一種低功耗線性跨導誤差放大器的制造方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明屬于微電子技術領域中，特別涉及一種低功耗線性跨導誤差放大器。
【背景技術】
[0002] DC/DC轉換器中誤差放大器作為電壓環(huán)路重要的組成部分，其主要作用是完成整 個電壓環(huán)路的補償，對于一個低功耗的DC-DC轉換器來說，誤差放大器的低功耗實現也就 顯得特別重要。
[0003] 傳統(tǒng)的誤差放大器電路如圖1所示，其是簡單的采用米勒補償的二級運放，對于 一個輸出電壓做電源的運算放大器來說，其由于電源的變化范圍較大會導致其在不同的電 源電壓下靜態(tài)電流Iq變化大且由于其工作在飽和區(qū)，無法實現低功耗。
【發(fā)明內容】
[0004] 本發(fā)明的目的在于克服上述靜態(tài)電流大且隨電源電壓的變化而變化的不足，提出 一種低功耗線性跨導誤差放大器，滿足DC-DC轉換器的低功耗應用要求。
[0005] 技術方案：一種低功耗線性跨導誤差放大器，包括偏置電路模塊和采用局部源級 負反饋的二級主運放模塊，
[0006] 偏置電路模塊包含嵌位OPA運算放大器、PMOS管Mp4、PMOS管Mp8和NMOS管Mn5， 嵌位OPA運算放大器的正向輸入端外接偏置電壓V blas，嵌位OPA運算放大器的反向輸入端 外接PMOS管Mp8的柵極；NMOS管Mn5的柵極連接嵌位OPA運算放大器的輸出端，NMOS管 Mn5的源級連接PMOS管Mp8的源級，NMOS管Mn5的漏極連接PMOS管Mp4的漏極，PMOS管 Mp8的漏極接地；
[0007] 采用局部源級負反饋的二級主運放模塊包括PMOS管Mpl、PMOS管Mp2、PMOS管 Mp3、PMOS 管 Mp5、PMOS 管 Mp6、PMOS 管 Mp9、NMOS 管 Mnl、NMOS 管 Mn2、NMOS 管 Mn3、NMOS 管 Mn4、電阻Rl、電阻R2、電阻RS和米勒電容Cl，PMOS管Mp3的柵極連接PMOS管Mp4的柵極， PMOS管Mp3的源級連接電源，PMOS管Mp3的漏極分別連接輸入管PMOS管MpU電阻RS - 端，電阻RS的另一端連接PMOS管Mp2的源級，PMOS管Mpl柵極作為整個誤差放大器的正 向輸入端，PMOS管Mp2的柵極作為整個誤差放大器的反向輸入端，
[0008] PMOS管Mpl的漏極連接NMOS管Mnl的漏極且作為嵌位OPA運算放大器的反向輸 入端，PMOS管Mp2的漏極連接NMOS管Mn2的漏極，NMOS管Mnl的柵極連接NMOS管Mn2的 柵極且作為嵌位OPA運算放大器的正向輸入端，NMOS管Mn2的漏極作為第一級的輸出連接 至NMOS管Mn3的柵極，NMOS管Mn3的源級接電阻Rl的一端，電阻Rl的另一端接地，NMOS 管Mn3的漏極反饋連接回輸入管PMOS管Mp2的源級形成局部源級負反饋結構。
[0009] 作為本發(fā)明中一種低功耗線性跨導誤差放大器的一種優(yōu)選方案：嵌位OPA運算放 大器包括PMOS管Mp7、PMOS管Mp8、NMOS管Mn5、NMOS管Mn6、NMOS管Mn7以及負載電容 C,
[0010] PMOS管Mp7的源極、PMOS管Mp8的源極分別與電源相連，PMOS管Mp7的柵漏與 PMOS管Mp8的柵極相連，NMOS管Mn5的漏極與PMOS管Mp7的漏極相連，NMOS管Mn6的漏 極連接至PMOS管Mp8的漏極，NMOS管Mn5的柵極和NMOS管Mn6的柵極作為嵌位OPA運算 放大器的輸入端嵌位住NMOS管Mnl的柵漏級，NMOS管Mn5的源級和NMOS管Mn6的源級相 連，NMOS管Mn7的漏極分別與NMOS管Mn5的源級、NMOS管Mn6的源級相連，NMOS管Mn7的 柵極連接NMOS管Mn5的柵極，NMOS管Mn5的柵極外接外部偏置V blas，NMOS管Mn7的源級接 地，負載電容C的一端接地，負載電容C的另一端連接NMOS管Mn6的漏極。
[0011] 作為本發(fā)明中一種低功耗線性跨導誤差放大器的一種優(yōu)選方案：第一級的輸出連 接第二級的輸入管NMOS管Mn4的柵極，NMOS管Mn4的源級接電阻R2的一端，電阻R2的另 一端接地，NMOS管Mn4的漏極連接PMOS管Mp5的柵極和PMOS管Mp6的漏極，PMOS管Mp6 的漏極作為誤差放大器的輸出，PMOS管Mp5的源級分別連接PMOS管Mp9的漏極、PMOS管 Mp6的柵極，PMOS管Mp5的漏極接地，PMOS管Mp9作為電流源，PMOS管Mp9的源級接電源， PMOS管Mp9的柵極接嵌位OPA運算放大器模塊中的NMOS管Mn7的柵極，PMOS管Mp6的源 級接電源，PMOS管Mp6漏極接誤差放大器的輸出。
[0012] 有益效果：本發(fā)明公開的一種低功耗線性跨導誤差放大器具有以下有益效果：
[0013] 采用局部源級負反饋技術實現線性跨導，其跨導只與一個電阻有關，從而實現跨 導可調；
[0014] 整個線性跨導誤差放大器在亞閾值區(qū)工作減小靜態(tài)電流，從而減小功耗，實現整 個DC-DC的低功耗甚至超低功耗工作。
【附圖說明】
[0015] 圖1為傳統(tǒng)的誤差放大器電路圖；
[0016] 圖2為本發(fā)明的公開的一種低功耗線性跨導誤差放大器的電路圖；
[0017] 圖3為嵌位OPA運算放大器的電路圖；
[0018] 圖4為第一級輸出局部源級負反饋電路的小信號電路圖；
[0019] 圖5為第二級輸出的小信號電路圖；
[0020] 圖6為本發(fā)明的一種低功耗線性跨導誤差放大器的總的增益相位仿真曲線圖；
[0021] 圖7為本發(fā)明的一種低功耗線性跨導誤差放大器第一級增益相位仿真曲線圖；
[0022] 圖8為本發(fā)明的一種低功耗線性跨導誤差放大器的共模抑制比仿真曲線圖；
[0023] 圖9為本發(fā)明的一種低功耗線性跨導誤差放大器的電源抑制比仿真曲線圖；
[0024] 圖10為本發(fā)明的一種低功耗線性跨導誤差放大器的靜態(tài)電流仿真圖。
【具體實施方式】：
[0025] 下面對本發(fā)明的【具體實施方式】詳細說明。
[0026] 為了實現低功耗，使得運算放大器的負載接外部偏置％_，另外為了實現電流鏡 的負載，使用一個運算放大器OPA嵌位NMOS管Mnl的柵漏級，避免了鏡像極點，對穩(wěn)定性也 有一定的好處；同時在運算放大器的第一級采用局部源級負反饋，可以進一步減小靜態(tài)電 流Iq 0
[0027] 圖3是嵌位OPA運算放大器的具體電路圖，其是實現電路偏置的重要組成部分，偏 置的原理如下：
[0028] 圖2中的尾電流Id3可以比表示為：
[0029] Id3= I 1 + 工2+13 (1)
[0030] 由于Mp4和Mp3的電流鏡鏡像的作用，那么流過Mp4的電流為：
[0032] 而Id4的電流是Vgs5和Vgs8的函數，可表示為：
[0033] Id4= f (Vgs5) = f (Vgs8) (3)
[0034] 同時嵌位OPA的輸出電壓可以表不為
[0035] V0= Vgs5+Vgs8+Vblas (4)
[0036] 由上式可以使嵌位OPA的輸出電壓與Id4達到一種自適應匹配。
[0037] 同樣對于嵌位OPA來說，失調電壓的影響很重要，其公式如下：
[0039] 由上式可知，減小MOS管的過驅動電壓可以減小失調，可知如果MOS偏置在亞閾值 區(qū)，整個運放的失調較小。所以圖3中所示的嵌位OPA通過較低的偏置電壓V blas工作在亞 閾值區(qū)，失調較小。
[0040] 圖4是圖2中中間虛線方框中的小信號電路圖，對于總體的電路，由于Bias電壓 固定，所以輸入差分對管之一的PMOS管Mpl管這條支路電流保持不變，那么對于交流小信 號分析，A點可以認為是交流地。其中gml是輸入管Mp2的跨導、gm2是Mn3的跨導，忽略體 效應，設凈輸入電壓Vin = Vgs，其中gm2為輸入管Mp2的跨導，gm3為反饋晶體管Mn3的 跨導，由于Mp3為共源輸入管，這里Vgs與Vo的相位相反。
[0041] 由小信號電路圖可知，Mn3的漏電流Id如下式表示（忽略溝長調制效應ro )
[0042] Id= gnn3V0= gnn3*(_Vgs*Av) = gnn3*(_Vgs*gnp2ro2) =-gnn3Vgsgnp2ro2 (6)
[0043] Vfb= Vgs+VD= Vgs+(gnn3Vgs-Id)*Rs (7)
[0044] 將⑴式代入⑵式，消去Vgs得到
[0046] 綜上所述：
[0047] Mn3的漏電流Id由Rs唯一確定，再經過Mn4與Mn3的等比例鏡像取出到輸出級。
[0048] 由公式⑶可以得到當Rs增加時，流過Mn3的電流Id減小，可以實現低靜態(tài)電流 和低功耗。
[0049] 圖5是圖2中輸出級（圖2中右邊虛線方框）的小信號電路圖，其中gm4、gm5和 gm6分別是MOS管的Mn4、Mp5和Mp6的跨導，忽略體效應和溝長調制效應，則有如下公式：
[0053] 另外
[0054] gn6V5= -gn4Vgs (11)
[0055] Vin= Vgs+gn6V0R2 (12)
[0056] 聯(lián)立上面4式可得：
[0061] 可知其第二級增益不高，增益主要由第一級電路提供。
[0062] 整個誤差放大器的總增益為
[0063] Avall= Av !=I=Av2^ Av : (15)
[0064] 圖1為傳統(tǒng)的兩級米勒補償的誤差放大器，其工作原理是通過第一級增大增益， 第二級增大擺幅，且所有的MOS管都工作在飽和區(qū)，靜態(tài)電流隨著電源