所檢測(cè)的輸出x(n)時(shí)，延遲元件129和復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，并且把轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出到LMS電路130，作為立方值x3(n-M)。另一方面，當(dāng)輸入旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)時(shí)，減法器212使Q軸信號(hào)的符號(hào)反相，從而該相位旋轉(zhuǎn)校正器211產(chǎn)生復(fù)數(shù)共軛e-jP(n)。復(fù)數(shù)乘法器213執(zhí)行該復(fù)數(shù)共軛e-jP(n)與誤差信號(hào)e(n)之間的乘法，并且糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，從而把糾正結(jié)果輸出到LMS電路130。該LMS電路130按照實(shí)施例1中的方式，使用｜x2(n-M)｜x(n-M)和e-jP(n)作為輸入執(zhí)行系數(shù)的更新，從而把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器101。
在建立相位同步的載波恢復(fù)電路111存在于用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102和誤差估計(jì)器104之間的情況中，可以通過糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)而補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
通過把相位旋轉(zhuǎn)校正添加到方程(1-7)中，而把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202的系數(shù)更新算法表示為如下方程a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[x3(n)]*e-jP(n)…方程(2-1)另一方面，參照?qǐng)D12，系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M)[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*e-jP(n-M)…方程(2-2)在此，從假設(shè)把信號(hào)x(n)延遲N個(gè)符號(hào)而獲得的信號(hào)s(n)中產(chǎn)生的誤差信號(hào)e(n)，通過設(shè)置[｜x2(n-M)｜x(n-M)]*＝[x3(n-M)]*而在方程(2-2)中執(zhí)行延遲調(diào)節(jié)。通過考慮該M個(gè)符合的延遲，把誤差信號(hào)表示為e(n-M)，并且相位旋轉(zhuǎn)校正表示為e-jP(n-M)。
另外，盡管系數(shù)a3(n)與方程(2-2)中的誤差信號(hào)e(n)、信號(hào)x(n)和相位信號(hào)e-jP(n)相比被延遲一個(gè)符號(hào)，該系數(shù)更新收斂速度相對(duì)較慢，并且在實(shí)踐上不會(huì)對(duì)LMS算法造成問題。
在根據(jù)本實(shí)施例的非線性失真均衡器中，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。通過考慮這種情況，能夠以更高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
在考慮到該輸出通過根升余弦濾波器103的情況，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221的結(jié)構(gòu)在圖13中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221是通過取消延遲元件129并且在圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供一個(gè)根升余弦濾波器103而獲得的。在該后級(jí)的LMS電路130以及產(chǎn)生LMS電路130的其它輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖12中所示的相同。
當(dāng)把所檢測(cè)輸出x(n)輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221時(shí)，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n)。該根升余弦濾波器103對(duì)轉(zhuǎn)換結(jié)果執(zhí)行頻帶限制，并且把∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)輸出到LMS電路130。在此CkFIL是根升余弦濾波器103的每個(gè)系數(shù)。由于根升余弦濾波器103的延遲量為M個(gè)符號(hào)，因此不需要圖12所示的延遲元件129。
另一方面，當(dāng)按照與圖12中相同的方式輸入相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)和誤差信號(hào)e(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。該LMS電路130通過使用這兩個(gè)信號(hào)更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，并且把結(jié)果輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。在這種情況中的系數(shù)a3(n)用如下方程表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkFILx3(n-k)]*e-jP(n)…方程(2-3)根據(jù)上述操作，可以用較高精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。另外，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221可以在建立相位同步之后開始系數(shù)更新。與實(shí)施例1相同，當(dāng)在濾波器輸出穩(wěn)定的情況下建立相位同步時(shí)，在圖1中的載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113把鎖定信號(hào)設(shè)置在“H”。
按照與實(shí)施例1相同的方式，在鎖定信號(hào)為“L”的情況中，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221設(shè)置a3(n)＝0、并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。然后，在鎖定信號(hào)為“H”的情況下，開始系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真能夠被補(bǔ)償，而沒有對(duì)載波恢復(fù)電路111的操作造成不良影響。
另外，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221可以僅僅在高C/N的時(shí)候執(zhí)行系數(shù)更新。按照與實(shí)施例1相同的方式，在圖11的非線性失真均衡器201中提供一個(gè)C/N估計(jì)器116。然后，該C/N估計(jì)器116計(jì)算和平均該C/N，并且把結(jié)果輸出到圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221，作為CNR信號(hào)。
在由CNR信號(hào)所示的C/N小于該設(shè)置閾值的情況下，圖12的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器202和圖13的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器221設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102按照與實(shí)施例1相同的方式輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號(hào)所示的C/N為該設(shè)置閾值或更大的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，當(dāng)C/N為低時(shí)，可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真而沒有負(fù)面影響。
在此，盡管在本實(shí)施例中僅僅把在非線性失真中顯著的第三階失真消除，如方程(1-1)和(2-1)所示，可以按照實(shí)施例1相同的方式通過使用方程(1-11)補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任何高階的非線性失真。在這種情況下的系數(shù)更新方程變?yōu)槿缦耡m(n+1)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jP(n)…方程(2-4)其中形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖14中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器231的結(jié)構(gòu)，其補(bǔ)償至少第二階失真并且不大于第K階失真的高階非線性失真。在此，在該圖中用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與實(shí)施例1的情況相同。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器231是通過把相位旋轉(zhuǎn)校正器211添加到圖10的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162而獲得的。
當(dāng)輸入所檢測(cè)的輸出x(n)時(shí)，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器231產(chǎn)生｜xK-1(n-M)｜x(n-M)，作為升高到第K次冪xK(n-M)的數(shù)值，并且按照與實(shí)施例1相同的方式產(chǎn)生｜x(n-M)｜x(n-M)作為x2(n-M)，然后輸出到LMS電路130。另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)和誤差信號(hào)e(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211按照與圖12中的情況相同的方式糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。
通過使用兩個(gè)這樣的信號(hào)，LMS電路130執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。對(duì)于其它階次，按照與上述相同的方式，當(dāng)給出｜xm-1(n)｜x(n)作為升高到第m次冪的數(shù)值xm(n)時(shí)，LMS電路130通過使用升高到第m次冪的數(shù)值和e(n)e-jP(n)執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。另外，根據(jù)與實(shí)施例1中所述相同的操作，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161輸出y(n)，如方程(1-11)所示。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103?？紤]到這種情況，在用較高的精度補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的情況中，可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。在這種情況中，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器231中，每一階的延遲元件129被消除，并且添加一個(gè)復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163以及一個(gè)復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164，另外把一個(gè)根升余弦濾波器103添加到每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器的后級(jí)。
在此，盡管圖14中示出對(duì)每一階提供延遲元件129的情況，但是一個(gè)延遲元件129可以被共享，從而延遲信號(hào)被發(fā)布到用于每一階的復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。
另外，在上述例子中，示出一種情況，其中分別提供用于每一階的復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。但是，通過把I和Q軸分量的升高到一個(gè)次冪的每個(gè)數(shù)值例如順序輸出到下一個(gè)高階電路可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)共享電路。否則，可以使用其它共享方法。
實(shí)施例3下面，參照附圖描述用于根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例3的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖15為示出用于根據(jù)本實(shí)施例的數(shù)據(jù)接收器的一個(gè)前端處理器300的結(jié)構(gòu)。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器300包括一個(gè)準(zhǔn)同步檢測(cè)量108、載波恢復(fù)電路111和非線性失真均衡器301。該非線性失真均衡器301不同于實(shí)施例1的非線性失真均衡器101之處在于用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302的結(jié)構(gòu)。在該非線性失真均衡器301中，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303被添加到根升余弦濾波器103的后級(jí)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303在附圖中縮寫為“COMP SIG CONV2”。用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304在附圖中簡稱為“COEF EST 2”。準(zhǔn)同步檢測(cè)器108和載波恢復(fù)電路111與圖3中所示的相同。另外，在非線性失真均衡器301中的每個(gè)其它模塊與圖3的非線性均衡器101中的每個(gè)模塊相同。
按照與實(shí)施例1相同的方式，準(zhǔn)同步檢測(cè)器108從由天線(未示出)接收的調(diào)制信號(hào)檢測(cè)I軸和Q數(shù)據(jù)。然后，載波恢復(fù)電路111除去所檢測(cè)輸出的相位誤差e-jP(n)并且產(chǎn)生建立相位同步的信號(hào)x(n)，然后輸出到非線性失真均衡器301。
現(xiàn)在描述按照這種方式形成的非線性失真均衡器301的操作。按照與實(shí)施例1相同的方式，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，以消除包括在信號(hào)x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許在奈奎斯特頻段中的信號(hào)通過，并且輸出頻帶限制信號(hào)v(n)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303使用在用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304中產(chǎn)生的每個(gè)抽頭系數(shù)CkLEQ(n)，從而消除包含在信號(hào)v(n)中的線性失真，并且輸出信號(hào)w(n)。
誤差估計(jì)器104按照與實(shí)施例1相同方式計(jì)算誤差信號(hào)e(n)，并且把最接近與該信號(hào)w(n)的映射點(diǎn)d(n)輸出到未示出的誤差校正部分，作為解調(diào)信號(hào)。在此，在該誤差校正部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器301把誤差估計(jì)器104的輸入w(n)輸出到該誤差校正部分作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304使用該誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)v(n)，從而根據(jù)LMS算法更新CkLEQ(n)。另外，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302使用該誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)x(n)，從而根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。
用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303在圖16中示出。另外，用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304在圖17中示出。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303具有延遲元件311和312、復(fù)數(shù)乘法器313、314和315以及復(fù)法加法器316。另外，圖17的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)乘法器314具有延遲元件317和318以及(N+L+1)個(gè)LMS電路130。
在此，如圖16中所示，提供N個(gè)抽頭用于提前的虛波均衡(ghostequalization)，以及提供L個(gè)抽頭用于延遲的虛波均衡。相應(yīng)地，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303和用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304分別總共具有(N+L)個(gè)延遲元件。另外，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303總共具有(N+L+1)個(gè)復(fù)數(shù)乘法器。然后，在中央抽頭的延遲量變?yōu)镹個(gè)符號(hào)。在此，對(duì)于用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303和對(duì)于用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304所需的總數(shù)為(N+L)的延遲元件可以共享。
在圖16中，當(dāng)輸入頻帶限制信號(hào)v(n)時(shí)，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303通過利用(N+L)個(gè)延遲元件把該信號(hào)v(n)移動(dòng)一個(gè)符號(hào)。總數(shù)為(N+L+1)的復(fù)數(shù)乘法器執(zhí)行在用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304中產(chǎn)生的每個(gè)抽頭系數(shù)CkLEQ(n)與抽頭輸入v(n-k)之間的復(fù)數(shù)乘法。復(fù)法加法器316執(zhí)行每個(gè)乘法結(jié)果的復(fù)數(shù)加法，從而輸出通過從信號(hào)v(n)中消除虛波而獲得的信號(hào)w(n)。因此，該信號(hào)w(n)由如下方程所表示。在此，初始值CkLEQ(n)＝0。
W(n)＝∑CkLEQ(n)v(n-k)…方程(3-1)在圖17中，當(dāng)輸入頻帶限制信號(hào)v(n)時(shí)，用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304通過使用(N+L)個(gè)延遲元件把信號(hào)v(n)移動(dòng)一個(gè)符號(hào)?？倲?shù)為(N+L+1)的LMS電路130使用該誤差信號(hào)e(n)和抽頭輸入v(n-k)，從而根據(jù)LMS算法產(chǎn)生每個(gè)抽頭系數(shù)CkLEQ(n)，其被輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。在此，當(dāng)步長參數(shù)為λ時(shí)，CkLEQ(n)在如下方程中表示。
CkLEQ(n+1)＝CkLEQ(n)+λe(n)v(n)*…方程(3-2)用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302的結(jié)構(gòu)在圖18中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302可以通過把實(shí)施例1中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器105的延遲元件129替換為延遲元件321而獲得。每個(gè)其它模塊與圖5中所示的相同。在此，如圖15中所示，根升余弦濾波器103的延遲量為M個(gè)符號(hào)，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個(gè)符號(hào)，而誤差估計(jì)器104的延遲量為0。延遲元件321執(zhí)行(M+N)個(gè)符號(hào)的延遲調(diào)節(jié)，直到從該信號(hào)y(n)計(jì)算出誤差信號(hào)e(n)為止。
當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302時(shí)，該延遲元件321產(chǎn)生(M+N)個(gè)符號(hào)的延遲。然后，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)，從而該轉(zhuǎn)換結(jié)果被輸出為立方值x3(n-M-N)。LMS電路130使用該立方值x3(n-M-N)以及誤差信號(hào)e(n)，從而根據(jù)LMS算法產(chǎn)生用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302的系數(shù)更新算法由方程(1-8)所表示。另一方面，系數(shù)a3(n)在來自圖18的如下方程中表示。
a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M-N)[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*…方程(3-3)信號(hào)w(n)是通過把信號(hào)x(n)延遲(M+N)個(gè)符號(hào)而獲得的。在此，從信號(hào)w(n)產(chǎn)生誤差信號(hào)e(n)，因此系數(shù)更新方程的延遲被根據(jù)在方程(3-3)中的[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*(＝[x3(n-M-N)]*)而調(diào)節(jié)。
通過考慮到(M+N)個(gè)符號(hào)的延遲，該誤差信號(hào)被表示這e(n-M-N)。另外，在方程(3-3)中，系數(shù)a3(n)與誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)x(n)相比被延遲一個(gè)符號(hào)。但是，在LMS算法中，系數(shù)更新的收斂速度相對(duì)較慢，因此這些延遲實(shí)際上不是一個(gè)障礙。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償線性失真以及在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
在此，在本實(shí)施例中，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103。考慮到這種情況，可以較高精度地補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
圖19中示出在考慮到通過根升余弦濾波器103的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331的特征在于延遲元件321被延遲元件332所代替，并且在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供根升余弦濾波器103。在該后級(jí)的LMS電路130與圖18中所示的相同。
在圖19中，當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331時(shí)，延遲元件332把該信號(hào)x(n)延遲N個(gè)符號(hào)。然后，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把延遲元件332的輸出轉(zhuǎn)換為｜x2(n-N)｜x(n-N)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果，作為立方值x3(n-N)。然后，根升余弦濾波器103執(zhí)行頻帶限制，從而產(chǎn)生被輸出到LMS電路130的∑CkFIL｜x2(n-N-k)｜x(n-N-k)。由于在根升余弦濾波器103中的系數(shù)的延遲量為M個(gè)符號(hào)，延遲元件321被延遲元件332所代替，并且在根升余弦濾波器103的輸出上的延遲量總共為(M+N)個(gè)符號(hào)。
LMS電路130使用根升余弦濾波器103和誤差信號(hào)e(n)，從而根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，然后輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。相應(yīng)地，系數(shù)a3(n)在方程(1-10)中表示。根據(jù)這種運(yùn)算，可以較高精度地補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，通過考慮到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303，可以較高精度地補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。圖20中示出在考慮到輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341的結(jié)構(gòu)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341的特征在于延遲元件321被延遲元件129所代替，并且在圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。在該后級(jí)的LMS電路130與圖18的情況相同。
當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341時(shí)，延遲元件129把信號(hào)x(n)延遲M個(gè)符號(hào)。然后，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把延遲元件129的輸出轉(zhuǎn)換為｜x2(n-N)｜x(n-N)，并且輸出該轉(zhuǎn)換結(jié)果為立方值x3(n-N)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303把該輸出x3(n-N)轉(zhuǎn)換為被輸出到LMS電路130的∑CkLEQ(n)｜x2(n-N-k)｜x(n-N-k)。
由于用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個(gè)符號(hào)，因此該延遲元件321被延遲元件129所代替，從而在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的輸出的延遲量總共變?yōu)?M+N)個(gè)符號(hào)。LMS電路130使用用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303和誤差信號(hào)e(n)來根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。在這種情況中，在系數(shù)a3(n)和a3(n+1)之間的關(guān)系在如下方程中表示。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkLEQ(n)x3(n-k)]*…方程(3-4)根據(jù)這種運(yùn)算，能夠以較高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，能夠以較高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
圖21中示出在考慮到輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351的特征在于取消了延遲元件321，并且在圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。在該后級(jí)的LMS電路130與圖18的情況相同。
在圖21中，當(dāng)建立相位同步的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351時(shí)，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)，并且輸出該轉(zhuǎn)換結(jié)果為立方值x3(n)。然后，根升余弦濾波器103執(zhí)行該立方值x3(n)，以產(chǎn)生z(n)＝∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)，其被輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303把根升余弦濾波器103的輸出轉(zhuǎn)換并把∑CiLEQ(n)z(n-i)輸出到LMS電路130。
在此，根升余弦濾波器103的延遲量為M個(gè)符號(hào)，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個(gè)符號(hào)。因此，取消延遲元件321，從而用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的輸出的延遲量總共變?yōu)?M+N)個(gè)符號(hào)。LMS電路130使用用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的輸出信號(hào)和誤差信號(hào)e(n)，以根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。這種情況中，系數(shù)a3(n)與系數(shù)a3(n+1)之間的關(guān)系在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CiLEQ(n)z(n-i)]*…方程(3-5)z(n)＝∑CkFILx3(n-k)…方程(3-6)根據(jù)這種運(yùn)算，能夠以較高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351分別在建立相位同步之后開始系數(shù)更新。在載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113按照與實(shí)施例1相同的方式監(jiān)控圖15中的濾波器輸出，并且當(dāng)在輸出穩(wěn)定的情況下建立相位同步時(shí)，把鎖定信號(hào)設(shè)置在“H”。
圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351按照實(shí)施例1的相同方式在鎖定信號(hào)為“L”的情況下設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在鎖定信號(hào)為“H”的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器開始系數(shù)更新。這種運(yùn)算不會(huì)對(duì)載波恢復(fù)電路111的運(yùn)算產(chǎn)生不良影響，從而可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351可以在線性失真均衡收斂之后開始系數(shù)更新。如圖17中所示，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304中提供一個(gè)中央抽頭系數(shù)監(jiān)視器(CTCOE MON1)319，從而該電路觀察中央抽頭系數(shù)，并且當(dāng)線性失真均衡在系數(shù)穩(wěn)定的情況下收斂時(shí)把收斂信號(hào)設(shè)置在“H”。
該收斂信號(hào)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302。在圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302中，在LMS電路130中的步長參數(shù)控制器133把步長參數(shù)設(shè)置為u＝0，從而在收斂信號(hào)為“L”的情況下設(shè)置a3(n)＝0。然后，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在該收斂信號(hào)為“H”的情況下，步長參數(shù)控制器133把預(yù)定數(shù)值代替該步長參數(shù)u，從而開始系數(shù)更新。
圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351按照相同方式工作。根據(jù)上述運(yùn)算，線性失真均衡的的收斂運(yùn)算不會(huì)產(chǎn)生不良影響，并且可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的線性失真。
另外，圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351還可以設(shè)置為僅僅在高C/N時(shí)執(zhí)行系數(shù)更新。按照實(shí)施例1中的相同方式在圖15的非線性失真均衡器301中提供一個(gè)C/N估計(jì)器116，并且C/N估計(jì)器116計(jì)算并平均該C/N，從而輸出該結(jié)果作為一個(gè)CNR信號(hào)。
圖18的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302、圖19的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器331、圖20的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器341以及圖21的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器351在由CNR信號(hào)所表示的C/N小于設(shè)置的閾值的情況下按照實(shí)施例1的相同方式設(shè)置a3(n)＝0。然后用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。另外，在由CNR信號(hào)所表示的C/N不小于設(shè)置的閾值的情況下，執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，在低C/N時(shí)不會(huì)造成不良影響，從而可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
在此，在本實(shí)施例中，僅僅消除如方程(1-1)和(1-8)所示的作為非線性失真的主要的第三階失真。通過按照與實(shí)施例1相同的方式使用方程(1-11)，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的系數(shù)更新方程是通過對(duì)如下各階應(yīng)用方程(1-12)而實(shí)現(xiàn)的xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖22中示出補(bǔ)償不低于第二階失真并且不高于第K階失真的高階非線性失真的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器361的結(jié)構(gòu)。在此，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的實(shí)施例1的情況相同。圖22的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器361是通過用延遲元件321代替在圖10中所示的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器162中的每一階的延遲元件129而獲得的。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器361的操作與實(shí)施例1相同，只是當(dāng)輸入建立相位同步的信號(hào)x(n)時(shí)，每一階的延遲元件321把該信號(hào)延遲(M+N)個(gè)符號(hào)。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161按照與實(shí)施例1相同的方式輸出方程(1-11)中所示的y(n)。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103?？紤]到這種情況，在用較高精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的情況下，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件332所代替，并且提供一個(gè)復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164，另外在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器361中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器的后級(jí)提供根升余弦濾波器103。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。考慮到這種情況，在用較高精度補(bǔ)償?shù)脭?shù)信號(hào)中的非線性失真情況中，可以按照相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件129所代替，并且提供復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164，另外在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器361中的第一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器的后級(jí)提供用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，在用較高粗度補(bǔ)償中的非線性失真的情況下，可以按照相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，取消第一階的延遲元件321，在復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器361中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器的后級(jí)提供根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。
在此，盡管在上述例子中示出為每一階提供一個(gè)延遲元件的情況，但是可以使用一個(gè)結(jié)構(gòu)，其中一個(gè)延遲元件被共享，并且輸出信號(hào)被發(fā)布到復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。
另外，在上述例子中，示出一種情況，其中分別提供復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。但是，可以通過例如把I和Q軸分量的次冪順序輸出到較高階的下一個(gè)電路而實(shí)現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
實(shí)施例4下面，參照附圖描述本發(fā)明的實(shí)施例4中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖23為示出在本實(shí)施例中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器400的結(jié)構(gòu)的方框圖。形成用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器400包括一個(gè)準(zhǔn)同步檢測(cè)器108和非線性失真均衡器401。通過改變?cè)趯?shí)施例3中的非線性失真均衡器301的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302和用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304的結(jié)構(gòu)而獲得非線性失真均衡器401，其特征在于非線性失真均衡器301前級(jí)的載波恢復(fù)電路111被提供在非線性失真均衡器401中的用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的后級(jí)。準(zhǔn)同步檢測(cè)器108與圖15中所示的相同，并且在非線性失真均衡器401中的每個(gè)其它模塊與圖15中的非線性失真均衡器301的每個(gè)模塊相同。
按照與實(shí)施例1相同的方式，準(zhǔn)同步檢測(cè)器108檢測(cè)由未示出的天線所接收的調(diào)制信號(hào)的準(zhǔn)I軸和Q軸數(shù)據(jù)，從而把所檢測(cè)的輸出x(n)給予非線性失真均衡器401。
在此描述非線性失真均衡器401的操作。通過使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102按照與實(shí)施例1相同的方式消除包含在非線性信號(hào)x(n)中的第三階失真。然后，根升余弦濾波器103僅僅允許在奈奎斯特帶寬中的信號(hào)通過，并且輸出該帶寬限制信號(hào)v(n)。按照與實(shí)施例3相同的方式，用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303使用在用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403中產(chǎn)生的每個(gè)抽頭參數(shù)CkLEQ(n)，從而輸出消除信號(hào)v(n)中的線性失真之后的信號(hào)w(n)。
載波恢復(fù)電路111消除w(n)中的相位誤差e-jP(n)，并且把建立相位同步的信號(hào)s(n)輸出到誤差估計(jì)器104。誤差估計(jì)器104計(jì)算信號(hào)s(n)與最接近的映射點(diǎn)d(n)之間的誤差，并且把該映射點(diǎn)d(n)輸出到未示出的誤差校正部分，作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。在此，在誤著校正部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器401把誤差估計(jì)器104的輸入s(n)輸出到該誤著校正部分作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402使用該誤差信號(hào)e(n)、在載波恢復(fù)電路111中產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)以及x(n)，以根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。另外，用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403使用該誤差信號(hào)e(n)、信號(hào)ejP(n)以及信號(hào)v(n)，從而根據(jù)LMS算法更新CkLEQ(n)。
用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403的結(jié)構(gòu)在圖24中示出。用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403的特征在于在實(shí)施例3的用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304中提供一個(gè)相位旋轉(zhuǎn)糾正器211。在用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403中的每個(gè)其它模塊與圖17的用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器304中的每個(gè)模塊相同。在此，在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303以及用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403中分別提供的總數(shù)為(N+L)個(gè)延遲元件可以共享。
當(dāng)在圖24中輸入頻帶限制信號(hào)v(n)，時(shí)用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器403按照與實(shí)施例3相同的方式使用(N+L)個(gè)延遲元件，從而一次把信號(hào)v(n)移動(dòng)一個(gè)符號(hào)。另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，從而把e(n)e-jP(n)輸出到(N+L+1)個(gè)LMS電路130。
LMS電路130使用LMS算法對(duì)于v(n-k)和e(n)e-jP(n)的輸入產(chǎn)生每個(gè)抽頭參數(shù)CkLEQ(n)，其它輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。在此，當(dāng)步長參數(shù)為λ時(shí)，該系數(shù)CkLEQ(n)在如下方程中表示CkLEQ(n+1)＝CkLEQ(n)+λe(n)v(n)*e-jP(n)…方程(4-1)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402的結(jié)構(gòu)在圖25中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402的特征在于在實(shí)施例3中在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器302中提供一個(gè)相位旋轉(zhuǎn)校正器211。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402中的每個(gè)其它模塊與圖18中所示的每個(gè)模塊相同。
當(dāng)所檢測(cè)的輸出x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402時(shí)，延遲元件321和復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121按照與實(shí)施例3相同的方式把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)，并且把轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)輸出到LMS電路130作為x3(n-M-N)。另一方面，當(dāng)輸輸入誤差信號(hào)e(n)和相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。LMS電路130對(duì)｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)和e(n)e-jP(n)的輸入執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402的系數(shù)更新算法在方程(2-1)中表示。而系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n)＝a3(n-1)+ue(n-M-N)[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*e-jP(n-M-N)…方程(4-2)。
從通過把信號(hào)x(n)延遲(M+N)個(gè)符號(hào)而獲得的信號(hào)s(n)產(chǎn)生誤差信號(hào)e(n)。因此，通過設(shè)置[｜x2(n-M-N)｜x(n-M-N)]*＝[x3(n-M-N)]*而在方程(4-2)中執(zhí)行延遲調(diào)節(jié)。
通過考慮到該(M+N)個(gè)符號(hào)的延遲，誤差信號(hào)和相位旋轉(zhuǎn)糾正量分別由e(n-M-N)和e-jP(n-M-N)所表示。另外，與在方程(4-2)中的誤差信號(hào)e(n)、信號(hào)x(n)和相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)e-jP(n)相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個(gè)符號(hào)。但是，由于LMS算法在系數(shù)更新的收斂速度上相對(duì)較慢，因此該延遲實(shí)際上不造成障礙。
根據(jù)上述操作，在建立相位同步的載波恢復(fù)電路111存在于用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102和誤差估計(jì)器104之間的情況中，通過糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，補(bǔ)償線性失真，并且可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
在此，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過在本實(shí)施例的非線性失真均衡器中的根升余弦濾波器103。通過考慮到這種情況，可以用較高的精度補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
圖26中示出在考慮到信號(hào)通過根升余弦濾波器103的情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411的特征在于用延遲元件332代替延遲元件321，并且在圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供一個(gè)根升余弦濾波器103。該后級(jí)的LMS電路130以及產(chǎn)生到LMS電路130的另一個(gè)輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖25中所示的相同。
在圖26中，當(dāng)所檢測(cè)輸出x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411時(shí)，延遲元件322產(chǎn)生N個(gè)符號(hào)的延遲。復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該輸入信號(hào)｜x2(n-N)｜x(n-N)轉(zhuǎn)換并輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果x3(n-N)。然后，根升余弦濾波器103對(duì)該轉(zhuǎn)換結(jié)果執(zhí)行頻帶限制，并且把∑CkFIL｜x2(n-N-k)｜x(n-N-k)輸出到LMS電路130。在此，CkFIL是根升余弦濾波器103的每個(gè)系數(shù)。
由于根升余弦濾波器103的延遲量為M個(gè)符號(hào)，因此通過使用延遲元件332把在根升余弦濾波器103的輸出的延遲量總共設(shè)置為(M+N)個(gè)符號(hào)。另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)和誤差信號(hào)e(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211按照與圖25的情況相同方式糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。通過使用這兩個(gè)信號(hào)，LMS電路130更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。這種情況中，該系數(shù)a3(n)由如下方程所表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkFIL｜x3(n-k)]*e-jP(n)…方程(4-3)根據(jù)這些操作，能夠以較高精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，能夠以較高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
圖27中示出在考慮到該信號(hào)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421的特征在于延遲元件321被延遲元件129所代替，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303被提供在圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)。該后級(jí)的LMS電路130和產(chǎn)生LMS電路130的另一個(gè)輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖25中所示的相同。
在圖27中，當(dāng)把所檢測(cè)輸出x(n)輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421時(shí)，延遲元件129把該信號(hào)x(n)延遲M個(gè)符號(hào)。復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為｜x2(n-M)｜x(n-M)，并且輸出該轉(zhuǎn)換結(jié)果為立方值x3(n-M)。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303對(duì)該轉(zhuǎn)換結(jié)果進(jìn)行變換，并且把∑CkLEQ(n)｜x2(n-M-k)｜x(n-M-k)輸出到LMS電路130。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的延遲量為N個(gè)符號(hào)。因此，通過用延遲元件129代替延遲元件321，在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的輸出的延遲量總共被設(shè)置為(M+N)個(gè)符號(hào)。
另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)和誤差信號(hào)e(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的該相位旋轉(zhuǎn)，并且把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。LMS電路130使用這兩個(gè)信號(hào)來根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)。這種情況的系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkLEQ(n)x3(n-k)]*e-jP(n)…方程(4-4)根據(jù)這種操作，能夠以較高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，能夠以較高的精度補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
在圖28中示出在考慮到信號(hào)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431的特征在于取消延遲元件321，并且在圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402中的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的后級(jí)提供根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。該后級(jí)的LMS電路130和產(chǎn)生LMS電路130的另一個(gè)輸入的相位旋轉(zhuǎn)校正器211與圖25中所示的相同。
在此描述這種結(jié)構(gòu)的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431的操作。當(dāng)所檢測(cè)的輸出x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431時(shí)，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)并輸出立方值x3(n)作為轉(zhuǎn)換結(jié)果。根升余弦濾波器103對(duì)該轉(zhuǎn)換結(jié)果執(zhí)行頻帶限制，并且把z(n)＝∑CkFIL｜x2(n-k)｜x(n-k)輸出到用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303。用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303對(duì)該輸出進(jìn)行變換，并且把∑CiLEQ(n)z(n-i)輸出到LMS電路130。在此，根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的延遲量分別為M和N個(gè)符號(hào)。因此，延遲元件321被消除，并且在用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303的輸出中的延遲量總共被設(shè)置為(M+N)個(gè)符號(hào)。
另一方面，當(dāng)輸入相位旋轉(zhuǎn)信號(hào)ejP(n)和誤差信號(hào)e(n)時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)校正器211糾正在載波恢復(fù)電路111中執(zhí)行的該相位旋轉(zhuǎn)，從而把e(n)e-jP(n)輸出到LMS電路130。LMS電路130使用這兩個(gè)信號(hào)根據(jù)LMS算法更新用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，其被輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。在這種情況中，系數(shù)a3(n)在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[∑CkLEQ(n)z(n-i)]*e-jP(n)…方程(4-5)z(n)＝∑CkFILx3(n-k)…方程(4-6)根據(jù)這種操作，能夠以較高的精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真。
另外，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431可以被設(shè)置為在相位同步建立之后開始系數(shù)更新。在載波恢復(fù)電路111中的低通濾波器113按照與實(shí)施例1相同的方式監(jiān)控在圖23中的濾波器輸出，并且當(dāng)在該輸出穩(wěn)定的情況下建立相位同步時(shí)，把鎖定信號(hào)設(shè)置為“H”。
圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431按照實(shí)施例1的相同方式在鎖定信號(hào)為“L”的情況下設(shè)置a3(n)＝0。然后用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在鎖定信號(hào)為“H”的情況下，開始系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真能夠被補(bǔ)償，而沒有對(duì)載波恢復(fù)電路111的操作造成不良影響。
另外，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431可以被設(shè)置為在線性失真均衡收斂之后開始系數(shù)更新。按照與實(shí)施例3相同的方式，在系數(shù)穩(wěn)定的情況下該線性失真均衡收斂，并且如圖23中所示，該收斂信號(hào)被設(shè)置為“H”。如圖23中所示，該收斂信號(hào)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402。
在收斂信號(hào)為“L”，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)的情況下，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402按照與實(shí)施例3相同的方式設(shè)置a3(n)＝0。在收斂信號(hào)為“H”的情況下，步長參數(shù)控制器133把預(yù)定數(shù)值代替步長參數(shù)u，從而開始系數(shù)更新。圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431按照與上文所述相同的方式執(zhí)行操作。根據(jù)這種操作，可以補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真，而不會(huì)對(duì)線性失真均衡的收斂操作產(chǎn)生不良影響。
另外，圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431可以被設(shè)置為僅僅在高C/N時(shí)執(zhí)行系數(shù)更新。
按照與實(shí)施例1相同的方式，在圖23的非線性失真均衡器401中提供一個(gè)C/N估計(jì)器116，使得該C/N估計(jì)器116計(jì)算和平均該C/N，并且把結(jié)果輸出，作為CNR信號(hào)。圖25的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器402、圖26的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器411、圖27的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器421以及圖28的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器431在由CNR信號(hào)所示的C/N小于該設(shè)置閾值的情況下設(shè)置a3(n)＝0。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號(hào)所示的C/N為該設(shè)置閾值或更大的情況下，執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，當(dāng)C/N為低時(shí)，可以補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真而沒有負(fù)面影響。
在此，盡管在本實(shí)施例中僅僅把在非線性失真中顯著的第三階失真消除，如方程(1-1)和(2-1)所示。但是，可以按照實(shí)施例1相同的方式通過使用方程(1-11)補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任何高階的非線性失真。作為用于在這種情況下的系數(shù)更新方程，對(duì)于各個(gè)階次形成方程(2-4)。另外，xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
在圖29中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器441的結(jié)構(gòu)，其補(bǔ)償至少第二階失真并且不大于第K階失真的高階非線性失真。在此，在該圖中用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示實(shí)施例1的情況相同。如圖29中所示，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器441的特征在于用延遲元件321代替圖14的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器231中的每一階的延遲元件129。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器441的操作與實(shí)施例2中的相同，只是當(dāng)輸入所檢測(cè)輸出x(n)時(shí)，每一階的延遲元件321實(shí)現(xiàn)(M+N)個(gè)符號(hào)的延遲。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161具有與實(shí)施例1中所述相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出如方程(1-11)中所示的y(n)。根據(jù)這種操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高級(jí)的任意高階非線性失真。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103?？紤]到這種情況，還可以按照以較高精度補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真的情況相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件332所代替，并且根升余弦濾波器103被提供到復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器441中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器的后級(jí)。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，還可以按照以較高精度補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真情況中的相同方式補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的非線性失真。在這種情況中，每一階的延遲元件321被延遲元件129所代替，并且用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303被提供到復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器441中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。
用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161的輸出y(n)通過根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303?？紤]到這種情況，還可以按照以較高精度補(bǔ)償復(fù)數(shù)信號(hào)中的非線性失真情況中的相同方式補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的高階非線性失真。在這種情況中，每一階的延遲元件321被取消，并且把根升余弦濾波器103和用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器303提供到163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器441中的每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。
在此，在上述例子中，示出一種情況，其中為每一階提供一個(gè)延遲元件。但是，一個(gè)延遲元件可以被共享，從而把輸出信號(hào)發(fā)布到復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。
另外，在上述例子中，示出一種情況，其中分別提供復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。但是，例如可以通過把I和Q軸分量的次冪順序輸出到較高階的下一個(gè)電路而實(shí)現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
實(shí)施例5下面，將參照附圖描述用于本發(fā)明的實(shí)施例5中的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖30為示出在本實(shí)施例中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器500的結(jié)構(gòu)的方框圖。形成用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器500包括一個(gè)準(zhǔn)同步檢測(cè)器108和非線性失真均衡器501。該非線性失真均衡器501具有用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102、FFT電路502、同步檢測(cè)解調(diào)器503、誤差估計(jì)器104以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506。同步檢測(cè)解調(diào)器503由一個(gè)信道特性估計(jì)器(CHCHARACT EST)504以及一個(gè)復(fù)數(shù)除法器505所形成。
準(zhǔn)同步檢測(cè)器108按照與實(shí)施例1相同的方式檢測(cè)I軸和Q軸數(shù)據(jù)，以便于當(dāng)由天線接收?qǐng)?zhí)行同步載波調(diào)制的OFDM調(diào)制信號(hào)時(shí)產(chǎn)生所檢測(cè)的輸出x(n)。
非線性失真均衡器501的操作在下文中描述。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，以便于消除包含在信號(hào)x(n)中的第三階失真。FFT電路502執(zhí)行FFT變換以便于把頻率軸上的信號(hào)f(n)輸出到同步檢測(cè)解調(diào)器503。如圖30中所示，F(xiàn)FT電路502執(zhí)行L點(diǎn)的FFT變換，其中處理延遲量為2L個(gè)樣本。在此，在上述實(shí)施例1至4中，在由n表示的時(shí)間上的每個(gè)點(diǎn)被稱為一個(gè)符號(hào)。為了從收集IFFT變換的L個(gè)點(diǎn)的OFDM符號(hào)中識(shí)別時(shí)間上的每個(gè)點(diǎn)，在時(shí)間上的每個(gè)點(diǎn)在本實(shí)施例和下文中被稱為一個(gè)樣本。
在同步檢測(cè)解調(diào)器503中，信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)等等計(jì)算發(fā)送路徑特征H(k)。復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，用信號(hào)f(n)除以發(fā)送路徑特征H(k)，從而執(zhí)行同步解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。誤差估計(jì)器104計(jì)算信號(hào)q(n)與最接近的映射點(diǎn)d(n)之間的誤差，并且把d(n)輸出到未示出的誤差糾正部分，作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。在此，在該誤差糾正部分執(zhí)行軟判定解碼(soft decision decoding)時(shí)，該非線性失真均衡器501輸出該誤差估計(jì)器104的輸入q(n)作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506使用該誤差信號(hào)e(n)以及信號(hào)x(n)，從而根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。
在圖31中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506具有一個(gè)復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121、FFT電路502和LMS電路130。
當(dāng)受到準(zhǔn)同步檢測(cè)的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506時(shí)，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為｜x2(n)｜x(n)，并且輸出轉(zhuǎn)換結(jié)果作為立方值x3(n)。FFT電路502執(zhí)行該立方值x3(n)的FFT變換，并且把該信號(hào)，即在頻率軸上的轉(zhuǎn)換值X3g(k)，輸出到LMS電路130。該LMS電路130按照與實(shí)施例1中相同的方式使用轉(zhuǎn)換值X3g(k)和誤差信號(hào)e(n)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新。從而把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。
在此，當(dāng)假設(shè)圖30的同步檢測(cè)解調(diào)器503和誤差估計(jì)器104沒有延遲時(shí)，在從信號(hào)y(n)計(jì)算誤差信號(hào)e(n)時(shí)的延遲量變?yōu)镕FT電路502的2L個(gè)樣本。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中的延遲量與FFT電路502的2L個(gè)樣本相匹配，并且處理延遲變?yōu)橄嗟?。根?jù)上述操作，可以補(bǔ)償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
現(xiàn)在描述根據(jù)本實(shí)施例的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506的系數(shù)更新算法。從圖30中，誤差信號(hào)e(n)被表示為如下e(n)＝d(n)-q(n)…方程(5-1)其中，q(n)＝f(n)/H(k)…方程(5-2)f(n)＝FFT(y(n))…方程(5-3)。
這些方程(5-2)和(5-3)被代入方程(5-1)，從而獲得如下方程e(n)＝d(n)-FFT(y(n))/H(k)…方程(5-4)在此，F(xiàn)FT(y(n))表示y(n)的FFT變換。方程(1-1)被代入方程(5-4)，從而獲得如下方程e(n)＝d(n)-FFT(x(n)+a3(n)x3(n))/H(k)…方程(5-5)由于LMS算法的系數(shù)更新收斂速度相對(duì)較慢，因此系數(shù)a3(n)被認(rèn)為是一個(gè)常量，從而獲得如下方程e(n)＝d(n)-FFT(x(n))/H(k)+a3(n)·FFT(x3(n))/H(k)…方程(5-6)在此，方程(5-6)被代入(5-1)，并且執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程dJ(a3)/da3(n)＝2[e(n)·de(n)/da3(n)]＝-2e(n)[FFT(x3(n))/H(k)]*…方程(5-7)在此，u＝2α并且方程(5-7)被代入方程(1-6)，從而獲得如下方程a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))/H(k)]*…方程(5-8)而系數(shù)a3(n)被在圖31中的如下方程中表示a3(n)＝a3(n-1)+ue(n)[FFT(｜x2(n)｜x(n))/H(k)]*…方程(5-9)在方程(5-9)中，盡管與e(n)、x(n)和H(k)相比，a3(n)被延遲一個(gè)符號(hào)，LMS算法在系數(shù)更新的收斂速度上相對(duì)較慢，因此該延遲實(shí)際上不造成障礙。
在此，在如下方程中，對(duì)于函數(shù)F(xi)的參數(shù)i從i＝A到i-B的函數(shù)F(xi)的累加值∑F(xi)被表示為“∑i＝AtoBF(xi)”，在指數(shù)函數(shù)中圓周率π被表示為“pie”。
在此，在接收頻帶中，傳輸路徑特征被認(rèn)為接近于常數(shù)，也就是說，H(k)＝1，方程(5-8)在如下方程中表示a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))]*…方程(5-10)上述結(jié)構(gòu)和非線性失真均衡器的操作是基于方程(5-10)的。
當(dāng)FFT電路502在滿足方程(5-11)的時(shí)間n＝T開始工作并且在該時(shí)間段中x3(n)的FFT變換結(jié)果被表示為x3g(k)時(shí)，該變換值x3g(k)在方程(5-12)中表示。
T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)…方程(5-11)X3g(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)x3(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-2pie/L(k＝0，1，…，L-1)…方程(5-12)當(dāng)FFT(x3(n))被表示為x3g(k)并且k＝n-T-gL被分別代入方程(5-8)和(5-10)時(shí)，獲得方程(5-13)和(5-14)。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)]*…方程(5-13)a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)/H(n-T-gL)]*…方程(5-14)在此描述FFT電路502的操作。作為一個(gè)例子，考慮FFT的點(diǎn)數(shù)L＝4的情況。為了簡化，把T＝0和g＝0分別代入方程(5-11)和(5-12)，從而獲得方程(5-15)和(5-16)0≤n≤3…方程(5-15)X30(k)＝∑j＝0to3x3(j)W4kj，W4＝e-j2pie/4…方程(5-16)
在圖32中示出實(shí)現(xiàn)方程(5-16)的蝴蝶運(yùn)算電路(BUTT OPECIR)521。圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521具有8個(gè)復(fù)數(shù)加法器(COMPADD)522和5個(gè)旋轉(zhuǎn)算子(ROT OP)523。
圖33中示出FFT電路的結(jié)構(gòu)。該FFT電路502具有S/P(串并)轉(zhuǎn)換器531、蝴蝶運(yùn)算電路521和P/S(并串)轉(zhuǎn)換器532。圖34中示出FFT電路502的操作情況。圖34的水平軸為時(shí)間n。S/P轉(zhuǎn)換器531對(duì)每4個(gè)樣本執(zhí)行一個(gè)S/P轉(zhuǎn)換，從而輸出并行數(shù)據(jù)。蝴蝶運(yùn)算電路521執(zhí)行上述并行電路的蝴蝶運(yùn)算。P/S轉(zhuǎn)換器532重新排列該蝴蝶運(yùn)算結(jié)果，并且執(zhí)行P/S轉(zhuǎn)換，從而輸出FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果。在圖34的例子中，處理延遲為8個(gè)(＝2L)樣本。在此，圖34示出立方值x3(n)的FFT轉(zhuǎn)換，以及按照相同的方式示出y(n)的FFT轉(zhuǎn)換。
在非線性失真均衡器501中的FFT電路502的輸出f(n)通過同步檢測(cè)解調(diào)器503。考慮到這種情況，根據(jù)方程(5-8)能夠以較高的精度補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
在圖35中示出在這種情況中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541是通過在圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中LMS電路130的前級(jí)提供復(fù)數(shù)除法器505而獲得的。通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把FFT電路502的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)，并且把X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。除了上文所述之外，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541的操作與圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506的操作相同。
根據(jù)上述操作，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補(bǔ)償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，例如每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)可以用作為一個(gè)代表值，而剩余的一個(gè)點(diǎn)被作為一個(gè)代表值插入在圖33的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中的FFT電路502的輸出中。作為一個(gè)例子，考慮一種情況，其中FFT的點(diǎn)數(shù)為4個(gè)。在方程(5-16)中，k＝0，2被用作為一個(gè)代表值，而P/S轉(zhuǎn)換器532對(duì)于剩余的k＝1，3執(zhí)行插值，如下述方程中所示
X30(1)＝X30(0)，X30(3)＝X30(2)…方程(5-17)在這種情況中，圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521可以僅僅使用由虛線所包圍的部分來實(shí)現(xiàn)，并且電路規(guī)?？梢员辉O(shè)置為大約1/2。另外，例如從圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506以及圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中的FFT電路502的輸入中每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，從而執(zhí)行1/2點(diǎn)數(shù)的FFT變化，其結(jié)果被用作為一個(gè)代表值。然后，剩余的一個(gè)點(diǎn)可以被作為一個(gè)代表值而插入。作為一個(gè)例子，考慮一種情況，其中為了減化代入T＝0以及g＝0，F(xiàn)FT的點(diǎn)數(shù)L＝4。當(dāng)使用n＝0，2執(zhí)行兩個(gè)點(diǎn)的FFT變換，獲得如下方程X30(2(p-1))’＝∑s＝1to2X3(2(s-1))W2(p-1)(s-1)，W2＝e-j2pie/2(p＝1，2)…方程(5-18)在方程(5-18)中，當(dāng)k＝0，2時(shí)獲得的數(shù)值假設(shè)為在根據(jù)如下方程對(duì)乘余的k＝1，3執(zhí)行差值時(shí)的代表值。
X30(1)’＝X30(0)’，X30(3)’＝X30(2)’…方程(5-19)在圖36中示出執(zhí)行方程(5-18)和(5-19)的蝴蝶運(yùn)算電路551的結(jié)構(gòu)。蝴蝶運(yùn)算電路551具有兩個(gè)輔助加法器522和一個(gè)旋轉(zhuǎn)算子523。這種情況中，圖36的蝴蝶運(yùn)算電路551的電路規(guī)?？梢灾瞥纱蠹s為圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521的1/4。
在這種情況中的FFT電路561的結(jié)構(gòu)在圖37中示出。FFT電路561具有S/P轉(zhuǎn)換器562、蝴蝶運(yùn)算電路551和P/S轉(zhuǎn)換器563。FFT電路561的操作情況在圖38中示出。水平軸表示時(shí)間n。S/P轉(zhuǎn)換器562對(duì)每4個(gè)樣本執(zhí)行S/P轉(zhuǎn)換，以從4個(gè)樣本中輸出第一和第三個(gè)數(shù)據(jù)塊。蝴蝶運(yùn)算電路551執(zhí)行并行數(shù)據(jù)的蝴蝶運(yùn)算。P/S轉(zhuǎn)換器563執(zhí)行蝴蝶運(yùn)算結(jié)果的P/S轉(zhuǎn)換，并且執(zhí)行方程(5-19)中的插值處理，從而輸出FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果。圖38的例子中，處理延遲為8個(gè)(＝2L)樣本。
另外，可以取消在圖31中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中的FFT電路502，從而對(duì)圖30中的非線性失真均衡器501的FFT電路502進(jìn)行時(shí)分復(fù)用。
在這種情況中，用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的結(jié)構(gòu)在圖39中示出。非線性失真均衡器571被FFT電路572和圖30中的非線性失真均衡器501的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573所代替。
另外，在圖40中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573是通過取消在圖31中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506的FFT電路502而獲得的。
現(xiàn)在描述非線性失真均衡器571的操作。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573的復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為立方值x3(n)并且把該轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出到FFT電路572。FFT電路572對(duì)信號(hào)y(n)和立方值x3(n)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而分別執(zhí)行FFT變換，并且把信號(hào)f(n)輸出到同步檢測(cè)解調(diào)器503，以及把轉(zhuǎn)換的數(shù)值x3g(k)輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573。該轉(zhuǎn)換的數(shù)值x3g(k)和誤差信號(hào)e(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573的LMS電路130，其按照實(shí)施例1的方式執(zhí)行系數(shù)更新。然后，該LMS電路130把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。該操作的其它部分與圖30的非線性失真均衡器501相同。
圖41中示出FFT電路572的結(jié)構(gòu)。該FFT電路572具有S/P轉(zhuǎn)換器581、582、蝴蝶運(yùn)算電路521、P/S轉(zhuǎn)換器583、584以及選擇器585。FFT電路572的操作情況在圖42至45中示出。水平軸表示時(shí)間n。作為一個(gè)例子，考慮FFT的點(diǎn)數(shù)L＝4的情況。如圖42和43中所示，S/P轉(zhuǎn)換器581和582對(duì)每4個(gè)樣本執(zhí)行S/P轉(zhuǎn)換，從而輸出并行數(shù)據(jù)。在此，與S/P轉(zhuǎn)換器581相比，S/P轉(zhuǎn)換器582把該輸出延遲(1/2)個(gè)OFDM符號(hào)，也就是說，延遲兩個(gè)符號(hào)。
如圖44中所示，選擇器585選擇被輸出到蝴蝶運(yùn)算電路521的S/P轉(zhuǎn)換器581和582的輸出。蝴蝶運(yùn)算電路521根據(jù)比圖34中所示情況快兩倍的時(shí)鐘，執(zhí)行并行數(shù)據(jù)的蝴蝶運(yùn)算。如圖45中所示，P/S轉(zhuǎn)換器583和584分別重新排列蝴蝶運(yùn)算結(jié)果f(n)和X3g(k)，并且執(zhí)行P/S轉(zhuǎn)換，從而把FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果輸出。在此，P/S轉(zhuǎn)換器在蝴蝶運(yùn)算完成之后把輸出延遲(1/2)個(gè)OFDM符號(hào)，也就是說，延遲兩個(gè)符號(hào)。在圖42至45的例子中，處理延遲為8(＝2L)個(gè)樣本。根據(jù)上述運(yùn)算，在一個(gè)FFT電路上執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而可以用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
另外，在圖39中的非線性失真均衡器571中的FFT電路572的輸出f(n)通過同步檢測(cè)解調(diào)器503?？紤]到這種情況，根據(jù)方程(5-8)，可以用較高的精度補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
在圖46中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591是通過把復(fù)數(shù)除法器505提供到圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573中的LMS電路130的前級(jí)而獲得的。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，用FFT電路572的轉(zhuǎn)換數(shù)值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)。除此之外的其它操作部分與圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573相同。根據(jù)上述操作，在一個(gè)FFT電路上執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而可以使用根據(jù)方程(5-8)的較小電路規(guī)模以較高的精度補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
另外，通過把對(duì)在非線性失真均衡器501中的同步檢測(cè)解調(diào)器503產(chǎn)生的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行的時(shí)分復(fù)用應(yīng)用到FFT電路502，可以計(jì)算延遲概況h’(n)。
延遲概況示出與所需波形的電功率相關(guān)的延遲波形的電功率的延遲時(shí)間。通常，在OFDM中考慮到由于多路徑干擾所造成的延遲時(shí)間，從而傳輸符號(hào)的長度被延長設(shè)置的保護(hù)間隔(guard interval)。在接收器方，存在干擾的保護(hù)間隔的數(shù)據(jù)被忽略，并且把一個(gè)滑窗置于所接收信號(hào)上，從而切除其上的一部分，用作為有效符號(hào)。僅僅把FFT應(yīng)用到該有效符號(hào)上。通過使用這種延遲概況，可以精確地確定與所需波形的電功率相關(guān)的延遲波形的電功率的延遲時(shí)間。因此，確定用于防止來自相臨符號(hào)的干擾的有效符號(hào)中的時(shí)間位置。因此，可以顯著地增加消除延遲波形的影響的能力。
圖47中示出在用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器600的結(jié)構(gòu)。在圖47中，用圖30的非線性失真均衡器501中的FFT電路572代替非線性失真均衡器601。
非線性失真均衡器601的操作在下文描述。FFT電路572對(duì)信號(hào)y(n)和傳輸路徑特征H(x)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而分別執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換。然后，F(xiàn)FT電路572把信號(hào)f(n)輸出到同步檢測(cè)解調(diào)器503，從而輸出延遲概況h’(n)。該操作的其它部分與圖30的非線性失真均衡器501相同。
下面描述延遲概況的計(jì)算方法。作為一個(gè)例子，考慮一種情況，其中為了簡化代入T＝0的FFT的點(diǎn)數(shù)L＝4，以及g＝0。延遲概況h(n)在下列方程中給出作為H(k)的IFFT變換。
h(n)＝(1/4)∑k＝0to3H(k)W4-kn，W4＝e-j2pie/4(n＝0，1，2，3)…方程(5-20)而H(k)的FFT變換h’(n)在下列方程中給出h’(n)＝∑k＝0to3H(k)W4knW4＝e-j2pie/4(n＝0，1，2，3)…方程(5-21)在方程(5-20)中，n(n＝1，2，3)被4-n所代替而得出如下方程h’(4-n)＝∑k＝0to3H(k)W4k(4-n)＝∑k＝0to3H(k)W4-kn(W44)k＝∑k-0 to3H(k)W4-kn＝4h(n)…方程(5-22)在該方程中，n＝3，2，1被代入方程(5-22)，從而獲得如下方程h’(1)＝4h(3)，h’(2)＝4h(2)，h’(3)＝4h(1)…方程(5-23)另外，從方程(5-20)和方程(5-21)獲得如下方程h’(0)＝4h(0)…方程(5-24)圖48和49示出上述情況。如圖48中所示，當(dāng)對(duì)作為頻率軸信號(hào)的傳輸路徑特征H(k)執(zhí)行IFFT變換時(shí)，計(jì)算作為時(shí)間軸信號(hào)的延遲概況h(n)。如圖49中所示，當(dāng)作為頻率軸信號(hào)的傳輸路徑特征H(k)假設(shè)被進(jìn)行FFT變換時(shí)，計(jì)算延遲概況h’(n)。當(dāng)在方程(5-23)和方程(5-24)中忽略4倍的系數(shù)時(shí)，該延遲概況h’(n)變?yōu)樽鳛樵诜秶鷑≥1內(nèi)的時(shí)間軸信號(hào)的延遲概況h(n)的逆序。盡管該延遲概況h’(n)與方程(5-20)的定義不同，當(dāng)識(shí)別上述關(guān)系時(shí)，它也可以用作為一個(gè)延遲概況，因此不會(huì)造成特別的障礙。根據(jù)上述操作，補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，并且可以計(jì)算延遲概況而不增加新的電路。
另外，對(duì)在圖30中的非線性失真均衡器501中的同步檢測(cè)解調(diào)器503產(chǎn)生的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行的時(shí)分復(fù)用被應(yīng)用到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中的FFT電路，從而可以計(jì)算延遲概況h’(n)。
這種情況上用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器610的結(jié)構(gòu)在圖50中示出。在圖50中，非線性失真均衡器611被圖30的非線性失真均衡器501中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612所代替。
圖51中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612是通過用圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中的FFT電路572代替FFT電路502而獲得的。FFT電路572對(duì)復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的轉(zhuǎn)換值x3(n)和傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而對(duì)它們分別執(zhí)行FFT變換。然后，F(xiàn)FT電路572把該轉(zhuǎn)換值x3g(n)輸出到LMS電路130，并且還輸出延遲概況h’(n)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612的操作除了上述部分之外與圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506中的相同。
另外，非線性失真均衡器611的操作除了上述部分之外與圖30的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器601的相同。根據(jù)上述操作，補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，并且可以計(jì)算延遲概況而不增加新電路。
另外，圖50的非線性失真均衡器611中的FFT電路502的輸出f(n)通過同步檢測(cè)解調(diào)器503?？紤]到這種情況，根據(jù)方程(5-8)，能夠以較高的精度補(bǔ)償在受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
圖52中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621是通過在圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612中的LMS電路130的前級(jí)提供一個(gè)復(fù)數(shù)除法器505而獲得的。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，用FFT電路572的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)，并且把X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612除了上述之外與圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612相同。
根據(jù)上述操作，根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，并且可以計(jì)算延遲概況而不增加新電路。
另外，圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506、圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591、圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612以及圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621給以僅僅對(duì)兩個(gè)OFDN符號(hào)中的一個(gè)OFDN符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506具有一個(gè)系數(shù)估計(jì)控制器511。系數(shù)估計(jì)控制器511輸出一個(gè)系數(shù)更新控制信號(hào)(COEFEST CON)，其中對(duì)于每兩個(gè)OFDM符號(hào)，僅僅有一個(gè)OFDM符號(hào)變?yōu)椤癏”。復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121、FFT電路502和LMS電路130分別在該系數(shù)更新控制信號(hào)為“L”的時(shí)間段中停止工作。
圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541、圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591、圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612和圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621按照相同的方式被提供有一個(gè)系數(shù)估計(jì)控制器511。在系數(shù)更新控制信號(hào)為“L”的時(shí)間段中，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器中的每個(gè)電路停止工作。根據(jù)上述操作，盡管用于第三階失真均衡的系數(shù)的收斂時(shí)間段變得略長，但是用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的功耗被減小為大約1/2。
另外，在圖50的非線性失真均衡器611中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612可以僅僅對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新，從而計(jì)算在OFDM符號(hào)不被系數(shù)更新的時(shí)間段中的延遲概況h’(n)。
圖53示出這種情況下的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631是通過用FFT電路502取代FFT電路572，并且通過把選擇器632提供到圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612中的FFT電路502的前級(jí)而獲得。
系數(shù)估計(jì)控制器511輸出系數(shù)更新控制信號(hào)，其中對(duì)于每兩個(gè)OFDM符號(hào)僅僅有一個(gè)OFDM符號(hào)變?yōu)椤癏”。復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121和LMS電路130在該系數(shù)更新控制信號(hào)為“L”的時(shí)間段中停止工作。另外，選擇器632在系數(shù)更新控制信號(hào)為“H”的時(shí)間段中選擇復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121的立方值x3(n)，并且在該信號(hào)為“L”的時(shí)間段中選擇傳輸路徑特性H(k)，其被輸出到FFT電路502。FFT電路502對(duì)所選擇的信號(hào)執(zhí)行FFT變換，其被輸出到LMS電路130以及外部電路。FFT電路502對(duì)于每個(gè)OFDM符號(hào)交替輸出轉(zhuǎn)換的數(shù)值X3g(k)和延遲概況h’(n)。但是，LMS電路130在延遲概況h’(n)被輸出的OFDM符號(hào)的過程中停止工作。另外，僅僅輸出延遲概況h’(n)的OFDM符號(hào)允許到外部電路的輸出為有效。
根據(jù)上述操作，在受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真被補(bǔ)償，并且僅僅通過添加一個(gè)選擇器而不增加功耗即可計(jì)算延遲概況。
另外，在圖50的非線性失真均衡器611中的FFT電路502中的輸出f(n)通過同步檢測(cè)解調(diào)器503。考慮到這種情況，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
在圖54中示出在這種情況下的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641是通過在圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631的LMS電路130的前級(jí)提供一個(gè)復(fù)數(shù)除法器505而獲得的。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641通過使用復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把FFT電路502的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)，并且把X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。除了上文所述之外，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641的操作與圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631的操作相同。
根據(jù)上述操作，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補(bǔ)償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，并且僅僅通過添加一個(gè)選擇器而不增加功耗即可計(jì)算延遲概況。
另外，在圖39的非線性失真均衡器571中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573例如僅僅對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。然后，在OFDM符號(hào)不受到系數(shù)更新的時(shí)間段中計(jì)算延遲概況h’(n)的情況中，可以把時(shí)分復(fù)用應(yīng)用到非線性失真均衡器571中的非線性失真均衡器571。
圖55示出這種情況下的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器650的結(jié)構(gòu)。在圖15中，非線性失真均衡器651是通過把一個(gè)選擇器632添加到圖39的非線性失真均衡器571而獲得的。
現(xiàn)在描述非線性失真均衡器655的操作。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573僅僅通過在系數(shù)估計(jì)控制器中產(chǎn)生的系數(shù)更新控制信號(hào)對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行操作。然后，復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121把該信號(hào)x(n)轉(zhuǎn)換為立方值x3(n)并且把轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出到選擇器632。選擇器632在系數(shù)更新控制信號(hào)為“H”的時(shí)間段中選擇立方值x3(n)，并且在該信號(hào)為“L”的時(shí)間段中選擇傳輸路徑特性H(k)，并且輸出到FFT電路572。
FFT電路572對(duì)信號(hào)y(n)和選擇器632的輸出進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，并且分別對(duì)它們執(zhí)行FFT變化。然后，F(xiàn)FT電路572把信號(hào)f(n)輸出到同步檢測(cè)解調(diào)器503，并且把選擇器632的FFT變換數(shù)值輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573以及輸出到外部電路。FFT電路572每隔一個(gè)OFDM符號(hào)交替輸出轉(zhuǎn)換值X3g(k)和延遲概況h’(n)。但是，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573在延遲概況h’(n)被輸出的OFDM符號(hào)的過程中停止工作。另外，僅僅輸出延遲概況h’(n)的OFDM符號(hào)允許到外部電路的輸出為有效。其它部分的操作與圖39的非線性失真均衡器571的操作相同。
根據(jù)上述操作，通過采用時(shí)分復(fù)用，僅僅有一個(gè)FFT電路工作，并且可以利用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償在受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，僅僅通過添加一個(gè)選擇器而不增加功耗即可計(jì)算延遲概況。
另外，在圖55的非線性失真均衡器651中，F(xiàn)FT電路572的輸出f(n)通過同步檢測(cè)解調(diào)器503?？紤]到這種情況，可以根據(jù)方程(5-8)用較高的精度補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
在圖56中示出在這種情況下的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器660的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器661是通過在圖55的非線性失真均衡器651中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591代替用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573而獲得的。非線性失真均衡器661通過使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591的復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把FFT電路572的轉(zhuǎn)換值X3g(k)除以傳輸路徑特性H(k)。然后，復(fù)數(shù)除法器505把該除法結(jié)果X3g(k)/H(k)輸出到LMS電路130。除了上文所述之外，非線性失真均衡器661的操作與圖55的非線性失真均衡器651的操作相同。
根據(jù)上述操作，通過采用時(shí)分復(fù)用，僅僅一個(gè)FFT電路工作，并且可以根據(jù)方程(5-8)用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償已經(jīng)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。然后，僅僅通過添加一個(gè)選擇器而不增加功耗即可計(jì)算延遲概況。
另外，圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506、圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541、圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591、圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612、圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621、圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631、以及圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641可以僅僅在高C/N時(shí)執(zhí)行系數(shù)更新。
按照與實(shí)施例1中相同的方式，把一個(gè)C/N估計(jì)器提供到圖30的非線性失真均衡器501中、圖39的非線性失真均衡器571中、圖47的非線性失真均衡器601中、圖50的非線性失真均衡器611中、圖55的非線性失真均衡器651中、以及圖56的非線性失真均衡器661中。C/N估計(jì)器116計(jì)算和平均C/N，并且輸出其結(jié)果作為一個(gè)CNR信號(hào)。在由CNR信號(hào)所示的C/N小于設(shè)置閾值的情況下，用于非線性失真均衡的的系數(shù)估計(jì)器設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102按照與實(shí)施例1相同方式輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號(hào)所示的C/N為設(shè)置的閾值或更大的情況下，執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償在OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，而沒有在低C/N的時(shí)候造成負(fù)面影響。
在此，盡管在本實(shí)施例中，消除了如方程(1-1)中所示作為主要第三階失真的非線性失真，但是通過使用方程(1-11)可以消除第二階失真或更高階的任意高階非線性失真。在這種情況中，當(dāng)假設(shè)在各個(gè)階次中H(k)＝1時(shí)獲得作為如下方程的系數(shù)更新方程am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))]*(m＞1)…方程(5-25)通過考慮到信號(hào)f(n)通過同步檢測(cè)解調(diào)器503，可以獲得下一個(gè)方程。
am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))/H(k)]*(m＞1)…方程(5-26)在此，形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
圖57示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器671的結(jié)構(gòu)圖，其通過利用方程(5-25)補(bǔ)償在圖30的非線性失真均衡器501以及圖47的非線性失真均衡器601中的至少第二階失真并且不大于第K階失真的高階非線性失真。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器671具有復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164、對(duì)應(yīng)于階數(shù)的多個(gè)FFT電路502以及對(duì)應(yīng)于階數(shù)的多個(gè)LMS電路130。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
當(dāng)執(zhí)行準(zhǔn)同步檢測(cè)的信號(hào)x(n)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器671時(shí)，復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163產(chǎn)生｜xK-1(n)｜x(n)，即xK(n)，而復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164產(chǎn)生｜x(n)｜x(n)，即x2(n)。每一階的FFT電路502分別對(duì)第K次冪數(shù)值xK(n)以及x2(n)執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換，從而把在頻率軸上的轉(zhuǎn)換值XKg(k)和X2g(k)輸入到每一階的LMS電路130。每一階的LMS電路130使用該轉(zhuǎn)換值XKg(k)和X2g(k)以及誤差信號(hào)e(n)執(zhí)行系數(shù)更新。然后，LMS電路130把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。
按照用于其它階的相同方式，第m次冪計(jì)算器產(chǎn)生｜xm-1(n)｜x(n)，作為第m次冪數(shù)值xm(n)。然后，LMS電路130使用復(fù)數(shù)第m次冪數(shù)值xm(n)以及誤差信號(hào)e(n)的輸出值，執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161具有與實(shí)施例1相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出方程(1-11)中所示的y(n)。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。
另外，在圖30的非線性失真均衡器501中和圖47的非線性失真均衡器601中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506被圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541所代替的情況下，可以用相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，與系數(shù)更新方程相同，方程(5-26)被用于各個(gè)階次。
圖58中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器681的結(jié)構(gòu)。該電路是通過分別把復(fù)數(shù)除法器505添加到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器671中用于各個(gè)階次的LMS電路130的前級(jí)而獲得的。
另外，按照相同的方式，可以在圖39的非線性失真均衡器571和圖55的非線性失真均衡器651中補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。這種情況中，與系數(shù)更新方程相同，方程(5-25)被用于各個(gè)階次。
圖59中示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器691的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器691具有復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和對(duì)應(yīng)于階數(shù)的多個(gè)LMS電路130。另外，在圖39或圖55中的FFT電路572被FFT電路692所代替，而用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
下面描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器691的操作。復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164分別把第K次冪數(shù)值xK(n)和平方值x2(n)輸出到外部FFT電路692。FFT電路692對(duì)信號(hào)y(n)、第K次冪數(shù)值xK(n)和平方值x2(n)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而分別對(duì)它們執(zhí)行FFT變換。然后，F(xiàn)FT電路692把信號(hào)f(n)輸出到同步檢測(cè)解調(diào)器503，并且把轉(zhuǎn)換數(shù)值XKg(k)和X2g(k)分別輸出到每一階LMS電路130。每一階的LMS電路130使用該轉(zhuǎn)換數(shù)值XKg(k)和X2g(k)以及誤差信號(hào)e(n)，從而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)以及用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161具有與實(shí)施例1中相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出方程(1-11)中所示的信號(hào)y(n)。
圖60中示出FFT電路692的結(jié)構(gòu)。FFT電路692具有S/P轉(zhuǎn)換器701、702和703、蝴蝶運(yùn)算電路521、P/S轉(zhuǎn)換器704、705和706以及選擇器707。
在圖61至65中示出FFT電路692的操作情況。水平軸表示時(shí)間n。例如，假設(shè)FFT的點(diǎn)數(shù)為L＝4的情況。如圖61和62中所示，S/P轉(zhuǎn)換器701、702和703通過對(duì)每4個(gè)樣本執(zhí)行S/P轉(zhuǎn)換而輸出并行數(shù)據(jù)。在此，S/P轉(zhuǎn)換器702和703把該輸出相對(duì)于S/P轉(zhuǎn)換器701分別延遲一個(gè)樣本和兩個(gè)樣本。如圖63中所示，選擇器707選擇被輸出到蝴蝶運(yùn)算電路521的S/P轉(zhuǎn)換器701、702和703的輸出。
如圖63中所示，蝴蝶運(yùn)算電路521根據(jù)比圖34中的時(shí)鐘快4倍的時(shí)鐘執(zhí)行并行數(shù)據(jù)的蝴蝶運(yùn)算。如圖64中所示，P/S轉(zhuǎn)換器704、705和706分別重新排列該蝴蝶運(yùn)算結(jié)果f(n)、X2g(k)和XKg(k)，從而執(zhí)行P/S轉(zhuǎn)換并且輸出FFT轉(zhuǎn)換的結(jié)果。在此，P/S轉(zhuǎn)換器705和706在完成蝴蝶運(yùn)算之后分別把該輸出延遲兩個(gè)樣本和一個(gè)樣本。在圖61至64的例子中，處理延遲為8(＝2L)個(gè)樣本。
根據(jù)上述操作，對(duì)一個(gè)FFT電路執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而可以使用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。在補(bǔ)償其它階的非線性失真的情況中，增加該階次m的復(fù)數(shù)第n次冪計(jì)算器以及LMS電路130，并且如果需要的話可以增加FFT電路792的復(fù)用程度。
另外，在圖39的非線性失真均衡器571中以及圖55的非線性失真均衡器651中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573被圖49的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器651所代替的情況中，可以用相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-26)被用于該各個(gè)階次中作為這種情況下的系數(shù)更新方程。
在圖65中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器711的結(jié)構(gòu)。該電路是通過把一個(gè)復(fù)數(shù)除法器505分別提供到在圖59的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器691每一階的LMS電路130的前級(jí)而獲得的。
另外，可以采用在圖50的非線性失真均衡器611中的相同方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-25)在各個(gè)階次中被用作為這種情況下的系數(shù)更新方程。在圖66中示出在這種情況下用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器721的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器721具有復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164、FFT電路692以及對(duì)應(yīng)于階數(shù)的多個(gè)LMS電路130。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器721在下文中描述。復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164分別把第K次冪數(shù)值xK(n)和平方值x2(n)輸出到FFT電路692。FFT電路692對(duì)該K次冪數(shù)值xK(n)、平方值x2(n)以及傳輸特性H(k)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而執(zhí)行各自的FFT變換，并且把變換數(shù)值XKg(k)和X2g(k)輸出到各個(gè)階次的LMS電路130，同時(shí)輸出延遲概況h’(n)。每一階的LMS電路130使用轉(zhuǎn)換的數(shù)值以及誤差信號(hào)e(n)來執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第K階失真均衡的系數(shù)aK(n)和用于第二階失真均衡的系數(shù)a2(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161。
另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161具有與實(shí)施例1中所述相同的結(jié)構(gòu)，并且輸出方程(1-11)中所示的信號(hào)y(n)。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真并且可以計(jì)算延遲概況，而不增加新電路。在補(bǔ)償其它階的非線性失真的情況中，添加第m階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器以及LMS電路130并且如果需要的話可以增加FFT電路692的復(fù)用程度。
另外，在圖50中的非線性失真均衡器611中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612被圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621所代替的情況下，可以按照相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。在各個(gè)階次中使用方程(5-26)作為這種情況的系數(shù)更新方程。圖67中所示用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器731是通過分別把一個(gè)復(fù)數(shù)除法器505提供到圖66的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器721中的每一階的LMS電路130的前級(jí)而獲得的。
另外，在圖50中非線性失真均衡器611中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612被圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631所代替的情況下，可以按照相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-25)被用于各個(gè)階次中作為本情況的系數(shù)更新方程。
圖68中示出這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器741。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器741具有復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164、選擇器742、FFT電路502和對(duì)應(yīng)于階數(shù)的多個(gè)LMS電路130。另外，用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器161與圖9中所示的相同。
現(xiàn)在描述用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器741的操作。系數(shù)估計(jì)控制器511輸出系數(shù)更新控制信號(hào)，例如在四個(gè)OFDM符號(hào)周期的每個(gè)部分中，該系數(shù)更新控制信號(hào)分別對(duì)于第一OFDM符號(hào)變?yōu)椤?”，對(duì)于第三OFDM符號(hào)變?yōu)椤?”，以及對(duì)于第二和第四OFDM符號(hào)變?yōu)椤?”。復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163和用于第K階失真均衡的LMS電路130僅僅在系數(shù)更新控制信號(hào)為“1”的時(shí)間段內(nèi)工作。然后，復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和用于第二階失真均衡的LMS電路130僅僅在該系數(shù)更新控制信號(hào)為“2”的時(shí)間段中工作。
在該系數(shù)更新控制信號(hào)為“1”的時(shí)間段中，選擇器742選擇復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163的輸出xK(n)，在“2”的時(shí)間段中選擇復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164的輸出x2(n)，并且在“0”的時(shí)間段中選擇H(k)，然后輸出到FFT電路502。FFT電路502對(duì)所選擇的信號(hào)執(zhí)行FFT變換，并且把變換結(jié)果輸出到每一階的LMS電路130以及外部電路。在四個(gè)OFDM符號(hào)周期的每個(gè)部分中，F(xiàn)FT電路502輸出用于第一OFDM符號(hào)的變換值XKg(k)，輸出用于第三OFDM符號(hào)的變換值X2g(k)以及輸出用于第二和第四OFDM符號(hào)的延遲概況h’(n)。用于第K階失真均衡和用于第二階失真均衡的LMS電路130分別僅僅對(duì)第一和第三OFDM符號(hào)進(jìn)行操作。另外，僅僅當(dāng)延遲概況h’(n)被輸出時(shí)，到外部電路的輸出才對(duì)第二和第四OFDM符號(hào)有效。
根據(jù)上述操作，僅僅通過補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的失真高階非線性失真并且通過添加選擇器可以計(jì)算延遲概況而不增加功耗。在補(bǔ)償其它階的非線性失真的情況中，添加第m階的復(fù)數(shù)第n次冪計(jì)算器和LMS電路130，并且可以更新在系數(shù)估計(jì)控制器511中產(chǎn)生的系數(shù)更新控制信號(hào)，如果需要的話可以增加選擇器742的復(fù)用程度。
另外，在圖50的非線性失真均衡器611中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612被圖54的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器651所代替的情況中，可以用相同的方式補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真。方程(5-26)被用于該各個(gè)階次中作為這種情況下的系數(shù)更新方程。在圖69中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器751的結(jié)構(gòu)。該電路是通過把一個(gè)復(fù)數(shù)除法器505分別提供到在圖68的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器741每一階的LMS電路130的前級(jí)而獲得的。
在此，在上述補(bǔ)償?shù)诙A失真或更高階的任意高階非線性失真的每個(gè)例子中，示出一種情況，其中該結(jié)構(gòu)分別具有復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164以及每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。但是，通過例如順序把I和Q軸分量的次冪順序輸出到下一個(gè)更高階的電路可以按照實(shí)施例1的相同方式實(shí)現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用用于電路共享的其它方法。
實(shí)施例6下面參照附圖描述本發(fā)明的實(shí)施例6中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖70為示出用于本實(shí)施例中的數(shù)據(jù)接收器的前端處理器800的結(jié)構(gòu)的方框圖。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器800包括準(zhǔn)同步檢測(cè)器808和非線性失真均衡器801。圖70的非線性失真均衡器801是通過在圖30的非線性失真均衡器501中把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541，并且把同步檢測(cè)解調(diào)器503替換為一個(gè)差分解調(diào)器802而獲得的。該差分解調(diào)器802具有單個(gè)符號(hào)延遲電路803和復(fù)數(shù)除法器505。
當(dāng)由未示出的天線接收受到差分載波調(diào)制的一個(gè)OFDM調(diào)制信號(hào)時(shí)，準(zhǔn)同步檢測(cè)器108按照與實(shí)施例1中相同的方式執(zhí)行I軸和Q軸數(shù)據(jù)的檢測(cè)，從而產(chǎn)生一個(gè)檢測(cè)的輸出x(n)。
在下文中描述非線性失真均衡器801的操作。用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102使用在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中產(chǎn)生的用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)，并且消除包含在信號(hào)x(n)中的第三階失真，從而輸出信號(hào)y(n)。然后，F(xiàn)FT電路502執(zhí)行該信號(hào)y(n)的FFT變換，從而把頻率軸上的信號(hào)f(n)輸出到差分解調(diào)器802。
如圖70中所示執(zhí)行用于L點(diǎn)的FFT變換，從而該處理延遲變?yōu)?L個(gè)樣本。在差分解調(diào)器802中，該單個(gè)符號(hào)延遲電路803把f(n)延遲一個(gè)OFDM符號(hào)，從而輸出f(n-L)，并且復(fù)數(shù)除法器505執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把f(n)除以f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)。然后，差分解調(diào)器802把解調(diào)信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。誤差估計(jì)器104計(jì)算信號(hào)q(n)與最接近的映射點(diǎn)d(n)之間的誤差，并且把該映射點(diǎn)d(n)輸出到糾錯(cuò)部分，作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。在此，在該糾錯(cuò)部分執(zhí)行軟判定解碼的情況下，非線性失真均衡器801把誤差估計(jì)器104的輸入q(n)輸出到該糾錯(cuò)部分作為一個(gè)解調(diào)信號(hào)。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541使用該誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)x(n)以及信號(hào)f(n-L)從而根據(jù)LMS算法更新系數(shù)a3(n)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541的結(jié)構(gòu)與圖35中所示的相同，并且僅僅到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替。在此，當(dāng)假設(shè)差分解調(diào)器802和誤差估計(jì)器104沒有延遲時(shí)，在從信號(hào)y(n)計(jì)算誤差信號(hào)e(n)的過程中，延遲量變?yōu)镕FT電路502的2L個(gè)樣本。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中的延遲量還對(duì)應(yīng)于FFT電路502的2L個(gè)樣本，從而它們的延遲量變?yōu)橄嗟?。根?jù)上述操作，可以補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM頻帶信號(hào)中的非線性失真。
在下文中描述在本實(shí)施例中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541的系數(shù)更新算法。該誤差信號(hào)e(n)由來自圖70的方程(5-1)所表示。
q(n)＝f(n)/f(n-L)…方程(6-1)方程(6-1)和方程(5-3)被代入(5-1)從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(y(n))/f(n-L)…方程(6-2)方程(1-1)被代入方程(6-2)，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n)+a3(n)x3(n))/f(n-L)…方程(6-3)由于在LMS算法中系數(shù)更新的收斂速度相對(duì)較慢，因此系數(shù)a3(n)被認(rèn)為是長量，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n))/f(n-L)+a3(n)·FFT(x3(n))/f(n-L)…方程(6-4)在此，方程(6-4)被代入方程(1-5)，并且可以執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程。
dJ(a3)/da3(n)＝2[e(n)·de(n)/da3(n)]＝-2e(n)[FFT(x3(n))/f(n-L)]*…方程(6-5)假設(shè)u＝2α，并且方程(6-5)被代入方程(1-6)，從而獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))/f(n-L)]*…方程(6-6)而，系數(shù)a3(n)由來自圖35的如下方程所表示。
a3(n)＝a3(n-1)+ue(n)[FFT(｜x2(n)｜x(n))/f(n-L)]*…方程(6-7)與方程(6-7)中誤差信號(hào)e(n)、信號(hào)x(n)和信號(hào)f(n-L)相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個(gè)樣本。但是，由于在LMS算法中的系數(shù)更新相對(duì)較慢，因此該延遲實(shí)際上不造成障礙。
當(dāng)FFT電路502在時(shí)間n＝T處開始按照與實(shí)施例5相同的方式工作時(shí)，其中n的范圍在方程(5-11)中，在該時(shí)間段中信號(hào)y(n)和立方值X3(k)的FFT變換分別表示為變換值Yg(k)和X3g(k)，從而形成如下方程。
Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(k＝0，1，…，L-1)…方程(6-8)在此，X3g(k)變?yōu)榕c方程(5-12)中的相同。
然后，f(n-L)由如下方程所表示。
f(n-L)＝FFT(y(n-L))…方程(6-9)當(dāng)f(n-L)和FFT(x3(n))被分別表示為Yg(k’)和X3g(k)，并且假設(shè)k’＝n’-T-gL(n’＝n-L)以及k＝n-T-gL，獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)/Yg-1(n’-T-(g-1)L)]*…方程(6-10)例如，在本實(shí)施例中，對(duì)于每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)可以用作為來自圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中FFT電路502的輸出的一個(gè)代表值，并且剩余的一個(gè)點(diǎn)可以按照與實(shí)施例5相同的方式被插值作為一個(gè)代表值。這種情況中，僅僅通過由虛線所包圍的一個(gè)部分就可以實(shí)現(xiàn)圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521，從而可以按照與實(shí)施例5相同的方式把電路規(guī)模減小到大約1/2。
另外，例如在圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中FFT電路502的輸入中，對(duì)于每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)可以被使用來執(zhí)行1/2點(diǎn)數(shù)的FFT變換，從而獲得一個(gè)代表值，并且剩余的一個(gè)點(diǎn)可以被插值作為一個(gè)代表值。這種情況中，按照與實(shí)施例5相同的方式，圖33的FFT電路502被用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中的圖37的FFT電路561所代替。結(jié)果，圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521被圖36的蝴蝶運(yùn)算電路551所代替，從而與圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521相比，電路規(guī)?？梢詼p小到大約1/4。
另外，在圖35中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541可以被取消，從而對(duì)圖70中的非線性失真均衡器801內(nèi)的FFT電路502執(zhí)行時(shí)分復(fù)用。
圖71示出這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器的結(jié)構(gòu)。圖71的非線性失真均衡器811是通過把圖39的非線性失真均衡器571中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591，并且把同步檢測(cè)解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而獲得的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把信號(hào)f(n)除以信號(hào)f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。在非線性失真均衡器811中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591通過使用信號(hào)x(n)、變換值X3g(k)、誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。除此之外的其它部分的操作與圖39的非線性失真均衡器571相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591與圖49中所示的相同，并且到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替。根據(jù)上述操作，對(duì)工作的一個(gè)FFT電路執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，并且可以用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
另外，在圖70的非線性失真均衡器801中的差分解調(diào)器802產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)，并且可以對(duì)傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行應(yīng)用到FFT電路502的時(shí)分復(fù)用，從而可以計(jì)算延遲概況h’(n)。
在圖72中示出在這種情況中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器820的結(jié)構(gòu)。圖72的非線性失真均衡器821是通過把圖47的非線性失真均衡器601中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541，并且把同步檢測(cè)解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而獲得的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，把信號(hào)f(n)除以信號(hào)f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。然后，信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)等等計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到FFT電路572。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541通過使用信號(hào)x(n)、誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。除此之外的其它部分的操作與圖47的非線性失真均衡器601相同。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541與圖35中所示的相同，并且僅僅到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替。
根據(jù)上述操作，補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，并且可以計(jì)算延遲概況而不添加新電路。
另外，在圖70的非線性失真均衡器801中差分解調(diào)器802產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)。非線性失真均衡器801對(duì)傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而應(yīng)用到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中的FFT電路502，可以計(jì)算延遲概況h’(n)。
在圖73中示出在這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器830的結(jié)構(gòu)。圖37的非線性失真均衡器831是通過把圖50的非線性失真均衡器611中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621，并且把同步檢測(cè)解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而獲得的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，把信號(hào)f(n)除以信號(hào)f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)。差分解調(diào)器802把解調(diào)信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。另外，在差分解調(diào)器802中的信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621通過使用信號(hào)x(n)、誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102，并且允許傳輸路徑特性H(k)被輸入到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621，從而產(chǎn)生被輸出的延遲概況h’(n)。
除此之外的其它部分的操作與圖50的非線性失真均衡器611相同。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621與圖52中所示的相同。僅僅到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，可以計(jì)算延遲概況而不添加新電路。
另外，圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591和圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621可以僅僅例如每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591和圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621可以按照實(shí)施例5的相同方式被提供有系數(shù)估計(jì)控制器511。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器中的每個(gè)電路在系數(shù)更新控制信號(hào)為“L”的時(shí)間段中停止工作。根據(jù)上述操作，盡管用于第三階失真均衡的系數(shù)的收斂時(shí)間變得略長，但是可以把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的功耗減少到大約1/2。
另外，在圖73的非線性失真均衡器831中的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621可以僅僅對(duì)例如每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新，并且可以在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號(hào)的周期中計(jì)算延遲概況h’(n)。
上述圖54示出在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641的結(jié)構(gòu)。在此，到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替。其操作與實(shí)施例5中的相同。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償在受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，僅僅通過添加一個(gè)選擇器可以計(jì)算延遲概況而不增加功耗。
另外，在圖71的非線性失真均衡器811中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591例如僅僅對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新，并且在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號(hào)的周期中計(jì)算延遲概況h’(n)。在這種情況中，可以對(duì)傳輸路徑特性H(k)的頻率轉(zhuǎn)換執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，該傳輸路徑特性H(k)被施加到非線性失真均衡器811中的FFT電路572。
圖74中示出在這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器840的結(jié)構(gòu)。圖74的非線性失真均衡器841是通過把圖56的非線性失真均衡器661中的同步檢測(cè)解調(diào)器503替換為差分解調(diào)器802而實(shí)現(xiàn)的。
差分解調(diào)器802執(zhí)行復(fù)數(shù)除法，把信號(hào)f(n)除以信號(hào)f(n-L)，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把該信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。然后，在差分解調(diào)器802中的信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)等等計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到選擇器632。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591通過使用信號(hào)x(n)、變換值Xg(k)、誤差信號(hào)e(n)和信號(hào)f(n-L)作為輸入而執(zhí)行系數(shù)更新，并且把用于第三階失真均衡的系數(shù)a3(n)輸出到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102。除此之外的其它部分的操作與圖56的非線性失真均衡器661相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591與圖46中所示的相同。在此，到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替，并且立方值x3(n)被從復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121輸出到選擇器632。選擇器632通過系數(shù)更新控制信號(hào)選擇該立方值x3(n)或者傳輸路徑特性H(k)，并且把所選擇的信號(hào)輸出到FFT電路572。
根據(jù)上述操作，僅僅對(duì)一個(gè)工作的FFT電路執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，并且使用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。然后，僅僅通過添加一個(gè)選擇器可以計(jì)算延遲概況而不增加功耗。
另外，圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541、圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591、圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621以及圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641可以僅僅在高C/N時(shí)執(zhí)行系數(shù)更新。在圖70的非線性失真均衡器801中、圖71的非線性失真均衡器811中、圖72的非線性失真均衡器821中、圖73的非線性失真均衡器831中以及圖74的非線性失真均衡器841中提供C/N估計(jì)器116，使得該C/N估計(jì)器116計(jì)算和平均該C/N，并且把結(jié)果輸出，作為CNR信號(hào)。
在由CNR信號(hào)所示的C/N小于該設(shè)置閾值的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102按照與實(shí)施例1相同的方式輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號(hào)所示的C/N為該設(shè)置閾值或更大的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，當(dāng)C/N為低時(shí)，可以補(bǔ)償在受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真而沒有負(fù)面影響。
在此，盡管在本實(shí)施例中僅僅把在非線性失真中顯著的第三階失真消除，如方程(1-1)所示。但是，可以通過使用方程(1-11)補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任何高階的非線性失真。作為用于在這種情況下的系數(shù)更新方程，對(duì)于各個(gè)階次形成如下方程。
am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))/f(n-L)]*(m＞1)…方程(6-11)在此，形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
圖58中示出通過使用圖70的非線性失真均衡器801和圖72的非線性失真均衡器821中的方程(6-11)補(bǔ)償不低于第二階失真并且不高于第K階失真的高階非線性失真的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器681的結(jié)構(gòu)。也就是說，到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)被信號(hào)f(n-L)所代替。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。
另外，按照相同的方式，在圖71的非線性失真均衡器811中以及在圖74的非線性失真均衡器841中補(bǔ)償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器711與圖65中所示的相同。也就是說，到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)僅僅被信號(hào)f(n-L)所代替。
另外，按照相同的方式，在圖73的非線性失真均衡器831中補(bǔ)償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器731與圖67中所示的相同。也就是說，到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)僅僅被信號(hào)f(n-L)所代替。
另外，在圖73的非線性失真均衡器831中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器721被圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641所代替的情況下，按照相同的方式，可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高的任意高階非線性失真。在這種情況中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器751與圖69中所示的相同。也就是說，到達(dá)復(fù)數(shù)除法器505的傳輸路徑特性H(k)僅僅被信號(hào)f(n-L)所代替。
在此，在每個(gè)上述例子中，其中可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真，示出一種情況，分別提供復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和用于每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。但是，例如通過按照實(shí)施例1相同的方式把I和Q軸分量順序輸出下一個(gè)高階的電路可以實(shí)現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
實(shí)施例7下面參照附圖描述本發(fā)明的實(shí)施例7中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器。圖75為示出本實(shí)施例中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器900的結(jié)構(gòu)。用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器包括準(zhǔn)同步檢測(cè)器108和非線性失真均衡器901。圖75的非線性失真均衡器901是通過把圖70的非線性失真均衡器801中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541替換為一個(gè)差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905而獲得的。差分解調(diào)器902具有單個(gè)符號(hào)延遲電路803、復(fù)數(shù)共軛計(jì)算器903和復(fù)數(shù)乘法器904。復(fù)數(shù)共軛計(jì)算器903是用于僅僅把Q數(shù)據(jù)的正負(fù)號(hào)反轉(zhuǎn)以產(chǎn)生一個(gè)復(fù)數(shù)共軛的電路。
當(dāng)由未示出的天線接收受到差分載波調(diào)制的一個(gè)OFDM調(diào)制信號(hào)時(shí)，準(zhǔn)同步檢測(cè)器108按照與實(shí)施例1中相同的方式執(zhí)行I軸和Q軸數(shù)據(jù)的檢測(cè)，從而產(chǎn)生一個(gè)檢測(cè)的輸出x(n)。
在下文中描述非線性失真均衡器901的操作。在差分解調(diào)器902中，該單個(gè)符號(hào)延遲電路803把f(n)延遲一個(gè)OFDM符號(hào)，從而輸出f(n-L)。然后，復(fù)數(shù)共軛計(jì)算器903產(chǎn)生信號(hào)f(n-L)的復(fù)數(shù)共軛信號(hào)f(n-L)*。復(fù)數(shù)乘法器904執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，把f(n)乘以復(fù)數(shù)共軛信號(hào)f(n-L)*，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905的結(jié)構(gòu)之外，其它部分的操作與圖70的非線性失真均衡器801相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905在圖76中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905是通過把圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。
在此，當(dāng)假設(shè)圖75的差分解調(diào)器902和誤差估計(jì)器104沒有信號(hào)處理的延遲，在從信號(hào)y(n)計(jì)算誤差信號(hào)e(n)過程中的延遲量變?yōu)镕FT電路502的2L個(gè)樣本。在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905中的延遲量還對(duì)應(yīng)于FFT電路502的2L個(gè)樣本，從而它們的延遲量變?yōu)橄嗟?。根?jù)上述操作，可以補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
下面描述在本實(shí)施例中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905的系數(shù)更新算法。誤差信號(hào)e(n)在來自圖75的方程(5-1)中表示。另外，定義如下方程。
q(n)＝f(n)·f(n-L)*…方程(7-1)方程(7-1)和方程(5-3)被代入方程(5-1)，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(y(n))·f(n-L)*…方程(7-2)方程(1-1)被代入方程(7-2)，從而獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n)+a3(n)x3(n))·f(n-L)*…方程(7-3)
由于LMS算法的系數(shù)更新收斂速度較慢，因此當(dāng)把系數(shù)a3(n)作為常量時(shí)獲得如下方程。
e(n)＝d(n)-FFT(x(n))·f(n-L)*+a3(n)·FFT(x3(n))·f(n-L)*…方程(7-4)在此，方程(7-4)被代入方程(5-1)，并且執(zhí)行偏微分，從而獲得如下方程。
dJ(a3)/da3(n)＝2[e(n)·de(n)/da3(n)]＝2e(n)[FFT(x3(n))·f(n-L)*]*…方程(7-5)當(dāng)假設(shè)u＝2α?xí)r，并且把方程(7-5)代入方程(1-6)時(shí)，獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[FFT(x3(n))·f(n-L)*]*…方程(7-6)另一方面，系數(shù)a3(n)被在如下方程中表示。
a3(n)＝a3(n-1)+ue(n)[FFT(x3(n))·f(n-L)*]*…方程(7-7)在方程(7-7)中，與誤差信號(hào)e(n)、信號(hào)x(n)和信號(hào)f(n-L)*相比，系數(shù)a3(n)被延遲一個(gè)符號(hào)。但是，由于LMS算法的系數(shù)更新收斂速度相對(duì)較慢，因此該延遲實(shí)際上不成為障礙。
FFT電路502在時(shí)間n＝T時(shí)按照與實(shí)施例5相同的方式開始工作。當(dāng)n的范圍由方程(5-11)所定義時(shí)，在該時(shí)間段中信號(hào)y(n)和立方值x3(n)的FFT變換分別被表示為Yg(k)和X3g(k)。在這種情況中，立方值Yg(k)由方程(6-8)所定義，并且所轉(zhuǎn)換數(shù)值X3g(k)由方程(5-12)所定義。
信號(hào)f(n-L)在方程(6-9)中表示，并且在方程(7-6)中，信號(hào)f(n-L)和FFT(x3(n))分別表示為變換值Yg(k’)和X3g(k)，從而當(dāng)k’＝n’-T-gL(n’＝n-L)和k＝n-T-gL時(shí)獲得如下方程。
a3(n+1)＝a3(n)+ue(n)[X3g(n-T-gL)·Yg-1(n’-T-(g-1)L)*]*…方程(7-8)按照與實(shí)施例5相同的方式，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905中FFT電路502的輸出中對(duì)于每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)可以被用作為一個(gè)代表值，而剩余的一個(gè)點(diǎn)可以被用作為一個(gè)代表值。這種情況中，圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521僅僅可以用由虛線所包圍的一個(gè)部分來實(shí)現(xiàn)，從而按照與實(shí)施例5相同的方式電路規(guī)模可以減小到大約1/2。
另外，按照與實(shí)施例5相同的方式，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905中FFT電路502的輸出中對(duì)于每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)可以使用，以執(zhí)行作為代表值的1/2點(diǎn)數(shù)的FFT變換，而剩余的一個(gè)點(diǎn)可以被插值作為代表值。這種情況中，按照實(shí)施例5中的相同方式，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905中，圖33的FFT電路502被圖37的FFT電路561所代替。結(jié)果，圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521被圖36的蝴蝶運(yùn)算電路551所代替。因此，與圖32的蝴蝶運(yùn)算電路521相比，電路規(guī)模減小到大約1/4。
另外，可以取消圖75中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905中的FFT電路502，從而可以對(duì)圖75中非線性失真均衡器901中的FFT電路502執(zhí)行時(shí)分復(fù)用。
在圖77中示出這種情況下用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器910的結(jié)構(gòu)。圖77的非線性失真均衡器911是通過把圖71的非線性失真均衡器811中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號(hào)f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號(hào)f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912的操作之外，其它部分的操作與圖71的非線性失真均衡器811相同。
圖78中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912是通過把圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。根據(jù)上述操作，對(duì)工作的一個(gè)FFT電路執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，并且可以使用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。
另外，在圖75的非線性失真均衡器901中的差分解調(diào)器902產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)，并且對(duì)施加到FFT電路502的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而可以計(jì)算延遲概況h’(n)。
在圖79中示出在這種情況中的非線性失真均衡器921的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器921是通過把圖72的非線性失真均衡器821中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號(hào)f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號(hào)f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。另外，在差分解調(diào)器902中的信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)等等計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到FFT電路572。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905的操作之外，其它部分的操作與圖72的非線性失真均衡器821相同。
圖76中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905的結(jié)構(gòu)。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，可以計(jì)算延遲概況而不增加新電路。
另外，在圖75的非線性失真均衡器901中的差分解調(diào)器902產(chǎn)生傳輸路徑特性H(k)，并且對(duì)施加到FFT電路502的傳輸路徑特性H(k)執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，從而可以計(jì)算延遲概況h’(n)。
在圖80中示出在這種情況中的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器930的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器931是通過把圖73的非線性失真均衡器831中的差分解調(diào)器802中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號(hào)f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號(hào)f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。另外，信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)等等計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932的操作之外，其它部分的操作與圖73的非線性失真均衡器831相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932的結(jié)構(gòu)在81中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932是通過把圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。從而，可以計(jì)算延遲概況而不添加新電路。
另外，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905、圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912和圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932可以僅僅對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
按照與實(shí)施例5中相同的方式，在圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905、圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912和圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932中提供系數(shù)估計(jì)控制器511。按照與實(shí)施例5相同的方式，在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器中的每個(gè)電路在系數(shù)更新控制信號(hào)為“L”時(shí)的時(shí)間段中停止工作。根據(jù)上述操作，即使用于第三階失真均衡的系數(shù)的收斂時(shí)間變得略長，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的功耗可以減少到大約1/2。
另外，在圖80的非線性失真均衡器931中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932可以僅僅對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新，并且可以在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號(hào)的周期中計(jì)算延遲概況h’(n)。
圖82中示出這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941的結(jié)構(gòu)。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941是通過把圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904，并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特征H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償已經(jīng)受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，僅令通過添加一個(gè)選擇器可以計(jì)算延遲概況而不增加功耗。
另外，在圖77的非線性失真均衡器911中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912僅僅對(duì)每兩個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新，并且可以在不執(zhí)行系數(shù)更新的OFDM符號(hào)的周期中計(jì)算延遲概況h’(n)。這種情況中，可以對(duì)非線性失真均衡器911中的FFT電路572執(zhí)行時(shí)分復(fù)用。
圖83中示出在這種情況中用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器950的結(jié)構(gòu)。非線性失真均衡器951是通過把圖74的非線性失真均衡器831中的非線性失真均衡器841中的差分解調(diào)器802和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591替換為差分解調(diào)器902和用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912而獲得的。
差分解調(diào)器902執(zhí)行信號(hào)f(n)和復(fù)數(shù)共軛信號(hào)f(n-L)*之間的復(fù)數(shù)乘法，從而執(zhí)行差分解調(diào)，以便于把信號(hào)q(n)輸出到誤差估計(jì)器104。另外，信道特性估計(jì)器504通過使用包含在信號(hào)f(n)中的導(dǎo)頻信號(hào)等等計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且把該傳輸路徑特性H(k)輸出到選擇器632。除了用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912的操作之外，其它部分的操作與非線性失真均衡器841相同。
用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912與圖78中所示的相同。立方值x3(n)被從復(fù)數(shù)立方計(jì)算器121輸出到選擇器632。選擇器632通過系數(shù)更新控制信號(hào)選擇該立方值x3(n)或者傳輸路徑特性H(k)，并且把所選擇的信號(hào)輸出到FFT電路572。
根據(jù)上述操作，僅僅對(duì)一個(gè)工作的FFT電路執(zhí)行時(shí)分復(fù)用，并且可以使用較小的電路規(guī)模補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。另外，僅僅通過添加一個(gè)選擇器可以計(jì)算延遲概況而不增加功耗。
另外，圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905、圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912、圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932以及圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941可以僅僅在高C/N時(shí)執(zhí)行系數(shù)更新。C/N估計(jì)器116被提供在圖75的非線性失真均衡器901中、圖77的非線性失真均衡器911中、圖79的非線性失真均衡器921中、圖80的非線性失真均衡器931中以及圖83的非線性失真均衡器951中。然后，C/N估計(jì)器116計(jì)算并平均該C/N，并且輸出其結(jié)果作為一個(gè)CNR信號(hào)。
在由CNR信號(hào)所示的C/N小于設(shè)置的閾值的情況中，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器設(shè)置a3(n)＝0，并且用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器102輸出y(n)＝x(n)。在由CNR信號(hào)所示的C/N為設(shè)置的閾值或更大的情況下，用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器執(zhí)行系數(shù)更新。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真，而沒有在低C/N的時(shí)候造成負(fù)面影響。
在此，在本實(shí)施例中，僅僅消除作為方程(1-1)中所示的非線性失真的主要的第三階失真。但是，通過使用方程(1-11)可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。作為這種情況的系數(shù)更新方程，獲得在各個(gè)階次中的如下方程am(n+1)＝am(n)+ue(n)[FFT(xm(n))·f(n-L)*]*(m＞1)…方程(7-9)在此，形成xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
圖84中示出用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器961的結(jié)構(gòu)圖，其通過使用圖75的901和圖79的非線性失真均衡器921中的方程(7-9)至少補(bǔ)償?shù)诙A失真最多補(bǔ)償?shù)贙階失真的高階非線性失真。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器961是通過把圖58的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器681中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。根據(jù)上述操作，可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。
另外，按照相同的方式在圖77的非線性失真均衡器911和圖83的非線性失真均衡器951中可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器971的結(jié)構(gòu)在圖85中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器971是通過把圖65的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器711中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。
另外，按照相同的方式在圖80的非線性失真均衡器931中可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器981的結(jié)構(gòu)在圖86中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器981是通過把用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器731中的復(fù)數(shù)除法器505替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。
另外，在圖80中的非線性失真均衡器931中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932被替換為圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941，按照相同的方式，可以補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真。這種情況的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器991的結(jié)構(gòu)在圖87中示出。用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器991是通過把圖69的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器751中的復(fù)數(shù)除法器705替換為復(fù)數(shù)乘法器904并且把到達(dá)復(fù)數(shù)乘法器904的傳輸路徑特性H(k)替換為信號(hào)f(n-L)*而獲得的。
在此，示出一種情況，其中補(bǔ)償?shù)诙A或更高階的任意高階非線性失真的上述例子分別具有復(fù)數(shù)第K次冪計(jì)算器163、復(fù)數(shù)平方計(jì)算器164和每一階的復(fù)數(shù)第m次冪計(jì)算器。但是，按照與實(shí)施例1相同的方式，例如通過把I和Q軸分量順序輸出到下一個(gè)較高階的電路可以實(shí)現(xiàn)電路的共享。另外，可以使用其它共享方法。
在此，在實(shí)施例1至7中，用準(zhǔn)同步檢測(cè)器108執(zhí)行正交檢測(cè)。但是這僅僅是一個(gè)例子，并且可以用其它方法執(zhí)行正交檢測(cè)。
在實(shí)施例1至7中，方程(1-1)和(1-11)示出用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程。但是，這僅僅是例子，可以使用其它轉(zhuǎn)換方程。另外，在實(shí)施例1至7中使用xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)(m＞1)，特別是x3(n)＝｜x2(n)｜x(n)，但是其它方程也可以用作為表示xm(n)和x3(n)(m＞1)的方程。
另外，在上述實(shí)施例中，方程(1-8)、(1-10)和(1-12)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實(shí)施例2中，方程(2-1)、(2-3)和(2-4)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實(shí)施例3中，方程(1-8)、(1-10)、(3-4)至(3-6)和(1-12)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實(shí)施例4中，方程(2-1)、(4-3)至(4-6)和(2-4)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實(shí)施例5中，方程(5-8)、(5-10)、(5-25)和(5-26)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實(shí)施例6中，方程(6-6)和(6-11)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在上述實(shí)施例7中，方程(7-6)和(7-9)被用作為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是，可以對(duì)每d個(gè)符號(hào)(d為大于等于2的整數(shù))執(zhí)行一次系數(shù)更新，或者可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，盡管在上述實(shí)施例1至4中沒有具體描述調(diào)制系統(tǒng)，但是應(yīng)用本發(fā)明的非線性失真均衡器的調(diào)制系統(tǒng)不限于特定的系統(tǒng)，而可以是各種調(diào)制系數(shù)，例如OFDM、QAM、VSB或PSK。
另外，盡管在上述實(shí)施例1至7中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的步長參數(shù)u對(duì)每個(gè)階次是共享的，但是可以對(duì)每個(gè)階次分配各不相同的一個(gè)步長參數(shù)um。
另外，相位同步建立的確定方法、上述實(shí)施例1至4中所示的C/N計(jì)算方法以及在上述實(shí)施例3和4中的線性失真均衡收斂的確定方法僅僅是舉例，并且可以使用其它方法。
另外，在上述實(shí)施例5至7中所示的C/N計(jì)算方法僅僅是舉例，并且可以使用其它方法。
另外，盡管在上述實(shí)施例1至7中示出一種情況，其中把上升余弦濾波器用作為非線性失真均衡器中的低通濾波器，但是可以使用其它低通濾波器。
另外，在本實(shí)施例3中，把方程(3-2)用作為用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，在本實(shí)施例4中，把方程(4-1)用作為用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程。但是可以使用除了最陡梯度方法之外的LMS算法或者除了LMS之外的一種算法。
另外，盡管在本實(shí)施例5中，通過使用圖30中所示的同步檢測(cè)解調(diào)器503執(zhí)行同步解調(diào)，但是這僅僅是一個(gè)例子。
另外，盡管在上述實(shí)施例6和7中，通過使用圖70中所示的差分解調(diào)器802和圖75中所示的差分解調(diào)器902執(zhí)行差分解調(diào)，但是這僅僅是一個(gè)例子。
另外，在上述實(shí)施例5至7中，F(xiàn)FT的點(diǎn)數(shù)L＝4被用作為用于描述FFT電路502的操作的一個(gè)例子。另外，為了簡化，F(xiàn)FT電路502假設(shè)在時(shí)間n＝T＝0時(shí)開始工作，并且假設(shè)g＝0。但是這些數(shù)值僅僅是舉例。
另外，在上述實(shí)施例5至7中，在圖33、37、41和60中分別示出FFT電路502、561、572和692的結(jié)構(gòu)。然后，這些電路操作分別在圖34、38、42至45和61至64中示出，而處理延遲為2L個(gè)樣本。但是，這些僅僅是舉例，并且本發(fā)明不限于上述例子。
下述實(shí)施例具有如下配置，其中系數(shù)估計(jì)控制器511輸出一個(gè)系數(shù)更新控制信號(hào)，而對(duì)于每兩個(gè)OFDM符號(hào)，僅僅有一個(gè)OFDM符號(hào)變?yōu)椤癏”。
(1)實(shí)施例5圖31的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器506圖40的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器573圖51的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器612圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631(2)實(shí)施例5和6圖35的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541圖46的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器591圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641(3)實(shí)施例7圖76的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器905圖78的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器912圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941但是，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時(shí)，對(duì)于每f個(gè)OFDM符號(hào)，僅僅使一個(gè)OFDM符號(hào)變?yōu)椤癏”的系數(shù)更新控制信號(hào)被輸出，從而在用于非線性失真均衡的上述系數(shù)估計(jì)器中的每個(gè)電路對(duì)于“L”的符號(hào)停止工作。
下列實(shí)施例具有一種配置，其中該系數(shù)更新控制信號(hào)對(duì)于所有“L”的符號(hào)操作FFT電路，從而計(jì)算該延遲概況h’(n)。
(1)實(shí)施例5；圖53的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器631，(2)實(shí)施例5和6；圖54的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器641，(3)實(shí)施例7；圖82的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時(shí)，從“L”的全部符號(hào)中對(duì)于每f個(gè)OFDM符號(hào)，可以僅僅在一個(gè)OFDM符號(hào)過程中計(jì)算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路可以在剩余的(f-1)個(gè)OFMD符號(hào)的時(shí)間周期中停止。
下列實(shí)施例具有這樣的配置，其中FFT電路572以兩倍于正常速度的速度而工作，從而對(duì)全部符號(hào)計(jì)算延遲概況h’(n)。
(1)實(shí)施例5；圖47的非線性失真均衡器601，(2)實(shí)施例5和6，通過把圖47的非線性失真均衡器601中的系數(shù)估計(jì)器替換為用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器541而獲得的非線性失真均衡器，(3)實(shí)施例6；圖72的非線性失真均衡器821，以及(4)實(shí)施例7；圖79的用于非線性失真均衡的非線性失真均衡器921。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時(shí)，對(duì)于每f個(gè)OFDM符號(hào)，可以僅僅在一個(gè)OFDM符號(hào)過程中計(jì)算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路可以在剩余的(f-1)個(gè)OFMD符號(hào)的時(shí)間周期中停止。
在下列實(shí)施例中，通過使FFT電路572以兩倍于正常速度的速度而工作，從而對(duì)全部符號(hào)計(jì)算延遲概況h’(n)。
(1)實(shí)施例5；圖51的系數(shù)估計(jì)器612，(2)實(shí)施例5和6，圖52的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器621，以及(3)實(shí)施例7；圖81的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器932。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時(shí)，對(duì)于每f個(gè)OFDM符號(hào)，可以僅僅在一個(gè)OFDM符號(hào)過程中計(jì)算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路可以在剩余的(f-1)個(gè)OFMD符號(hào)的時(shí)間周期中停止。
在下列實(shí)施例中，通過使FFT電路502用于全部符號(hào)，而計(jì)算延遲概況h’(n)，其中系數(shù)更新控制信號(hào)為0。
(1)實(shí)施例5；圖68的系數(shù)估計(jì)器741，(2)實(shí)施例5和6，圖69的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器751，以及(3)實(shí)施例7；圖87的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器991。
但是，為了減小功耗，當(dāng)f為大于或等于2的整數(shù)時(shí)，在全部符號(hào)中，對(duì)于每f個(gè)OFDM符號(hào)，可以僅僅在一個(gè)OFDM符號(hào)過程中計(jì)算延遲概況h’(n)。在這種情況中，F(xiàn)FT電路502可以在剩余的(f-1)個(gè)OFMD符號(hào)的時(shí)間周期中停止。在補(bǔ)償其它階的非線性失真的情況中，可以用相同的方式進(jìn)行配置以減小功耗。
下列實(shí)施例具有用于每一階的復(fù)數(shù)FFT電路502。
(1)實(shí)施例5；圖57的系數(shù)估計(jì)器671，(2)實(shí)施例5和6，圖58的用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器681，以及(3)實(shí)施例7；用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器941。
但是，該電路例如可以替換為圖41中所示的一個(gè)FFT電路572，從而按照兩倍于正常速度的速度而工作，從而執(zhí)行時(shí)分復(fù)用并且可以補(bǔ)償?shù)诙A失真和第K階失真。在補(bǔ)償其它階的非線性失真的情況中，如果需要的話可以增加FFT電路572的復(fù)用程度。
另外，盡管在實(shí)施例5至7中沒有特別提到頻率同步，但是在頻率同步的捕獲過程中當(dāng)假設(shè)a3(n)＝0時(shí)，在建立頻率同步之后可以開始用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的操作。
另外，在本實(shí)施例5至7中，對(duì)于每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為在用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器中FFT電路502的輸出的一個(gè)代表值，通過使用作為一個(gè)插值方程的方程(5-17)，使剩余的一個(gè)點(diǎn)被插值。這僅僅是一個(gè)例子。當(dāng)FFT變換的點(diǎn)數(shù)為L時(shí)，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且小于等于0的整數(shù)，設(shè)置如下方程X3g((p-1)c+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-1)X3g((p-1)c+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-2)X3g((p-1)c+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-3)X3g-1(L+q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-4)X3g+1(q+b)＝X3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-5)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))如上述方程所示，對(duì)于每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為FFT變換的輸出中的一個(gè)代表值，而剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)可以被插值為該代表值。
在此，在下文中描述方程(8-1)至(8-5)。以L＝16，C＝4和m＝3的情況為例，補(bǔ)償?shù)谌A失真。使用方程(8-1)至(8-5)的插值模式在圖88至95中示出。圖88至95為針對(duì)于X3g(k)的示意圖，其中橫坐標(biāo)表示載波數(shù)k。
圖88和89q＝0圖90和91q＝1圖92和93q＝2圖94和95q＝3在此，(a)r＝0，(b)r＝-1，(c)r＝-2和(d)r＝-3。
在圖88至95中，陰影線的方框表示用作為代表值的載波數(shù)，而剩余的方框表示用于通過來自分別表示載波數(shù)的方框中的數(shù)字進(jìn)行插值的載波數(shù)。如圖88至95中所示，在方程(8-1)至(8-5)中的每個(gè)字母表示如下內(nèi)容。
p在每個(gè)符號(hào)中第p個(gè)代表值(1≤p≤c/L)
q用作為代表值的最小載波數(shù)(0≤q≤c-1)b一個(gè)載波數(shù)與用作為代表值的載波數(shù)之間的差值(r≤b≤r+(c-1))rb的最小值(-(c-1)≤r≤0)q+b的范圍在如下方程中表示-(c-1)≤q+b≤2(c-1)…方程(8-6)也就是說，用作為代表值的該載波數(shù)由q所確定，并且執(zhí)行插值載波數(shù)的范圍通過使用第p個(gè)代表值來確定。當(dāng)b為0時(shí)，用作為代表值的載波數(shù)由它本身所表示，并且當(dāng)把-或+號(hào)附加到b上時(shí)，分別示出在被用作為代表值的載波數(shù)之前或之后的載波數(shù)。
L＝16和c＝4被代入方程(8-1)至(8-5)，從而分別獲得如下方程X3g(4(p-1)+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝2，3)…方程(8-7)X3g(4(p-1)+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-8)X3g(4(p-1)+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≤3)…方程(8-9)X3g-1(16+q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-10)X3g+1(q+b)＝X3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≥4)…方程(8-11)(b＝r，r+1，…，r+3)在方程(8-1)至(8-5)中的每個(gè)字母表示如下內(nèi)容。
p第p個(gè)代表值(1≤p≤4)q用作為代表值的最小載波數(shù)(0≤q≤3)b一個(gè)載波數(shù)與用作為代表值的載波數(shù)之間的差值(r≤b≤r+3)rb的最小值(-3≤r≤0)q+b的范圍在如下方程中表示-3≤q+b≤6…方程(8-12)方程(8-7)至(8-9)示出一種情況，其中通過在第g個(gè)OFDM符號(hào)中結(jié)束而執(zhí)行插值。由于L＝16，因此載波數(shù)k在如下范圍中0≤k≤15…方程(8-13)根據(jù)方程(8-12)形成如下方程1≤4(p-1)+q+b≤14(p＝2，3)…方程(8-14)-3≤4(p-1)+q+b≤6(p＝1)…方程(8-15)
9≤4(p-1)+q+b≤18(p＝4)…方程(8-16)當(dāng)p＝2或3，不需要使用多個(gè)方程來代表載波數(shù)，它僅僅在方程(8-7)中表示。另一方面，當(dāng)形成p＝1，q+b≤-1以超過方程(8-13)的范圍，因此需要使用多個(gè)方程，即方程(8-8)和(8-10)。在q+b≤-1的情況下，也就是說在方程(8-15)中獲得負(fù)數(shù)的情況下，在方程(8-10)中所示在一個(gè)OFDM符號(hào)之前的數(shù)據(jù)被插值。按照上述的相同方式，當(dāng)形成p＝4，q+b≥4方程(8-13)的范圍，因此，需要使用多個(gè)方程，例如方程(8-9)和(8-11)。在q+b≥4的情況中，也就是說16或更大，在方程(8-16)中，在一個(gè)OFDM符號(hào)之前的數(shù)據(jù)被插值，如方程(8-11)所示。
另外，在本實(shí)施例5至7中，例如使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器中FFT電路502的輸出的每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)來設(shè)置一個(gè)代表值。然后，通過使用方程(5-17)作為插值方程，使剩余的一個(gè)點(diǎn)被插值。
但是，系數(shù)h1和h3被用于設(shè)置如下方程X3o(1)＝h1X3o(0)，X3o(3)＝h3X3o(2)…方程(8-17)系數(shù)h1和h3是用于獲得如下方程的數(shù)值(用于線性插值的系數(shù))。
h1X3o(0)X3o(0)和X3o(2)的平均值h3X3o(2)X3o(2)和X31(2)的平均值在用于補(bǔ)償?shù)谌A失真的m＝3的情況下，當(dāng)FFT變換的點(diǎn)數(shù)為L時(shí)設(shè)置如下方程，c為大于等于2的整數(shù)，q大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)。
X3g((p-1)c+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-18)X3g((p-1)c+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-19)X3g((p-1)c+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-20)X3g-1(L+q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-21)X3g+1(q+b)＝hgpbX3g((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-22)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))系數(shù)hgpb可以用這樣的方式在方程(8-1)至(8-5)中倍乘。對(duì)于該系數(shù)值，例如相鄰的代表值可以用于獲得線性差值。
當(dāng)以L＝16和c＝4為例，獲得如下方程X3g(4(p-1)+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝2，3)…方程(8-23)X3g(4(p-1)+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≥0)…方程(8-24)X3g(4(p-1)+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≤3)…方程(8-25)X3g-1(16+q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-26)X3g+1(q+b)＝hgpbX3g(4(p-1)+q)(p＝4和q+b≥4)…方程(8-27)(b＝r，r+1，…，r+3)系數(shù)hgpb可以用上述方式在方程(8-7)至(8-11)中倍乘。對(duì)于該系數(shù)值，例如相鄰的代表值可以用于獲得線性差值。
另外，在本實(shí)施例5至7中，例如根據(jù)方程(5-18)，使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的FFT電路502的輸入的每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)，以對(duì)1/2的點(diǎn)數(shù)執(zhí)行FFT變換，從而獲得一個(gè)代表值。另外，通過使用方程(5-19)作為一個(gè)插值方程，剩余的一個(gè)點(diǎn)被插值。但是，這僅僅是一個(gè)例子。
在用于補(bǔ)償?shù)谌A失真的m＝3的情況中，當(dāng)FFT變換的點(diǎn)數(shù)為L時(shí)設(shè)置如下方程，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)。
X3g((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cX3(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)WL/c＝e-j2pie/(L/c)(p＝1，2，…，L/c)…方程(8-28)對(duì)于上述FFT的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，從而獲得一個(gè)代表值。在這種情況中獲得如下方程X3g((p-1)c+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-29)X3g((p-1)c+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-30)X3g((p-1)c+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-31)X3g-1(L+q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-32)X3g+1(q+b)’＝X3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-33)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))
按照這樣一種方式，剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)可以被插值為該代表值。以L＝16和c＝4的一種情況為例，獲得如下方程X3g(4(p-1)+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝2，3)…方程(8-34)X3g(4(p-1)+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-35)X3g(4(p-1)+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≤3)…方程(8-36)X3g-1(16+q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-37)X3g+1(q+b)’＝X3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≥4)…方程(8-38)(b＝r，r+1，...，r+3)僅僅通過把圖88至95中的X3g(k)替換為X3g(k)’即可獲得方程(8-34)至(8-38)的插值方程。
另外，在本實(shí)施例5至7中，例如使用用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的FFT電路502的輸入的每兩個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)，來執(zhí)行1/2點(diǎn)數(shù)的FFT變換，從而獲得一個(gè)代表值。另外，在這種結(jié)構(gòu)中，其中剩余的一個(gè)點(diǎn)被插值為上述代表值，使用方程(5-19)作為該插值方程。
但是，可以設(shè)置系數(shù)h1和h3以獲得如下方程X3o(1)’＝h1X3o(0)’，X3o(3)’＝h3X3o(1)’…方程(8-39)在上述方程的情況中，用于執(zhí)行線性插值的如下數(shù)值假設(shè)為該系數(shù)值。
h1X3o(0)’X30(0)’和X30(2)’的平均值h3X3o(1)’X30(2)’和X31(0)’的平均值在用于補(bǔ)償?shù)谌A失真的m＝3的情況中，當(dāng)FFT變換的點(diǎn)數(shù)為L，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r為大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)時(shí)，設(shè)置如下方程X3g((p-1)c+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))…方程(8-40)X3g((p-1)c+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-41)X3g((p-1)c+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)…方程(8-42)X3g-1(L+q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-43)
X3g+1(q+b)’＝hgpbX3g((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)…方程(8-44)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))可以按照這樣一種方式在方程(8-29)至(8-33)中倍乘該系數(shù)hgpb。
相鄰的代表值例如被用作為執(zhí)行線性插值的系數(shù)值。
作為一個(gè)例子，假設(shè)L＝16和c＝4的情況，從而形成如下方程X3g(4(p-1)+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝2，3)…方程(8-45)X3g(4(p-1)+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≥0)…方程(8-46)X3g(4(p-1)+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≤3)…方程(8-47)X3g-1(16+q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝1和q+b≤-1)…方程(8-48)X3g+1(q+b)’＝hgpbX3g(4(p-1)+q)’(p＝4和q+b≥4)…方程(8-49)(b＝r，r+1，...，r+3)因此可以在方程(8-34)至(8-38)中倍乘該系數(shù)hgpb。
另外，在本實(shí)施例5至7中，通過把估計(jì)函數(shù)J(a3)定義為方程(1-5)獲得該系數(shù)更新方程。顯然，該系數(shù)更新方程隨著估計(jì)方程J(a3)的改變而改變，如下關(guān)系本質(zhì)上等價(jià)于實(shí)施例5至7中的情況。
在實(shí)施例5中，對(duì)于方程(1-5)的估計(jì)函數(shù)J(a3)獲得系數(shù)更新方程(5-8)。在這種情況中，估計(jì)函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜e(n)·H(k)｜2…方程(8-50)。
在這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u[e(n)·H(k)]·[FFT(x3(n))]*…方程(8-51)。
另外，估計(jì)函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜IFFT(e(n)·H(k))｜2…方程(8-52)在上述方程中，IFFT(e(n)·H(k))表示(e(n)·H(k))的FFT變換。這種情況下的系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u·IFFT(e(n)·H(k))x3(n)*…方程(8-53)在實(shí)施例6中，對(duì)于方程(1-5)的估計(jì)函數(shù)J(a3)獲得系數(shù)更新方程(6-6)。在這種情況中，估計(jì)函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜e(n)·f(n-L)｜2…方程(8-54)。
在這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出
a3(n+1)＝a3(n)+u[e(n)·f(n-L)]·[FFT(x3(n))]*…方程(8-55)。
另外，估計(jì)函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜IFFT(e(n)·f(n-L))｜2…方程(8-56)。
這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u·IFFT(e(n)·f(n-L))x3(n)*…方程(8-57)。
在實(shí)施例7中，對(duì)于方程(1-5)的估計(jì)函數(shù)J(a3)獲得系數(shù)更新方程(7-6)。這種情況中，估計(jì)函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜e(n)/f(n-L)*|2…方程(8-58)。
在這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u[e(n)/f(n-L)*]·[FFT(x3(n))]*…方程(8-59)。
另外，估計(jì)函數(shù)J(a3)被定義如下J(a3)＝｜IFFT(e(n)/f(n-L)*)｜2…方程(8-60)。
這種情況中，系數(shù)更新方程如下給出a3(n+1)＝a3(n)+u·IFFT(e(n)/f(n-L)*)x3(n)*…方程(8-61)。
另外，在上述實(shí)施例中的非線性均衡方法可以存儲(chǔ)在一個(gè)可編程存儲(chǔ)器中，并且可以通過使用CPU實(shí)時(shí)地執(zhí)行該非線性均衡方法，從而可以實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的。
使用計(jì)算器模擬檢測(cè)本發(fā)明的效果。允許一個(gè)OFDM-16QAM信號(hào)(1024個(gè)載波)通過一個(gè)非線性放大器，其中16QAM用于初始調(diào)制，在該非線性放大器在飽和區(qū)域中工作的情況中改變補(bǔ)償，從而通過調(diào)節(jié)步長參數(shù)μ，執(zhí)行平均誤碼率的測(cè)量。
而在C/N＝17dB的模擬結(jié)果在圖96中示出。該模擬結(jié)果表示當(dāng)沒有通過非線性均衡處理的補(bǔ)償以防止由于非線性失真所造成的誤碼率變差時(shí)，回退(back off)大約為15dB，當(dāng)通過非線性均衡處理進(jìn)行補(bǔ)償時(shí)，回退大約為5dB。如上文所述，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)可以把回退減小10dB。
應(yīng)當(dāng)知道，盡管已經(jīng)參照優(yōu)選實(shí)施例描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的專業(yè)技術(shù)人員可以設(shè)想出各種其它實(shí)施例和變型，這在本發(fā)明的范圍和精神之內(nèi)，并且這種其它實(shí)施例和變型被所附權(quán)利要求所覆蓋。
在此包含于2001年4月9日遞交的日本在先申請(qǐng)2001-110202以及2001年12月27日遞交的日本申請(qǐng)2001-397657的文本以供參考。
權(quán)利要求
1.一種用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其接收已經(jīng)在發(fā)送或接收過程中在飽和區(qū)域放大的數(shù)字調(diào)制信號(hào)，其中包括正交檢測(cè)器，其接收調(diào)制數(shù)字信號(hào)的數(shù)據(jù)流，并且伴隨著正交檢測(cè)把所述數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為復(fù)數(shù)基帶信號(hào)x(n)；以及非線性失真均衡器，其通過使用用于第m階失真均衡的系數(shù)am(n)(m為任意自然數(shù))計(jì)算信號(hào)y(n)，以消除包含在所述復(fù)數(shù)基帶信號(hào)x(n)中的第m階失真，其從所述信號(hào)y(n)計(jì)算建立相位同步的信號(hào)s(n)，并且計(jì)算所述信號(hào)s(n)與最接近的映射點(diǎn)d(n)之間的誤差信號(hào)，其中用于數(shù)據(jù)接收器的所述前端處理器更新用于第m階失真均衡的所述系數(shù)am(n)，從而所述誤差信號(hào)變?yōu)樽钚≈怠?br> 2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補(bǔ)償在復(fù)數(shù)輸入信號(hào)中的波形失真，其中包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號(hào)；低通濾波器，其僅僅允許用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出的低頻成份通過；載波恢復(fù)電路，其建立所述低通濾波器的輸出的相位同步；誤差估計(jì)器，其計(jì)算所述載波恢復(fù)電路的輸出與一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器，其通過使用由所述誤差估計(jì)器輸出的誤差信號(hào)以及通過糾正在所述載波恢復(fù)電路中執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，...，d-1)，其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、誤差信號(hào)、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補(bǔ)償在復(fù)數(shù)輸入信號(hào)中的波形失真并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號(hào)；低通濾波器，其僅僅允許用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出的低頻成份通過；用于線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)卷積運(yùn)算轉(zhuǎn)換所述低通濾波器的輸出；載波恢復(fù)電路，其建立用于線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出的相位同步；誤差估計(jì)器，其計(jì)算所述載波恢復(fù)電路的輸出與一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；用于線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器，其通過使用由所述誤差估計(jì)器輸出的誤差信號(hào)以及通過糾正由所述載波恢復(fù)電路執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，更新決定用于線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器，其通過使用由所述誤差估計(jì)器輸出的誤差信號(hào)以及通過糾正由所述載波恢復(fù)電路執(zhí)行的相位旋轉(zhuǎn)，更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，...，d-1)，其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、誤差信號(hào)、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波器的每個(gè)系數(shù)為CkFIL。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkLEQ(n)xm(n-k)而獲得的，其中用于線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的每個(gè)系數(shù)為CkLEQ(n)。
8.根據(jù)權(quán)利要求5所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CiLEQ(n)z(n-i)，z(n)＝∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波器的每個(gè)系數(shù)為CkFIL，并且在時(shí)間n時(shí)的用于線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的每個(gè)系數(shù)的數(shù)值為CkLEQ(n)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的波形失真，并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)對(duì)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)執(zhí)行轉(zhuǎn)換；FFT電路，其對(duì)用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換；同步解調(diào)器，對(duì)所述FFT電路的輸出執(zhí)行同步解調(diào)；誤差估計(jì)器，其計(jì)算所述同步解調(diào)器的輸出與一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器，其使用由所述誤差估計(jì)器輸出的誤差信號(hào)更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述同步解調(diào)器通過使用所述FFT電路的輸出計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且通過把所述FFT電路的輸出除以H(k)而執(zhí)行同步解調(diào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/H(n-T-gL)]*am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，...，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLK(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，...，L-1)其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)、誤差信號(hào)以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時(shí)間n＝T時(shí)對(duì)于點(diǎn)數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，其中T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)以及在該時(shí)間段中的xm(n)的FFT變換被表示為Xmg(k)，并且其中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，...，f-1；w＝0，1，...，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對(duì)每f個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新函數(shù)為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，...，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于來自所述FFT變換的輸出中的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為一個(gè)代表值，并且剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)被作為所述代表值的插值所代替。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，...，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于FFT變換的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個(gè)代表值，以及其中，根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，...，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)，(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)，(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))從而Xmg(k)被替換為Xmg(k)’。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補(bǔ)償受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的波形失真，并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)，對(duì)受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)執(zhí)行變換；FFT電路，其對(duì)用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出執(zhí)行FFT變換；差分解調(diào)器，其通過使用所述FFT電路的輸出以及把所述FFT電路的輸出延遲一個(gè)OFDM符號(hào)而獲得的信號(hào)執(zhí)行差分解調(diào)；誤差估計(jì)器，其計(jì)算所述差分解調(diào)器和一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器，其通過使用由所述誤差估計(jì)器輸出的誤差信號(hào)更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述差分解調(diào)器通過使用所述FFT電路的輸出除以通過把所述FFT電路的輸出延遲所述一個(gè)OFDM符號(hào)而獲得的信號(hào)，而執(zhí)行差分解調(diào)。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/Yg-1(n’-T-(g-1)L)]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)、誤差信號(hào)以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時(shí)間n＝T時(shí)對(duì)于點(diǎn)數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)從而在該時(shí)間段中的y(n)和xm(n)分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對(duì)每f個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于來自所述FFT變換的輸出中的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為一個(gè)代表值，并且剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)被作為所述代表值的插值所代替。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于FFT變換的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個(gè)代表值，并且根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
17.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中所述非線性失真均衡器補(bǔ)償在受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的波形失真，并且包括用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)；FFT電路，其對(duì)用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的輸出執(zhí)行FFT變換；差分解調(diào)器，其通過使用所述FFT電路的輸出和通過把所述FFT電路的輸出延遲一個(gè)OFDM符號(hào)所獲得的信號(hào)執(zhí)行差分解調(diào)；誤差估計(jì)器，其計(jì)算所述差分解調(diào)器的輸出與一個(gè)理想接收信號(hào)之間的誤差；以及用于非線性失真均衡的系數(shù)估計(jì)器，其通過使用由所述誤差估計(jì)器輸出的誤差信號(hào)更新決定用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的特性的系數(shù)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，其中用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換方程和用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述差分解調(diào)器通過把由所述FFT電路的輸出延遲所述一個(gè)OFDM符號(hào)而獲得的信號(hào)的復(fù)數(shù)共軛乘以所述FFT電路的輸出而執(zhí)行差分解調(diào)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)·Yg-1(n’-T-(g-1)L)*]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)、誤差信號(hào)以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，并且在時(shí)間n＝T時(shí)對(duì)于點(diǎn)數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，…)從而在該時(shí)間段過程中的y(n)和xm(n)的FFT變換分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對(duì)每f個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于來自所述FFT變換的輸出中的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為一個(gè)代表值，并且剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)被作為所述代表值的插值所代替。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的用于數(shù)據(jù)接收器的前端處理器，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于FFT變換的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個(gè)代表值，并且根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
21.一種用于補(bǔ)償復(fù)數(shù)輸入信號(hào)中的波形失真的非線性均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)，把一個(gè)復(fù)數(shù)輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為用于非線性失真均衡的的復(fù)數(shù)信號(hào)；低通濾波，以僅僅允許用于非線性失真均衡的所述復(fù)數(shù)信號(hào)的輸出的低頻成份通過；恢復(fù)載波，以建立所述低通濾波器的輸出的相位同步；計(jì)算所述載波恢復(fù)步驟的輸出與一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差信號(hào)；以及通過使用在所述誤差信號(hào)并且通過糾正在所述載波恢復(fù)步驟中的相位旋轉(zhuǎn)，更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)，其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、誤差信號(hào)、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)的數(shù)值分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
23.根據(jù)權(quán)利要求21所述的非線性失真均衡方法，其補(bǔ)償在復(fù)數(shù)信號(hào)中的波形失真，包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換該復(fù)數(shù)輸入信號(hào)為非線性失真均衡信號(hào)；低通濾波，其僅僅允許所述非線性失真均衡信號(hào)的輸出的低頻成份通過；根據(jù)卷積運(yùn)算轉(zhuǎn)換所述低通濾波步驟的輸出，并輸出線性失真均衡信號(hào)；載波恢復(fù)，以建立所述線性失真均衡信號(hào)的相位同步；計(jì)算所述載波恢復(fù)步驟的輸出與一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；通過使用所述誤差信號(hào)以及通過糾正由所述載波恢復(fù)步驟的相位旋轉(zhuǎn)，更新所述卷積操作的系數(shù)；通過使用所述誤差信號(hào)以及通過糾正所述載波恢復(fù)步驟的相位旋轉(zhuǎn)，更新第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的非線性失真均衡方法，其中第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[xm(n)]*e-jp(n)(m＞1)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)，其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、誤差信號(hào)、用于第m階失真均衡的系數(shù)以及所述載波恢復(fù)電路中的相位旋轉(zhuǎn)的數(shù)值分別為x(n)、e(n)、am(n)和ejp(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波步驟的每個(gè)系數(shù)為CkFIL。
26.根據(jù)權(quán)利要求24所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CkLEQ(n)xm(n-k)而獲得的，其中所述卷積運(yùn)算的每個(gè)系數(shù)的數(shù)值為CkLEQ(n)。
27.根據(jù)權(quán)利要求24所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程是通過把xm(n)替換為∑CiLEQ(n)z(n-i)，z(n)＝∑CkFILxm(n-k)而獲得的，其中所述低通濾波步驟的每個(gè)系數(shù)為CkFIL，并且在時(shí)間n時(shí)的所述卷積運(yùn)算的每個(gè)系數(shù)的數(shù)值為CkLEQ(n)。
28.一種用于補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的波形失真的非線性失真均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)對(duì)受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)執(zhí)行轉(zhuǎn)換；對(duì)所述非線性失真均衡信號(hào)執(zhí)行FFT轉(zhuǎn)換；對(duì)所述FFT處理的輸出執(zhí)行同步解調(diào)處理；計(jì)算所述同步解調(diào)處理的輸出與一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；以及使用所述誤差信號(hào)更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中所述同步解調(diào)步驟包括如下步驟通過使用所述FFT處理的輸出計(jì)算傳輸路徑特性H(k)，并且通過把所述FFT處理的輸出除以H(k)而執(zhí)行同步解調(diào)。
29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/H(n-T-gL)]*am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLK(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)、誤差信號(hào)以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時(shí)間n＝T時(shí)對(duì)于點(diǎn)數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，其中T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，…)以及在該時(shí)間段中，xm(n)的FFT變換被表示為Xmg，并且所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對(duì)每f個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
30.根據(jù)權(quán)利要求28所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新函數(shù)為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于來自所述FFT變換的輸出中的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為一個(gè)代表值，并且剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)被作為所述代表值的插值所代替。
31.根據(jù)權(quán)利要求28所述的非線性失真均衡方法，其中用于非線性失真均衡的所述系數(shù)估計(jì)器的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于FFT變換的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個(gè)代表值，以及其中，根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，...，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，...，r+(c-1))從而Xmg(k)被替換為Xmg(k)’。
32.一種用于補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的波形失真的非線性失真均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)，對(duì)受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)執(zhí)行變換；對(duì)所述非線性失真均衡信號(hào)執(zhí)行FFT變換；通過使用所述FFT處理的輸出以及把所述FFT處理的輸出延遲一個(gè)OFDM符號(hào)而獲得的信號(hào)執(zhí)行差分解調(diào)處理；計(jì)算所述差分解調(diào)處理和一個(gè)理想接收點(diǎn)之間的誤差；以及通過使用所述誤差信號(hào)更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中，在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中通過使用所述FFT處理的輸出除以通過把所述FFT處理的輸出延遲所述一個(gè)OFDM符號(hào)而獲得的信號(hào)，而執(zhí)行所述差分解調(diào)處理。
33.根據(jù)權(quán)利要求32所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)/Yg-1(n’-T-(g-1)L)]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(i)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中，在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)、誤差信號(hào)以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，而在時(shí)間n＝T時(shí)對(duì)于點(diǎn)數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，...)從而在該時(shí)間段中的y(n)和xm(n)分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，...，f-1；w＝0，1，...，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對(duì)每f個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
34.根據(jù)權(quán)利要求32所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中，c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于來自所述FFT變換的輸出中的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為一個(gè)代表值，并且剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)被作為所述代表值的插值所代替。
35.根據(jù)權(quán)利要求32所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于FFT變換的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個(gè)代表值，以及根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
36.一種用于補(bǔ)償受到同步載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)中的波形失真的非線性失真均衡方法，其中包括如下步驟根據(jù)第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N＞1)轉(zhuǎn)換受到差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)；對(duì)所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的輸出執(zhí)行FFT變換；通過使用所述FFT處理的輸出和通過把所述FFT處理的輸出延遲一個(gè)OFDM符號(hào)所獲得的信號(hào)執(zhí)行差分解調(diào)處理；計(jì)算所述差分解調(diào)處理的輸出與一個(gè)理想接收信號(hào)之間的誤差；以及通過使用由所述誤差信號(hào)更新所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程為y(n)＝x(n)+∑am(n)xm(n)(m＞1)其中在時(shí)間n時(shí)的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)和用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)和am(n)，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的轉(zhuǎn)換方程和系數(shù)更新方程為xm(n)＝｜xm-1(n)｜x(n)，以及其中通過把所述FFT處理的輸出延遲所述一個(gè)OFDM符號(hào)而獲得的信號(hào)的復(fù)數(shù)共軛乘以所述FFT處理的輸出而執(zhí)行差分解調(diào)處理。
37.根據(jù)權(quán)利要求36所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(n+d)＝am(n)+ue(n)[Xmg(n-T-gL)·Yg-1(n’-T-(g-1)L)*]*(n’＝n-L)am(n+i)＝am(n)(i＝0，1，…，d-1)Xmg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)xm(j)WLk(j-T-gL)Yg(k)＝∑j＝(T+gL)to(T+(g+1)L-1)y(j)WLk(j-T-gL)，WL＝e-j2pie/L(m＞1；k＝0，1，…，L-1)其中在時(shí)間n處的輸入信號(hào)、輸出信號(hào)、誤差信號(hào)以及用于第m階失真均衡的系數(shù)分別為x(n)、y(n)、e(n)和am(n)，步長參數(shù)為u，并且d為大于等于1的整數(shù)，并且在時(shí)間n＝T時(shí)對(duì)于點(diǎn)數(shù)L，開始y(n)和xm(n)的FFT變換，并且n的范圍是T+gL≤n≤T+(g+1)L-1(g＝0，1，…)從而在該時(shí)間段過程中的y(n)和xm(n)的FFT變換分別表示為Yg(k)和Xmg(k)，以及其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為am(T+(g+v)L+w)＝am(T+(g+1)L-1)(v＝1，2，…，f-1；w＝0，1，…，L-1)其中f為大于等于1的整數(shù)，從而僅僅對(duì)每f個(gè)OFDM符號(hào)中的一個(gè)OFDM符號(hào)執(zhí)行系數(shù)更新。
38.根據(jù)權(quán)利要求36所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(P＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)＝Xmg((p-1)c+q)(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于來自所述FFT變換的輸出中的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被用作為一個(gè)代表值，并且剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)被作為所述代表值的插值所代替。
39.根據(jù)權(quán)利要求36所述的非線性失真均衡方法，其中所述第N次冪函數(shù)轉(zhuǎn)換特性的系數(shù)更新方程為Xmg((p-1)c+q)’＝∑s＝1toL/cXm(T+gL+(s-1)c+q)WL/c(p-1)(s-1)，WL/c＝e-j2pie/(L/c)(m＞1；p＝1，2，…，L/c)其中c為大于等于2的整數(shù)，q為大于等于0并且不大于c-1的整數(shù)，以及r大于等于-(c-1)并且不大于0的整數(shù)，從而對(duì)于FFT變換的輸入的每c個(gè)點(diǎn)中的一個(gè)點(diǎn)被使用，以執(zhí)行1/c點(diǎn)數(shù)的FFT變換，并且從而獲得一個(gè)代表值，并且根據(jù)如下方程執(zhí)行剩余的(c-1)個(gè)點(diǎn)的插值Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝2，3，…，(L/c-1))Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≥0)Xmg((p-1)c+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(P＝L/c和q+b≤c-1)Xmg-1(L+q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝1和q+b≤-1)Xmg+1(q+b)’＝Xmg((p-1)c+q)’(p＝L/c和q+b≥c)(b＝r，r+1，…，r+(c-1))從而Xmg(k)被Xmg(k)’所代替。
全文摘要
一種受到同步載波調(diào)制或差分載波調(diào)制的OFDM基帶信號(hào)被輸入到用于非線性失真均衡的復(fù)數(shù)信號(hào)轉(zhuǎn)換器,從而根據(jù)第N階函數(shù)轉(zhuǎn)換特性(N>1)進(jìn)行轉(zhuǎn)換。然后補(bǔ)償在OFDM基帶信號(hào)中的非線性失真。在此時(shí),使用如下方程作為一個(gè)轉(zhuǎn)換方程y(n)=x(n)+∑a
文檔編號(hào)H04L27/26GK1380742SQ0210623
公開日2002年11月20日 申請(qǐng)日期2002年4月5日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月9日
發(fā)明者大內(nèi)干博, 神野一平, 加藤久也 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社