專利名稱：純延遲估計(jì)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
總的來說本發(fā)明涉及電信系統(tǒng)中的純延遲估計(jì)。
許多運(yùn)營商都對(duì)測量這樣的回波延遲從而為網(wǎng)絡(luò)規(guī)劃獲得信息很感興趣。延遲測量可以通過將測試信號(hào)輸入感興趣的鏈路，然后測量這些信號(hào)的響應(yīng)時(shí)間來進(jìn)行。但是，這種方法需要在系統(tǒng)中有額外的設(shè)備，而在測量過程中被測線路常常被正常的通信占用。
文獻(xiàn)[1～5]中描述了從回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)(由回波抵消濾波器系數(shù)來估計(jì))的估計(jì)確定純延遲估計(jì)的一些方法。
文獻(xiàn)[1]描述了一種兩個(gè)步驟的方法，首先找出超過了第一個(gè)低門限(“事情從什么地方開始”)的一個(gè)濾波器抽頭。第二個(gè)步驟從這個(gè)位置開始，確定超過第二個(gè)較高門限的第二個(gè)濾波器抽頭。假設(shè)沖擊響應(yīng)的色散部分在這第二個(gè)抽頭之前開始預(yù)定個(gè)數(shù)的抽頭，并且從這個(gè)開始位置開始持續(xù)預(yù)定個(gè)數(shù)的抽頭。這個(gè)方法中假設(shè)沖擊響應(yīng)的第一個(gè)系數(shù)等于零。但是，這個(gè)假設(shè)并不總是正確的，它會(huì)導(dǎo)致判斷錯(cuò)誤。例如，在存在近端背景噪聲的情況下，由于使用電話頻帶語音信號(hào)中的濾波器系數(shù)估計(jì)，估計(jì)出來的沖擊響應(yīng)可能包括時(shí)間較長的振蕩。
在文獻(xiàn)[2]描述的方法里，假設(shè)回波路徑的色散部分從具有最大值的濾波器系數(shù)前面固定個(gè)數(shù)的抽頭開始。這個(gè)方法不是在所有情況下都特別精確，如果存在多個(gè)回波它就會(huì)失效。
文獻(xiàn)[3]描述了一種方法，通過計(jì)算輸入(RIN)和回波(SIN)信號(hào)之間的互相關(guān)函數(shù)來找出回波路徑的中心，并且將回波路徑色散部分的中心看作這個(gè)互相關(guān)函數(shù)的最大值。假設(shè)這個(gè)色三部分從它的中心前半個(gè)濾波器長度的地方開始，這不是一種特別精確的方法。還有，應(yīng)當(dāng)注意通過互相關(guān)來估計(jì)延遲只有在輸入信號(hào)(RIN)是白噪聲或者回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)只是單獨(dú)一個(gè)沖擊響應(yīng)的情況下才是合適的。在網(wǎng)絡(luò)回波抵消處理中，通常情況下上面的假設(shè)沒有一個(gè)是正確的。
文獻(xiàn)[4]描述了一種方法，它找出能量集中的濾波器沖擊響應(yīng)區(qū)域。這是通過將長度是L的窗口中的濾波器抽頭的絕對(duì)值加起來，然后將每個(gè)和跟一個(gè)固定門限值進(jìn)行比較來完成的。這個(gè)窗口在沖擊響應(yīng)上滑動(dòng)，它的和超過固定門限的那個(gè)窗口位置被認(rèn)為是包括回波的區(qū)域。其余的區(qū)域則被認(rèn)為是延遲。這種方法測量出了延遲相當(dāng)粗略。
文獻(xiàn)[5]跟文獻(xiàn)[4]相似，它們都描述了一種方法，用來找出濾波器沖擊響應(yīng)中能量集中的地方。在這種情況下，將窗口的平均能量跟一個(gè)固定門限進(jìn)行比較。
文獻(xiàn)[6]中還討論了檢測信號(hào)突變的方法。但是，這些方法都是建立在階越函數(shù)的基礎(chǔ)之上的，因此不適合于進(jìn)行回波沖擊響應(yīng)估計(jì)。
發(fā)明簡述本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種精確的方法和系統(tǒng)，通過利用通信系統(tǒng)中已經(jīng)有的設(shè)備對(duì)純延遲進(jìn)行測量而不會(huì)打斷被測線路的正常通信。
為了這一目的，采用了權(quán)利要求中的一種方法和系統(tǒng)。
簡而言之，本發(fā)明利用了系統(tǒng)中已經(jīng)有的處理能力，比方說網(wǎng)絡(luò)回波抵消器或者控制單元，來估計(jì)剛剛完成的呼叫的純延遲。在呼叫結(jié)束的時(shí)候，回波抵消器的濾波器系數(shù)代表混合電路的沖擊響應(yīng)，可以由此確定純延遲。本發(fā)明采用基于假設(shè)檢驗(yàn)的一種方法，從這個(gè)估計(jì)獲得純延遲。這樣，不需要任何額外的設(shè)備，并且在延遲的測量過程中被測線路仍然能夠進(jìn)行正常的通信。


圖1是說明如何產(chǎn)生和抵消回波的一個(gè)框圖；圖2是一個(gè)混合電路的沖擊響應(yīng)估計(jì)；圖3是本發(fā)明中回波抵消系統(tǒng)一個(gè)實(shí)施方案的框圖；圖4是說明本發(fā)明中純延遲估計(jì)方法實(shí)施方案的一個(gè)流程圖；圖5是本發(fā)明中純延遲估計(jì)方法另外一個(gè)實(shí)施方案的一個(gè)流程圖；圖6是回波抵消器中確定和設(shè)置初始純延遲的一種方法的流程圖；和圖7是本發(fā)明中回波抵消系統(tǒng)另外一個(gè)實(shí)施方案的一個(gè)框圖。發(fā)明詳述在所有的附圖中將采用相同的引用標(biāo)記來說明相同或者相似的單元。
在詳細(xì)描述本發(fā)明之前，首先參考圖1～2簡短地描述本發(fā)明的背景。
圖1是說明回波如何產(chǎn)生和抵消的一個(gè)框圖。4條線上進(jìn)來的遠(yuǎn)端信號(hào)x(t)到達(dá)混合電路10，在那里它被轉(zhuǎn)換成本地環(huán)路中兩條線路上的輸入信號(hào)。近端出去的話音信號(hào)v(t)從本地環(huán)路中這個(gè)兩線線路到達(dá)混合電路10，并且由混合電路10轉(zhuǎn)換成出去的信號(hào)y(t)。但是，出去的信號(hào)也會(huì)包括由于阻抗失配由混合電路10產(chǎn)生的回波。這個(gè)回波由回波抵消器12估計(jì)和抵消。回波抵消器12包括一個(gè)濾波器14，用來(利用這個(gè)濾波器的系數(shù))模擬回波產(chǎn)生過程并且用遠(yuǎn)端信號(hào)產(chǎn)生回波信號(hào)的估計(jì)(t)。這一個(gè)加法器16從輸出信號(hào)y(t)里減去這個(gè)估計(jì)，產(chǎn)生一個(gè)近端信號(hào)e(t)。這些濾波器系數(shù)由控制濾波器14的估計(jì)單元18從遠(yuǎn)端信號(hào)計(jì)算出來?；夭ǖ窒鬟€可以包括其它單元，比方說非線性處理器雙聲檢測器。但是這些單元對(duì)于描述本發(fā)明來說并不是必不可少的，因此在這里將它們省去了。
圖2說明一條混合電路回波路徑的沖擊響應(yīng)估計(jì)。估計(jì)出來的沖擊響應(yīng)用圖1中濾波器14的濾波器系數(shù)表示。沖擊響應(yīng)的特征是色散部分，其中的系數(shù)具有很大的幅度，并且對(duì)應(yīng)于實(shí)際產(chǎn)生的回波，在它之前是濾波器系數(shù)很小的一個(gè)純延遲部分D1+D2。純延遲D1+D2對(duì)應(yīng)于從回波抵消器12到混合電路10之間的傳輸時(shí)間D1，和從混合電路10回到回波抵消器12的傳輸時(shí)間D2(見圖1)。
圖3是本發(fā)明中一個(gè)回波抵消系統(tǒng)實(shí)施方案的一個(gè)框圖。在這里單元10～18對(duì)應(yīng)于圖1中的單元10～18。此外，回波抵消器12還是一個(gè)網(wǎng)絡(luò)回波抵消器。這意味著它是由網(wǎng)絡(luò)共享的一個(gè)資源。為此，回波抵消器12跟一個(gè)交換機(jī)20連接，并且由一個(gè)控制和處理單元22控制，這個(gè)控制和處理單元還控制這個(gè)交換機(jī)。遠(yuǎn)端信號(hào)x(t)在到達(dá)回波抵消器12之前通過這個(gè)交換機(jī)20。然后在它到達(dá)混合電路10之前再一次通過交換機(jī)20。同樣，從混合電路10輸出的信號(hào)在到達(dá)回波抵消器12之前通過交換機(jī)20，并且在它到達(dá)遠(yuǎn)端之前再次通過交換機(jī)20。這樣，在這種情況下，純延遲D1+D2將包括通過交換機(jī)20的兩條路徑，一條是通往混合電路10，一條是從混合電路10出來。
根據(jù)本發(fā)明，從估計(jì)單元18確定的濾波器系數(shù)的值估計(jì)出一個(gè)純延遲。這些值可以在例如完成涉及網(wǎng)絡(luò)回波抵消器12的呼叫的時(shí)候由處理單元22讀出。
下面將詳細(xì)描述從濾波器系數(shù)確定純延遲的一種方法。但是，由于這一方法是建立在假設(shè)檢驗(yàn)的基礎(chǔ)之上的，所以有必要首先簡單地描述這一檢驗(yàn)程序的理論。
令x表示一個(gè)高斯變量，它的平均值E[x]＝a，方差E[(x-a)2]＝δ2。x的概率密度函數(shù)是px(x)=1δ2πexp(-(x-a)22δ2)]]>在以下推導(dǎo)過程中我們對(duì)以下變量的概率密度函數(shù)感興趣y＝x2為了獲得y的概率密度函數(shù)，我們將需要概率函數(shù)Fx(x)=∫-∞xp(u)du]]>每個(gè)y的值都對(duì)應(yīng)于x的兩個(gè)值，也就是x=±y]]>這樣，y的概率函數(shù)是Fy(y)=Fx(y)-Fx(-y)]]>y的概率密度函數(shù)是通過將這個(gè)函數(shù)對(duì)y求微商來獲得的py(x)=ddyFy(y)=ddy[Fx(y)-Fx(-y)]=12y[px(y)+px(-y)]]]>利用上面關(guān)于x的顯式概率密度函數(shù)，得到py(y)=12δ2πyexp(-(y-a)22δ2)+12δ2πyexp((-y+a)22δ2)]]>=12δ2πyexp(-y+a22δ2)[exp(ayδ2)+exp(-ayδ2)]]]>=1δ2πyexp(-y+a22δ2)cosh(ayδ2)]]>在以下描述中x將代表一個(gè)濾波器系數(shù)ci，y將代表ci2。考慮L＜N個(gè)濾波器系數(shù)的平方c2={c12,c22,...,cL2]]>其中N是濾波器系數(shù)的總數(shù)?，F(xiàn)在就可以考慮兩個(gè)假設(shè)，也就是H0c2只包括估計(jì)誤差，也就是說，這個(gè)塊對(duì)應(yīng)于沖擊響應(yīng)的純延遲部分。
H1c2包括估計(jì)誤差和某些非零平均值，也就是說，這個(gè)塊包括沖擊響應(yīng)的色散部分。
既然我們已經(jīng)假定估計(jì)誤差互相獨(dú)立，所以這兩個(gè)假設(shè)的單元c2的聯(lián)合概率密度可以被寫成p(c2|H0)=Πi=1L1δ|ci|2πexp(-ci2+022δ2)cosh(0|ci|δ2)=Πi=1L1δ|ci|2πexp(-ci22δ2)]]>p(c2|H1)=Πi=1L1δ|ci|2πexp(-ci2+a22δ2)cosh(a|ci|δ2)]]>其中p(c2|H0)表示在假設(shè)H0成立的情況下c2的概率密度函數(shù)，而p(c2|H1)則表示假設(shè)H1成立的情況之下的概率密度函數(shù)。
現(xiàn)在可以將貝葉斯檢驗(yàn)寫成(參考文獻(xiàn)[7])Λ(L)=Πi=1L1δ|ci|2πexp(-ci2+a22δ2)cosh(a|ci|δ2)1δ|ci|2πexp(-ci22δ2)]]>=Πi=1Lexp(-a22δ2)cosh(a|ci|δ2)>P1-P]]>其中P表示H0成立的情況之下的一個(gè)先驗(yàn)概率。如果這個(gè)不等式成立，就認(rèn)為這個(gè)假設(shè)H1是成立的。
如同下面將描述的一樣，可以將上面獲得的不等式用作確定回波路徑純延遲的基礎(chǔ)。但是，在這樣做之前，必須先確定三個(gè)參數(shù)δ2、a和P。
1.可以用文獻(xiàn)[8]所描述的方法確定誤差方差估計(jì)δ2。
2.看起來在沖擊響應(yīng)中被認(rèn)為非零的最小沖擊響應(yīng)值，也就是平均值a，被作為可以產(chǎn)生某些明顯回波的最小值是合理的。在網(wǎng)絡(luò)回波抵消這種情況下，語音信號(hào)被A律或者μ律量化。這意味著信號(hào)的范圍被限制在-66dBm0和3dBm0之間。正常的語音信號(hào)電平在-17dBm0附近。如果假設(shè)回波衰減(ERL)為40dB，就會(huì)維持大約-57dBm0的回波電平。這樣就有大約10dB的余量。假設(shè)濾波器只有一個(gè)抽頭，40dB的衰減就會(huì)得到201og10(a)＝-40它使得a≈0.01.a的典型值在范圍0.008～0.012之內(nèi)。
在瑞士公共交換電話網(wǎng)中進(jìn)行的測量結(jié)果已經(jīng)發(fā)現(xiàn)回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)的色散部分傾向于從它的最大值開始。由于P代表c2塊屬于沖擊響應(yīng)純延遲部分的概率，所以在估計(jì)出來的沖擊響應(yīng)的色散部分附近應(yīng)該接近0，并且當(dāng)這一塊偏移到純延遲部分的時(shí)候增大。構(gòu)造這樣一個(gè)函數(shù)的一個(gè)示例性方法如下令沖擊響應(yīng)色散部分的先驗(yàn)概率在從系數(shù)m開始的一塊連續(xù)M個(gè)系數(shù)中，Q(m)＝1-P(m)其中m是[1，N-M]范圍內(nèi)的一個(gè)下標(biāo)。于是，對(duì)于從沖擊響應(yīng)估計(jì)的最大系數(shù)開始的塊Q(m)應(yīng)當(dāng)?shù)扔?，當(dāng)它從這個(gè)最大值向沖擊響應(yīng)估計(jì)的開頭偏移過去的時(shí)候這個(gè)塊會(huì)逐漸接近0。這可以通過以下形式的一個(gè)函數(shù)獲得Q1(m)(mmMAX)p,1≤m≤mMAX]]>其中p是一個(gè)正常數(shù)，mMAX是具有最大絕對(duì)值的沖擊響應(yīng)的系數(shù)的下標(biāo)。仿真表明p＝2是一個(gè)適當(dāng)?shù)闹怠?br> 沖擊響應(yīng)的色散部分常常開始接近最大抽頭這一事實(shí)可以通過包括進(jìn)以下因子而進(jìn)一步得以強(qiáng)化Q2(m)=12(1+Σi=mm+Kci2Σi=mNci2)]]>其中K是一個(gè)正整數(shù)，它的范圍一般是8～14。K＝11是一個(gè)很好的選擇。如果系數(shù)m后面的系數(shù)K在沖擊響應(yīng)估計(jì)的色散部分外面，這個(gè)因子Q2(m)就會(huì)接近0.5，如果所有非零系數(shù)都在第m個(gè)系數(shù)后面，它就接近1。這樣，先驗(yàn)概率P(m)就可以寫成P(m)＝1-Q1(m)Q2(m)利用這些參數(shù)可以將貝葉斯檢驗(yàn)(the Bayes test)寫成Λ(L)=Πi=1Lexp(-a22δ2)cosh(a|ci|δ2)>P(m)1-P(m)]]>這一檢驗(yàn)的復(fù)雜性可以通過縮小窗口的長度L來降低。通過選擇L＝1就可以獲得一個(gè)特別簡單的檢驗(yàn)。它給出最簡單的檢驗(yàn)Λ(L)=exp(-a22δ2)cosh(a|cm|δ2)>P(m)1-P(m)]]>針對(duì)第m個(gè)沖擊響應(yīng)系數(shù)|cm|估計(jì)求解這個(gè)表達(dá)式得到|cm|>δ2aacosh(P(m)1-P(m)exp(a22δ2))]]>對(duì)于a2/2δ2很大的情形，這個(gè)公式不太實(shí)際，因?yàn)橛?jì)算一個(gè)很大數(shù)的指數(shù)的時(shí)候會(huì)發(fā)生問題。在這種情況下，用以下近似是合適的，|cm|>δ2aacosh(P(m)1-P(m)exp(a22δ2))]]>=δ2aln(P(m)1-P(m)exp(a22δ2)+(P(m)1-P(m)exp(a22δ2))2-1)]]>≈δ2aln(2P(m)1-P(m)exp(a22δ2))]]>=δ2aln(2P(m)1-P(m))+a2]]>其中使用了acosh(z)=ln(z+z2-1)]]>要注意這樣就要求P(m)1-P(m)exp(a22δ2)>1]]>因?yàn)槠椒礁鶓?yīng)該給出一個(gè)實(shí)數(shù)。
以上檢驗(yàn)程序已經(jīng)假設(shè)沖擊響應(yīng)是用(例如它們的頻譜)豐富到足以激勵(lì)所有實(shí)際回波路徑模式的信號(hào)來估計(jì)的。如果這一估計(jì)是建立在語音信號(hào)的基礎(chǔ)之上，那么這一假設(shè)就不是總正確，而在網(wǎng)絡(luò)回波抵消器中常常是這種情況。在幾種情況下，特別是在一次呼叫過程中近端背景噪聲電平比遠(yuǎn)端背景噪聲電平大的時(shí)候，在遠(yuǎn)端信號(hào)中被低估的頻率上沖擊響應(yīng)估計(jì)就會(huì)包括誤差。這種誤差分量的存在使得假設(shè)檢驗(yàn)不那么可靠，因?yàn)檫@種誤差是未知的。為了減少這種誤差對(duì)沖擊響應(yīng)估計(jì)的影響，最好首先對(duì)這一估計(jì)進(jìn)行濾波，從而抵消電話頻帶語音信號(hào)中通常不存在的分量。截止頻率是340赫茲的四階橢圓低通濾波器適合于這一目的。
在以上討論的基礎(chǔ)之上，就能形成用于確定回波路徑純延遲的算法。下面將參考圖4和圖5來描述這樣的算法。
圖4說明在以下不等式基礎(chǔ)之上的一般性方法Λ(L)=Πi=1Lexp(-a22δ2)cosh(a|ci|δ2)>P(m)1-P(m)]]>對(duì)兩邊同時(shí)取對(duì)數(shù)得到以下的等價(jià)不等式lnΛ(L)=Σi=1L[ln(cosh(a|ci|δ2)-a22δ2)]>lnP(m)1-P(m)]]>可以采取以下步驟S1 在呼叫過程中運(yùn)行回波抵消器。
S2 從回波抵消器獲得N個(gè)濾波器系數(shù){ci}估計(jì)和誤差方差δ2估計(jì)。
S3 對(duì)這些系數(shù){ci}進(jìn)行低通濾波(在優(yōu)選實(shí)施方案中)。
S4 找出具有最大絕對(duì)值的系數(shù)的下標(biāo)mMAX。
S5 令m＝0。
S6 計(jì)算先驗(yàn)概率P(m)。
S7 計(jì)算下標(biāo)是i＝m-L+1，...，m的濾波器系數(shù)塊的對(duì)數(shù)Λ(L)。下標(biāo)為負(fù)數(shù)的濾波器的系數(shù)被看作0。
S8 如果滿足不等式lnΛ(L)>lnP(m)1-P(m)]]>就執(zhí)行步驟S10，否則執(zhí)行步驟S9。
S9 增大m，進(jìn)入步驟S6。
S10令mSTART＝m。這樣就給出了沖擊響應(yīng)色散部分的開始和純延遲的長度。
S11算法結(jié)束。
圖5說明L＝1的情況下的方法，它建立在以下不等式的基礎(chǔ)之上|cm|>Π=δ2aln2P(m)1-P(m)+a2]]>執(zhí)行以下步驟S1 在呼叫過程中運(yùn)行回波抵消器。
S2 從回波抵消器獲得N個(gè)濾波器系數(shù){ci}估計(jì)和誤差方差δ2估計(jì)。
S3 對(duì)系數(shù){ci}進(jìn)行低通濾波(在優(yōu)選實(shí)施方案中)。
S4 找出具有最大絕對(duì)值的系數(shù)的下標(biāo)mMAX。
S5 令m＝0。
S6’計(jì)算|cm|。
S7’計(jì)算∏。
S8’如果不等式|cm|＞∏成立，就進(jìn)入步驟S10，否則進(jìn)入步驟S9。
S9 增大m并且進(jìn)入步驟S6’。
S10 令mSTART＝m。這樣就給出了沖擊響應(yīng)色散部分的開頭和純延遲的長度。
S11 算法結(jié)束。
在這些算法中假設(shè)這一處理是在處理單元22中進(jìn)行的。但是，這不是必須的。例如，也可以在估計(jì)單元18中進(jìn)行處理。
上面描述的算法可以用于獲得來自和去往遠(yuǎn)處網(wǎng)絡(luò)，例如其它運(yùn)營商運(yùn)營的網(wǎng)絡(luò)，的呼叫的延遲信息，例如來自和去往特定區(qū)域節(jié)點(diǎn)的呼叫。跟這樣一個(gè)遠(yuǎn)處的網(wǎng)絡(luò)或者子網(wǎng)建立一個(gè)呼叫的時(shí)候，可以將一個(gè)初始延遲估計(jì)傳送給回波抵消器，從而減少必須確定的濾波器系數(shù)的個(gè)數(shù)。這樣做有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)1.它能夠減少回波抵消器的計(jì)算負(fù)荷，它意味著可以使用更加簡單更加便宜的回波抵消器。
2.它使得收斂速率更快，也就是說(在回波抵消器收斂之前)包括新呼叫的周期的初始回波被縮短。
3.殘余回波會(huì)很小(抵消得更好)。
在圖6中說明了這一程序的一個(gè)實(shí)施方案，可以將它總結(jié)為S20在對(duì)一個(gè)特定的遠(yuǎn)處網(wǎng)絡(luò)或者一個(gè)子網(wǎng)進(jìn)行呼叫的過程中運(yùn)行這一回波抵消器(每個(gè)遠(yuǎn)程網(wǎng)絡(luò)或者子網(wǎng)都使用同樣的算法)。
S21 在呼叫完成以后從回波抵消器12獲得N個(gè)濾波器系數(shù)估計(jì){ci}，誤差方差δ2估計(jì)和回波返回?fù)p耗ERL。
S22 如果ERL超過一個(gè)門限，例如40dB，那么這就說明沒有任何回波源(例如一個(gè)ISDN線路)或者這個(gè)回波抵消器沒有收斂，例如由于沒有信號(hào)。在這種情況下，這個(gè)算法進(jìn)入步驟S20，以便處理下一個(gè)呼叫，因?yàn)樽詈檬墙惯M(jìn)一步的處理而不是獲得不可靠的延遲。否則執(zhí)行步驟S23。
S23 如果δ/a＞β，說明系數(shù)估計(jì)誤差很大，那么同樣最好禁止進(jìn)一步處理，因?yàn)殄e(cuò)誤判決的概率很大。如果滿足這個(gè)等式，這一算法就進(jìn)入步驟S27處理下一個(gè)呼叫。否則，這一算法就進(jìn)入步驟S24。通常β的值在范圍0.3～0.6內(nèi)。一個(gè)適當(dāng)?shù)闹凳铅拢?.44。
S24 計(jì)算一個(gè)純延遲，例如按照上面描述的算法之1。
S25 從交換機(jī)20獲得識(shí)別遠(yuǎn)程網(wǎng)絡(luò)或者子網(wǎng)的路由信息。
S26 儲(chǔ)存路徑信息和延遲信息。
S27 如果這條路由(遠(yuǎn)程網(wǎng)絡(luò)或者子網(wǎng))有足夠的延遲，這一算法就進(jìn)入步驟28，否則進(jìn)入步驟S20，處理下一呼叫。
S28 計(jì)算和貯存這條路由的平均純延遲(截?cái)嗷蛘呱崛氲阶罱恼麛?shù))。
S29 在來自或者去往遠(yuǎn)處的網(wǎng)絡(luò)或者子網(wǎng)的未來呼叫中將儲(chǔ)存起來的純延遲作為初始延遲。這可以通過“虛擬中繼”來完成，這是將路由專用參數(shù)分配給回波抵消器的一種方法。將建立回波抵消器來適合它應(yīng)當(dāng)連接的這條路由。關(guān)于虛擬中繼請參考文獻(xiàn)[9]。
S30 算法結(jié)束。
另外一種選擇是在平均值計(jì)算過程中通過包括新的呼叫禁止舊的呼叫繼續(xù)更新平均延遲。
平均值的計(jì)算可以直接按照以下公式進(jìn)行D-=1NcΣi=1NcniDi]]>其中Nc是這條路由上的呼叫總數(shù)，ni是具有估計(jì)延遲Di的呼叫數(shù)。另一個(gè)選擇是使用直方圖，其中估計(jì)出來的延遲被存入間隔中，對(duì)每個(gè)間隔中的呼叫數(shù)進(jìn)行計(jì)數(shù)。于是得到D-=ΣimihiΣimi]]>其中mi表示屬于中心值是hi的延遲間隔的呼叫的個(gè)數(shù)。
圖7是本發(fā)明中另外一個(gè)回波抵消系統(tǒng)的框圖。這個(gè)回波抵消器通常都有一個(gè)有限沖擊響應(yīng)濾波器，這個(gè)濾波器模擬回波路徑的沖擊響應(yīng)(通常都是512個(gè)抽頭，等于8000Hz采樣速率采樣64ms)。這個(gè)回波抵消器只有在實(shí)際回波路徑處于這個(gè)有限沖擊響應(yīng)濾波器覆蓋的延遲間隔中的時(shí)候才能抵消。如果實(shí)際回波路徑?jīng)]有被這個(gè)有限沖擊響應(yīng)濾波器覆蓋，這個(gè)回波抵消器的性能就很差。因此許多回波抵消器在有限沖擊響應(yīng)濾波器之前都能夠設(shè)置一個(gè)所謂的純延遲單元15，為設(shè)計(jì)較長延遲的路由調(diào)整回波路徑的模型的位置。可以將這個(gè)單元看成濾波器14的擴(kuò)展，其中所有的抽頭都是0。這種延遲單元是必不可少的一種典型情況是這個(gè)呼叫是給比較遠(yuǎn)的地方的時(shí)候，在這個(gè)時(shí)候混合電路10遠(yuǎn)離交換機(jī)20(并且遠(yuǎn)離回波抵消器12)從而導(dǎo)致一定的傳播延遲。在傳往遠(yuǎn)處位置的路上，這個(gè)呼叫可能會(huì)通過位于回波抵消器和混合電路之間的幾個(gè)交換機(jī)，從而增大延遲。另外，在交換機(jī)之間的中繼線上可能會(huì)安裝信號(hào)壓縮設(shè)備，從而給回波路徑增加非常大的信號(hào)處理延遲。這些延遲加起來以后可能超過回波抵消器濾波器能夠覆蓋的時(shí)間窗口(通常是64毫秒)。結(jié)果，回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)的色散部分可能部分地或者全部位于回波抵消器的范圍之外，或者換句話說，這個(gè)回波抵消器再也不能夠“看見”回波。
在圖7所示的實(shí)施方案中，在呼叫過程中由估計(jì)單元18確定的延遲單元15的延遲也被傳送給處理單元22。在那里它被轉(zhuǎn)換成實(shí)際濾波器系數(shù)之前對(duì)應(yīng)個(gè)數(shù)的0系數(shù)。然后，可以將圖4～6所示的算法用于確定和貯存純延遲。初始化回波抵消器的時(shí)候，延遲單元15被初始化為這個(gè)純延遲或者它的特定百分比(通常是80～90％)。這樣就保證了濾波器14能夠“看見”這個(gè)沖擊響應(yīng)。
除了參考圖4～5描述的算法以外，象文獻(xiàn)[1～3]中所描述的算法那樣確定純延遲的其它算法也可以用于參考圖6～7所描述的算法中。但是，應(yīng)當(dāng)牢記這些方法沒有參考圖4～5所描述的方法那么可靠。
本領(lǐng)域里的技術(shù)人員會(huì)明白可以對(duì)本發(fā)明進(jìn)行各種改進(jìn)和改變而不會(huì)偏離權(quán)利要求給出的它的范圍。
參考文獻(xiàn)[1]WO98/15067，Telefonaktiebolaget LM Ericsson[2]第4736414號(hào)美國專利，Montagna等等[31第5737410號(hào)美國專利，Vahatalo等等[4]Philip Chu-Wan Yip等等，“慢速時(shí)變路徑的一種自適應(yīng)多回波抵消器”IEEE通信雜志，第38卷第10期第1693～1698頁[5]第4823382號(hào)美國專利，Martinez[6]M.BasseviUe和L.V.Nikiforov，“突變檢測理論和應(yīng)用”，Prentice Hall，第25～65頁，可以在http//www.irisa.fr/sigma2/kniga獲得PDF文件[7]H.L.van Trees，“檢測、估計(jì)和調(diào)制理論”，John Wiley &Sons，1967，第19-46頁[8]WO97/23055，Telefonaktiebolaget LM Ericsson[9]A.Eriksson，G.Eriksson，J.Karl sen，“愛立信回波抵消器—提高語音質(zhì)量的關(guān)鍵”，愛立信評(píng)論第一期，1996年，第25～33頁
權(quán)利要求
1.計(jì)算用回波抵消濾波器系數(shù)表示的回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)估計(jì)的純回波延遲估計(jì)的一種方法，其特征在于增大假設(shè)的純延遲m，其中m是一個(gè)正整數(shù)，代表所述回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)估計(jì)中m個(gè)濾波器系數(shù)的偏移，直到跟預(yù)先確定的濾波器系數(shù)有關(guān)的判決函數(shù)超過一個(gè)預(yù)先確定的門限函數(shù)，這個(gè)門限函數(shù)取決于前m個(gè)濾波器系數(shù)只代表純延遲的先驗(yàn)概率P(m)；和用所述判決函數(shù)超過所述門限函數(shù)的最小整數(shù)mSTART表示所述純延遲。
2.權(quán)利要求1的方法，其特征在于所述判決函數(shù)用以下表達(dá)式表示Σi=1L[ln(cosh(a|ci|δ2)-a22δ2)]]]>其中L是一個(gè)正整數(shù)，a是一個(gè)常數(shù)，ci是濾波器系數(shù)，和δ2是一個(gè)濾波器系數(shù)誤差方差估計(jì)。
3.權(quán)利要求2的方法，其特征在于所述門限函數(shù)由以下表達(dá)式表示lnP(m)1-P(m)]]>其中P(m)是前m個(gè)濾波器系數(shù)只代表純延遲的所述先驗(yàn)概率。
4.權(quán)利要求1的方法，其特征在于所述判決函數(shù)由|cm|表示，其中cm是一個(gè)m階濾波器系數(shù)。
5.權(quán)利要求4的方法，其特征在于所述門限函數(shù)由以下表達(dá)式表示δ2aln2P(m)1-P(m)+a2]]>其中P(m)是前m個(gè)濾波器系數(shù)只表示純延遲的所述先驗(yàn)概率，a是一個(gè)常數(shù)，和δ2是濾波器系數(shù)誤差方差估計(jì)。
6.權(quán)利要求3或者5的方法，其特征在于所述先驗(yàn)概率P(m)被表示為P(m)＝1-Q1(m)Q2(m)其中Q1(m)和Q2(m)由以下表達(dá)式定義Q1(m)=(mmMAX)p,1≤m≤mMAX]]>以及Q2(m)=12(1+Σi=mm+Kci2Σi=1Nci2)]]>其中mMAX是具有最大絕對(duì)值的濾波器系數(shù)的下標(biāo)，p是一個(gè)正常數(shù)，和K是一個(gè)正整數(shù)。
7.以上權(quán)利要求中任意一個(gè)的方法，其特征在于在計(jì)算所述純回波延遲估計(jì)之前對(duì)所述回波抵消濾波器系數(shù)進(jìn)行低通濾波。
8.計(jì)算純回波延遲估計(jì)的一種方法，其特征在于計(jì)算跟一條公共路由有關(guān)系的已經(jīng)完成了的預(yù)先確定個(gè)數(shù)的呼叫的純回波延遲；和從估計(jì)出來的純延遲確定平均延遲。
9.權(quán)利要求8的方法，其特征在于每一個(gè)純回波延遲都是通過進(jìn)行以下步驟，從回波抵消濾波器系數(shù)表示的回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)估計(jì)估計(jì)出來的增大一個(gè)假設(shè)的純延遲m，直到跟一個(gè)預(yù)先確定的濾波器系數(shù)有關(guān)的判決函數(shù)超過前m個(gè)濾波器系數(shù)只代表純延遲的一個(gè)先驗(yàn)概率P(m)的預(yù)先確定的門限函數(shù)，其中m是一個(gè)代表所述回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)估計(jì)中m個(gè)濾波器系數(shù)的偏移的一個(gè)正整數(shù)；和將所述純延遲表示為使所述判決函數(shù)超過所述門限函數(shù)的最小整數(shù)mSTART。
10.權(quán)利要求9的方法，其特征在于所述判決函數(shù)被表述為Σi=1L[ln(cosh(a|ci|δ2)-a22δ2)]]>其中L是一個(gè)正整數(shù)，a是一個(gè)常數(shù)，ci是濾波器系數(shù)，和δ2是濾波器系數(shù)誤差方差的估計(jì)。
11.權(quán)利要求10的方法，其特征在于所述門限函數(shù)被表示為lnP(m)1-P(m)]]>其中P(m)是前m個(gè)濾波器系數(shù)只代表純延遲的所述先驗(yàn)概率。
12.權(quán)利要求9的方法，其特征在于所述判決函數(shù)用|cm|表示，其中cm是m階濾波器系數(shù)。
13.權(quán)利要求12的方法，其特征在于所述門限函數(shù)被表示為δ2aln2P(m)1-P(m)+a2]]>其中P(m)是前m個(gè)濾波器系數(shù)只代表純延遲的一個(gè)先驗(yàn)概率，a是一個(gè)常數(shù)，和δ2是濾波器系數(shù)誤差方差估計(jì)。
14.權(quán)利要求11或者13的方法，其特征在于所述先驗(yàn)概率P(m)被定義為P(m)＝1-Q1(m)Q2(m)其中Q1(m)和Q2(m)被定義為Q1(m)=(mmMAX)p,1≤m≤mMAX]]>以及Q2(m)=12(1+Σi=mm+Kci2Σi=1Nci2)]]>其中mMAX是具有最大絕對(duì)值的濾波器系數(shù)的下標(biāo)，p是一個(gè)正常數(shù)，和K是一個(gè)正整數(shù)。
15.權(quán)利要求9～14中任意一個(gè)的方法，其特征在于在計(jì)算所述純回波延遲估計(jì)之前對(duì)所述回波抵消濾波器系數(shù)進(jìn)行低通濾波。
16.權(quán)利要求9～15中任意一個(gè)的方法，其特征在于如果一個(gè)呼叫的回波衰減超過第一個(gè)預(yù)先確定的值就禁止這個(gè)呼叫的純延遲估計(jì)。
17.權(quán)利要求10、11或者13中任意一個(gè)的方法，其特征在于如果這個(gè)呼叫的a/δ超過第二個(gè)預(yù)先確定的門限就禁止純延遲估計(jì)。
18.權(quán)利要求8～17中任意一個(gè)的方法，其特征在于用所述公共路由建立新呼叫的時(shí)候?qū)⒒夭ǖ窒鞯难舆t初始化成所述平均延遲。
19.計(jì)算回波路徑的純回波延遲估計(jì)的一種系統(tǒng)，其特征在于估計(jì)跟一條公共路由有關(guān)的預(yù)先確定個(gè)數(shù)的完成呼叫的純回波延遲的裝置(22)；和從估計(jì)出來的所述純延遲確定平均延遲的裝置(22)。
20.權(quán)利要求19的系統(tǒng)，其特征在于用所述公共路由建立新呼叫的時(shí)候?qū)⒒夭ǖ窒?12)延遲初始化成所述平均延遲的裝置(22)。
全文摘要
計(jì)算回波抵消濾波器系數(shù)表示的回波路徑?jīng)_擊響應(yīng)估計(jì)的純回波延遲估計(jì)。這是通過(S9)增大假設(shè)的純延遲m,直到(S8’)跟預(yù)先確定的濾波器系數(shù)有關(guān)的判決函數(shù)超過一個(gè)預(yù)先確定的門限函數(shù),并且將純延遲表示為(S10)使判決函數(shù)超過門限函數(shù)的最小整數(shù)m
文檔編號(hào)H04L25/03GK1350727SQ0080739
公開日2002年5月22日 申請日期2000年4月19日 優(yōu)先權(quán)日1999年5月10日
發(fā)明者T·特魯姆普, D·盧斯克 申請人:艾利森電話股份有限公司