一種高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)的制作方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及有線以及無線通信領域，特別是一種高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)。
【背景技術】
[0002]目前，在有線和無線通信的最新發(fā)展中，要求Sigma-DeltaADC能不斷增加其輸入信號的帶寬和輸出精確度。MASH結構調制器的每一級都采用固有穩(wěn)定的低階結構，保證了整體系統(tǒng)的穩(wěn)定性，這一特點也使得其在低過采樣率的寬帶應用中成為一個很好的選擇方案。然而提高精確度也就是要提高信噪比，通常可以采取的方式是增加過采樣率、增加電路階數(shù)或者級數(shù)、提高量化器位數(shù)。
[0003]首先，增加過采樣率會帶來很高的采樣頻率Fs，從而增加電路功耗。而且高采樣頻率的實現(xiàn)受到工藝技術的限制。其次，在單環(huán)電路結構中，增加階數(shù)也即是增加積分器的個數(shù)，極易引起系統(tǒng)不穩(wěn)定。對于MASH結構，增加級數(shù)將使得電路形式更為復雜，電路中器件更多，也會增加版圖設計的難度和芯片的面積。此外，多位量化調制器中需要使用多位的DAC，需要額外增加校準器件，將會提升電路的復雜度。因此為了在避免上述問題的同時獲得較高的精確度，可以通過降低噪聲的方式來實現(xiàn)。在現(xiàn)有結構的基礎上，若是能進一步提高電路的噪聲抑制能力，充分減少信號帶內(nèi)的量化噪聲分布，就能獲得理想的精確度?；谶@一思想，提出了本發(fā)明中的創(chuàng)新結構。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004]有鑒于此，本發(fā)明的目的是提出一種高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)，進一步提高電路的噪聲抑制能力，充分減少信號帶內(nèi)的量化噪聲分布，能獲得理想的精確度。
[0005]本發(fā)明的裝置采用以下方案實現(xiàn):一種高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)，包括兩級級聯(lián)的單環(huán)結構，第一級單環(huán)結構包括依次連接的第一積分器、第一加法器、第一量化器Ql以及第一反饋環(huán)路，第一級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)為STF1(Z),噪聲傳遞函數(shù)為NTF1 (z);第二級單環(huán)結構包括依次連接的第二積分器、第二加法器、第二量化器Q2以及第二反饋環(huán)路，第二級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)為STF2 (z)，噪聲傳遞函數(shù)為NTF2 (z);所述高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)還包括一條級間模擬路徑，所述的級間模擬路徑的始發(fā)端與第二級單環(huán)結構的第二積分器的輸入端相連，所述的級間模擬路徑的結束端連接至第一級單環(huán)結構的第一量化器Ql的輸入端；所述的級間模擬路徑上設置有一傳遞函數(shù)H(Z) = 2ζ<-ζ1其中，第一級單環(huán)結構的量化噪聲為E1(Z),第二級單環(huán)結構的量化噪聲為E2(z)，第一級單環(huán)結構的量化噪聲E1(Z)作為第二級單環(huán)結構的輸入信號；所述第一級的第一量化器Ql的輸出與所述第二級的第二量化器Q2的輸出分別經(jīng)第一消除邏輯模塊STF2d(Z)與第二消除邏輯模塊NTFld(Z)連接至第三加法器得到所述高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)輸出Y (z)。
[0006]進一步的，所述第一積分器與第二積分器的傳遞函數(shù)為ITF(Z) = Z-Vd-Z-1)。
[0007]進一步的，所述第一消除邏輯模塊STF2d(Z) = STF2(Z),所述第二消除邏輯模塊NTFld(Z) = NTF1(Z)0
[0008]進一步的，所述第一級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)STF1(Z)等于1，噪聲傳遞函數(shù)NTF1(Z) = K10
[0009]進一步的，所述第二級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)STF2(Z)等于1，噪聲傳遞函數(shù)NTF2(Z) = K10
[0010]與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明在原有的基本MASH結構的基礎上，通過在調制器的兩級間增加一條額外的模擬路徑，可實現(xiàn)調制器的噪聲整形階數(shù)增加二階。在具備高噪聲抑制能力的同時也提高了電路的利用率，簡化了電路的復雜度。
【附圖說明】
[0011]圖1為本發(fā)明的系統(tǒng)框圖。
[0012]圖2為本發(fā)明的實施例應用于MASH 1_1結構的系統(tǒng)框圖。
[0013]圖3為本發(fā)明實施例的輸出信號頻譜波形。
[0014]圖4為本發(fā)明實施例的SNDR隨輸入信號幅度變化曲線。
[0015]圖5為本發(fā)明實施例的Z—1模塊的電路結構圖。
[0016]圖6為本發(fā)明實施例的Z—2模塊的電路結構圖。
【具體實施方式】
[0017]下面結合附圖及實施例對本發(fā)明做進一步說明。
[0018]如圖1所示，本實施例提供了一種高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)，包括兩級級聯(lián)的單環(huán)結構，第一級單環(huán)結構包括依次連接的第一積分器、第一加法器、第一量化器Ql以及第一反饋環(huán)路，第一級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)為STF1 (z)，噪聲傳遞函數(shù)為NTF1 (z);第二級單環(huán)結構包括依次連接的第二積分器、第二加法器、第二量化器Q2以及第二反饋環(huán)路，第二級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)為STF2(z)，噪聲傳遞函數(shù)為NTF2(z);所述高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)還包括一條級間模擬路徑，所述的級間模擬路徑的始發(fā)端與第二級單環(huán)結構的第二積分器的輸入端相連，所述的級間模擬路徑的結束端連接至第一級單環(huán)結構的第一量化器Ql的輸入端；所述的級間模擬路徑上設置有一傳遞函數(shù)H(Z) = 2ζ<-ζ1其中，第一級單環(huán)結構的量化噪聲為E1(Z),第二級單環(huán)結構的量化噪聲為E2(z)，第一級單環(huán)結構的量化噪聲E1(Z)作為第二級單環(huán)結構的輸入信號；所述第一級的第一量化器Ql的輸出與所述第二級的第二量化器Q2的輸出分別經(jīng)第一消除邏輯模塊STF2d(Z)與第二消除邏輯模塊NTFld(Z)連接至第三加法器得到所述高二階級聯(lián)結構Sigma-Delta調制器系統(tǒng)輸出Y (z)。
[0019]在本實施例中，所述第一積分器與第二積分器的傳遞函數(shù)為ITF(Z) = Z-1/(l_z O。
[0020]在本實施例中，所述第一消除邏輯模塊STF2d(Z) =STF2(Z),所述第二消除邏輯模塊 NTFld (z) =NTF1(Z)0
[0021]在本實施例中，所述第一級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)STF1(Z)等于1，噪聲傳遞函數(shù) NTF1 (z) = 1-z'
[0022]在本實施例中，所述第二級單環(huán)結構的信號傳遞函數(shù)STF2(Z)等于1，噪聲傳遞函數(shù) NTF2 (z) = 1-ζΛ
[0023]較佳地，本實施例中，如圖1所示，X(Z)為輸入信號，E1(Z), E2(z)為量化噪聲，Y(z)為輸出信號。其中Lnl(Z)和Lsl (z)模塊為第一級調制器的環(huán)路濾波器，對于低通輸入信號，濾波器模塊通常用一個或幾個積分器來實現(xiàn)，積分器傳遞函數(shù)表示為ITF(Z) = Z-1/(Ι-z—1)。濾波器將噪聲推出信號帶外，從而實現(xiàn)噪聲整形。Ql對信號進行量化，通常由比較器來實現(xiàn)。量化過程中產(chǎn)生的量化噪聲在頻域模型中等效為加性白噪聲。第一級的量化噪聲E1 (z)作為第二級的輸入信號。STF2d(Z)和NTFld(Z)組成數(shù)字消除邏輯模塊，為了消除E1(Z)保留E2(z)，要求數(shù)字模塊和模擬部分有較好的匹配效果，使得STF2d(Z) = STF2(Z),NTFld(Z) =NTF1 (z)o除此之外還具有一條級間模擬路徑。該路徑由第二級積分器前端連接到第一級的量化器前端。該路徑上包含一個傳遞函數(shù)H(Z) =2夕-2_2的模塊，使得級聯(lián)結構調制器的第一級也起到了噪聲整形的作用。
[0024]特別的，將第一級中積分器和數(shù)字邏輯模塊用具體的結構實現(xiàn)，得到電路結構如圖2。如圖2所示，圖2中除了級間路徑之外的基本結構為一個MASH 1-1結構。該結構第一級為信號傳遞函