專利名稱：無線fm接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線FM接收機(jī)，該接收機(jī)裝備有一個(gè)壓控振蕩器，該振蕩器可以通過二分頻器連接到一個(gè)正交合并電路，以對所接收的無線信號進(jìn)行下變頻并提供正交輸出信號，該接收機(jī)還裝備有連接到所述合并電路的檢測和聲音再現(xiàn)裝置。
一個(gè)合成器被用于電調(diào)諧無線電中以將壓控振蕩器(VCO)調(diào)諧到一個(gè)希望的接收信道。實(shí)際上，VCO信號被直接提供給緩沖區(qū)，隨后提供給一個(gè)合并電路。不過，在一個(gè)具有用于抑制鏡像頻率的集成裝置的接收機(jī)結(jié)構(gòu)中，通常將VCO調(diào)諧到比調(diào)諧到所希望的信道需要的頻率更高的頻率上。在這種情況下，在振蕩器之后跟隨一個(gè)分頻器(具體是一個(gè)二分頻器)，以服務(wù)于一個(gè)實(shí)施可能的鏡像頻率抑制的正交合并電路。然后，其輸出信號被提供給兩個(gè)緩沖區(qū)，并隨后基于正交來提供給連接到其上并在相同頻率上工作的合并電路。
這種無線FM接收機(jī)是已知的，例如，在US-A-5,761,615中有介紹。
近年來開發(fā)了一種類型名稱為TEA 6840的汽車無線IC。開發(fā)這種IC的一個(gè)目的是通過可能提供替代塊或增加功能而對于該IC的基本結(jié)構(gòu)有最小影響來增強(qiáng)其功能。
需要改善調(diào)諧到歐洲/美國頻帶的TEA 6840 IC的一個(gè)方面是所謂日本頻帶的接收。需要對調(diào)諧部分做出改動以增強(qiáng)其功能。如上所述，這種改動不應(yīng)當(dāng)改變該IC的基本結(jié)構(gòu)；VCO頻率的調(diào)諧范圍必須保持不變。
通常用于歐洲和美國的FM模式中理想的接收信道在87.3MHz和108.3MHz之間。但是，在日本，理想的接收信道在76MHz和90MHz之間。下面的表I分別列出了用于歐洲/美國(EU/US)情形、使用二分頻器的日本情形(2-JP)以及傳統(tǒng)的日本情形(1-JP)中的振蕩器的接收信道的頻帶、振蕩器頻率范圍、合并頻率、所獲得的中心頻率以及調(diào)諧電壓范圍。
表I
在一個(gè)振蕩器頻率fVCO的范圍為196MHz到238MHz的情況下，二分頻器為一個(gè)信號提供范圍在98MHz到119MHz的合并頻率fEU。在調(diào)諧到歐洲/美國頻帶的過程中在混頻器元件中獲得的中心頻率在10.7MHz。在這種情況下，振蕩器的調(diào)諧電壓可以在大約2到5.5之間變換。對于日本頻帶(從76到90MHz；見表I中的2-JP)，相同的二分頻器可以用于頻率在173.4到201.4MHz之間的振蕩器獲得10.7MHz的中心頻率。振蕩器的調(diào)諧電壓可以在大約1到2.5之間變化。但是，由于實(shí)際出現(xiàn)的調(diào)諧問題，這種情況是不理想的。在上述情況中，單元所調(diào)諧到的頻率在合并頻率之下。不過，在傳統(tǒng)的日本情況(表I中的1-JP)下，合并頻率在單元所調(diào)諧到的頻率之下。從而產(chǎn)生了對于適合于歐洲/美國頻帶和日本頻帶的通用接收機(jī)的鏡像頻率抑制問題。
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種無線FM接收機(jī)，它適合于歐洲和美國的無線接收也適合于日本的無線接收，并避免了上述問題。
根據(jù)本發(fā)明，開始段落中所描述的無線FM接收機(jī)的用途，其特征在于除了提供一個(gè)振蕩器可以連接到合并電路的三分頻器之外，還提供了用于通過二分頻器或者三分頻器將混頻器元件連接到振蕩器的開關(guān)裝置。
例如，給定振蕩器頻率fVCO在196MHz到238MHz之間，則二分頻器將為一個(gè)信號提供在范圍98MHz到119MHz之間的一個(gè)合并頻率fEU，三分頻器將為一個(gè)信號提供范圍在65.3MHz到79.3MHz之間的一個(gè)合并頻率fJP。對于歐洲/美國頻帶和日本頻帶，在調(diào)諧過程中獲得的中心頻率都在10.7MHz。根據(jù)本發(fā)明的方法使得可能避免由于歐洲/美國和日本的頻帶之間的差所引起的問題、伴隨的鏡像頻率抑制問題，以及VCO調(diào)諧電壓中的差；見表II。
表II
如果使用了二分頻器，即如果不需要合并歐洲/美國和日本頻帶，則可以用50％的負(fù)載周期通過接通VCO信號的脈沖前沿輕易地獲得正交信號。但不能以這種方式獲得用50％的負(fù)載周期的三分頻器。如果正交信號中的一個(gè)的脈沖前沿與VCO信號的脈沖前沿一致，則其它正交信號的脈沖前沿將與該VCO信號中的一個(gè)脈沖的中心一致；通過接通VCO信號的脈沖前沿?zé)o法獲得后面的正交信號。顯然還可能產(chǎn)生第二個(gè)正交信號，因?yàn)榈谝粋€(gè)正交信號可能相移90°。不過，這將導(dǎo)致這里所討論的頻帶的大約3°的錯(cuò)誤，這已經(jīng)高到了不可接受的程度。
為了解決這個(gè)問題，無線FM接收機(jī)此外的特征還在于為三分頻器裝備一個(gè)分頻器電路，該電路為每三個(gè)VCO信號周期提供n個(gè)循環(huán)輸出信號Vn(t)，在此Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)(n＝1，…，6)，且Δt＝半個(gè)VCO周期的持續(xù)時(shí)間，并裝備有兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)，在其中的每一個(gè)中，循環(huán)輸出信號被與為獲得一個(gè)正交分量所設(shè)計(jì)的預(yù)定加權(quán)因數(shù)相合并，于是如此獲得的合并信號被引導(dǎo)通過一個(gè)低通濾波器。在產(chǎn)生正交信號中非常精確的一個(gè)三分頻器在這種方式中成為可能的，這意味著有意義的是將它與一個(gè)二分頻器一起包括在無線FM接收機(jī)中以使后者適合于歐洲/美國頻帶和日本頻帶中的接收。
在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，用于獲得第一正交分量的加權(quán)因數(shù)具有(-2，+2，+4，+2，-2，-4)的相互比，而用于獲得其它正交分量的加權(quán)因數(shù)具有(-3，-3，0，+3，+3，0)的相互比。循環(huán)交換被包括在里面。
本發(fā)明不僅涉及一種無線FM接收機(jī)，還涉及一個(gè)可用于如前面任何一個(gè)權(quán)利要求中所述的無線FM接收機(jī)的分頻器。根據(jù)本發(fā)明，所述分頻器被裝備一個(gè)分頻器電路，該電路為每1/2n個(gè)振蕩器信號周期提供n個(gè)循環(huán)輸出信號Vn(t)，在此Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)，其中n是一個(gè)整數(shù)，Δt＝半個(gè)振蕩器周期的持續(xù)時(shí)間，并裝備有至少一個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)，其中循環(huán)輸出信號被與預(yù)定的加權(quán)因數(shù)合并，于是所獲得的合并信號被引導(dǎo)通過一個(gè)低通濾波器。對于n＝6和兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)，可以獲得用于如上所述的無線FM接收機(jī)的相當(dāng)簡單的三分頻器。n也可能是其它值。在二分頻器的情況下，n可以等于4。通過調(diào)整加權(quán)因數(shù)，還可能用來自任何數(shù)量的振蕩器周期的確定頻率構(gòu)成信號；在這種情況下，不需要構(gòu)成振蕩器周期的數(shù)量與頻率之間的直接聯(lián)系。
下面參考附圖來更詳細(xì)地描述本發(fā)明，其中

圖1是根據(jù)本發(fā)明的無線FM接收機(jī)的框圖；圖2表示根據(jù)本發(fā)明用于圖1的無線FM接收機(jī)中的三分頻器；圖3A、3B、3C和3D是用來說明圖2的三分頻器的操作的圖；圖4表示在三分頻器中的分頻器電路以及兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)的更詳細(xì)的如圖1中的框圖所示的無線FM接收機(jī)包括天線1、無線頻率接收機(jī)部分2和用于獲得中心頻率正交信號I和Q的兩個(gè)混頻器4和5構(gòu)成的合并電路3，還包括連接到合并電路3的檢測和聲音再現(xiàn)裝置6。提供了一個(gè)壓控振蕩器(VCO)7，其振蕩器控制范圍使得該頻率除以二將會覆蓋用于通常在歐洲和美國的接收信道上的無線信號接收的合并頻率，而該頻率除以三后將覆蓋通常通過日本的信道的無線信號接收的合并頻率。如上所述，例如，一個(gè)范圍在196MHz到238MHz的振蕩器頻率fVCO將使得二分頻器提供具有一個(gè)范圍從98MHz到119MHz的合并頻率fEU的信號，并使得三分頻器提供具有一個(gè)范圍從65.3MHz到79.3MHz的合并頻率fJP的信號。對于歐洲/美國頻帶(98-119MHz)和日本頻帶(65.3-79.3MHz)，在調(diào)諧過程中從混頻器獲得的中心頻率都位于10.7MHz。
二分頻器8和三分頻器9連接到VCO7，以分別將頻率除以2和除以3。通過開關(guān)裝置10將二分頻器8的輸出信號或者三分頻器9的輸出信號提供給混頻器4和5。在混頻器4和5中合并或所獲得的中心頻率正交信號I和Q被隨后提供給檢測和聲音再現(xiàn)裝置6。后面的單元還包括用于控制VCO和開關(guān)裝置10的控制裝置。
各種已知類型的負(fù)載周期為50％的二分頻器可以用作連接到VCO的二分頻器8。但是，具有負(fù)載周期為50％的精確的三分頻器目前還是未知的。這種三分頻器的一個(gè)實(shí)施例在圖2的框圖中給出。
圖2所示的三分頻器包括為每三個(gè)VCO信號循環(huán)提供一個(gè)循環(huán)輸出信號Vn(t)的分頻器電路11，在此Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)(n＝1，…，6)，Δt＝半個(gè)VCO周期的持續(xù)時(shí)間，并包括兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)12和13，在其中的每一個(gè)中，循環(huán)輸出信號被與為獲得一個(gè)正交分量所設(shè)計(jì)的預(yù)定加權(quán)因數(shù)合并，于是，這樣獲得的合并信號被引導(dǎo)通過相應(yīng)的低通濾波器14和15。
圖3A示出了VCO信號。圖3B給出了從中獲得的信號Vn(t)。在相加網(wǎng)絡(luò)12中，將這些信號Vn(t)被各自的加權(quán)因數(shù)-2，+2，+4，+2，-2，-4相乘，以及隨后的相加將產(chǎn)生如圖3C所示的一個(gè)信號，該信號經(jīng)過低通濾波器14濾波之后產(chǎn)生一個(gè)信號sin(1/3.ωt)。將信號Vn(t)與相應(yīng)的加權(quán)因數(shù)-3，-3，0，+3，0在相加網(wǎng)絡(luò)13中相乘，然后再相加將產(chǎn)生如圖3D所示的信號，該信號在低通濾波器15中濾波后將產(chǎn)生信號cos(1/3.ωt)。所獲得的信號具有VCO頻率的1/3的頻率，但它們有90°的相位差；利用這些信號可以在混頻器4和5中獲得正交信號I和Q。
圖4所示為分頻器電路和兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)更詳細(xì)的實(shí)施例。該電路包括一個(gè)衰減器、開關(guān)晶體管Q1，Q2，…，Q6(它們在半個(gè)VCO周期中被連續(xù)引導(dǎo)到導(dǎo)通狀態(tài))和兩個(gè)控制晶體管Qc11和Qc12(由具有180°相位差的VCO信號觸發(fā)它們)。集電極電阻Rc1，Rc2，…，Rc6兩端的電壓稱作V_c1，V_c2，…，V_c6。假設(shè)Q1和Qc11通過電流，V_c1是最高的，而V_c2，…，V_c6具有如圖5所示的逐步降低和升高的值。抽頭電壓值V_T4和V_T5將使得Q1和Q2的基極“高”，而另外的抽頭電壓值將使得其它晶體管Q3-Q6的基極“低”。然后，Q2和Qc12還在下半個(gè)VCO周期中通過電流?，F(xiàn)在，V_c2為最高，V_c3，…，V_c6，Vc1如圖5所示逐步降低和升高。抽頭電壓值V_T5和V_T6將使得Q2和Q3的基極“高”，這樣Q3和Qc11將能夠在下半個(gè)VCO周期中通過電流。從而對于V_c1，…，V_c6獲得一個(gè)循環(huán)電壓梯度。衰減器同時(shí)實(shí)現(xiàn)加權(quán)和相加。換句話說，分頻器電路11和兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)12和13被集成?？梢詮募姌O和抽頭電壓中獲得兩個(gè)正交信號。這樣，例如，可以從集電極Q4和Q5之間的電壓差獲得一個(gè)正交信號，從抽頭電壓V_T4和V_T3之間的差獲得另一個(gè)正交信號。
圖6給出了其中開關(guān)晶體管的基極由一個(gè)射極輸出器控制的改進(jìn)實(shí)施例。從而避免了由導(dǎo)通的開關(guān)晶體管的不等于0的基極電流引起的問題。此外，可以升高開關(guān)晶體管的集電極電壓，而不會有晶體管進(jìn)入飽和態(tài)的風(fēng)險(xiǎn)。此外，從Q3和Q6的集電極之間的電壓差獲得一個(gè)正交信號，而從抽頭電壓V_T5和V_T2之間的差獲得其它正交信號。從而獲得更對稱的正交電壓。
圖7是一個(gè)完整的三分頻器的實(shí)施例的更詳細(xì)的圖。該電路表示圖6所示的電路增加了兩個(gè)獨(dú)立的包括加權(quán)因數(shù)的電流相加網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)包括晶體管電路QC1a，b，QC2，a，b，…，QC6a，b、連接到其上的低通濾波器，還包括電阻器RcosA，RcosB，RsinA和RsinB，以及各個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)中的晶體管的寄生電容。從點(diǎn)A和B之間的電壓差可以獲得用加權(quán)因數(shù)-2，+2，+4，+2，-2，-4得到的一個(gè)被濾波的正交信號，點(diǎn)A處的電壓由通過Q2，Q3和Q4的電流構(gòu)成，點(diǎn)B處的電壓由通過Q1，Q5和Q6的電流構(gòu)成。從點(diǎn)C和D之間的電壓差獲得另外的被濾波的正交信號，點(diǎn)C處的電壓由通過Q1和Q2的電流構(gòu)成，點(diǎn)D處的電壓由通過Q4和Q5的電流構(gòu)成。在后面的情況中，因?yàn)橥ㄟ^Q3和Q6的電流沒有包括在判定點(diǎn)C和D處的電壓，所以由因數(shù)0來加權(quán)。因此，以這種方式，從其中具有正加權(quán)因數(shù)的集電極電流被相加在一起的點(diǎn)與其中具有負(fù)加權(quán)因數(shù)的集電極電流被相加在一起的點(diǎn)之間的電壓差，可以獲得三分頻器的輸出信號。
權(quán)利要求
1.一種裝備有壓控振蕩器的無線FM接收機(jī)，該振蕩器通過一個(gè)頻率二分器連接到正交合并電路，以對所接收的無線信號進(jìn)行下變頻并提供正交輸出信號，該無線FM接收機(jī)還裝備有連接到所述合并電路的檢測和聲音再現(xiàn)裝置，其特征在于此外還提供了一個(gè)三分器，利用該三分器可以將振蕩器連接到合并電路，還裝備有開關(guān)裝置，用于通過二分器或者三分器將混頻器元件連接到振蕩器。
2.如權(quán)利要求1所述的無線FM接收機(jī)，其特征在于頻率三分器裝備有一個(gè)分頻器電路，它為每三個(gè)VCO信號循環(huán)提供n個(gè)循環(huán)輸出信號Vn(t)，其中Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)(n＝1，…，6)，且Δt＝半個(gè)VCO周期的持續(xù)時(shí)間，并裝備有兩個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)，在其中的每一個(gè)中，循環(huán)輸出信號被與為獲得一個(gè)正交分量所設(shè)計(jì)的預(yù)定加權(quán)因數(shù)相合并，于是如此獲得的合并信號被引導(dǎo)通過一個(gè)低通濾波器。
3.如權(quán)利要求2所述的無線FM接收機(jī)，其特征在于用于獲得第一正交分量的加權(quán)因數(shù)具有(-2，+2，+4，+2，-2，-4)的相互比，而用于獲得其它正交分量的加權(quán)因數(shù)具有(-3，-3，0，+3，+3，0)的相互比。
4.如權(quán)利要求2或3所述的無線FM接收機(jī)，其特征在于分頻器電路、相加網(wǎng)絡(luò)以及可能有低通濾波器一起構(gòu)成一個(gè)集成單元。
5.如權(quán)利要求2、3或4所述的無線FM接收機(jī)，其特征在于頻率三分器裝備有兩個(gè)由VCO信號觸發(fā)的控制晶體管，每個(gè)晶體管能夠控制三個(gè)開關(guān)晶體管，還裝備有一個(gè)衰減器，該衰減器包括開關(guān)晶體管的集電極電阻，利用其衰減器，電流通過開關(guān)晶體管中的一個(gè)，在每半個(gè)VCO循環(huán)中有其伴隨的集電極電阻，在該循環(huán)中，逐漸降低和升高的電流通過其它的集電極電阻，并且在每個(gè)隨后的半個(gè)VCO循環(huán)中，每次在循環(huán)順序中，下一個(gè)開關(guān)晶體管通過電流。
6.如權(quán)利要求5所述的無線FM接收機(jī)，其特征在于從其中具有正加權(quán)因數(shù)的集電極電流被相加在一起的點(diǎn)與其中具有負(fù)加權(quán)因數(shù)的集電極電流被相加在一起的點(diǎn)之間的電壓差獲得三分器的輸出信號。
7.如前面任何一個(gè)權(quán)利要求所述的適用于一種無線FM接收機(jī)的分頻器，其特征在于所述分頻器裝備有一個(gè)分頻器電路，它為每1/2n個(gè)振蕩器信號循環(huán)提供n個(gè)循環(huán)輸出信號Vn(t)，其中Vn(t)＝V1(t-(n-1)Δt)，其中n是一個(gè)整數(shù)，Δt＝半個(gè)振蕩器周期的持續(xù)時(shí)間，并裝備有至少一個(gè)相加網(wǎng)絡(luò)，其中循環(huán)輸出信號被與預(yù)定的加權(quán)因數(shù)合并，于是所獲得的合并信號被引導(dǎo)通過一個(gè)低通濾波器。
全文摘要
一種無線FM接收機(jī)裝備有壓控振蕩器,它可以通過二分頻器連接到正交合并電路,以對所接收的無線信號進(jìn)行下變頻,并提供正交輸出信號。該接收機(jī)還裝備有連接到該合并電路的檢測和聲音再現(xiàn)裝置。還提供了三分頻器,利用它可以將振蕩器連接到合并電路,還提供了用于將通過二分頻器或者通過三分頻器連接到混頻器元件連接到振蕩器的開關(guān)裝置。
文檔編號H04B1/10GK1344435SQ00805281
公開日2002年4月10日 申請日期2000年12月22日 優(yōu)先權(quán)日2000年1月19日
發(fā)明者W·G·卡斯佩科維茨 申請人:皇家菲利浦電子有限公司