專利名稱：一種減弱放大器中的過零失真和噪聲的方法,一種放大器,以及該方法和該放大器的使用的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種減弱放大器中的噪聲和過零失真的方法，該放大器包括兩個脈寬調制器，一個模擬或數字信號在該調制器中被脈寬調制，以提供被脈寬調制的小信號，其中脈寬調制器的輸出分別代表一個未反相的模擬或數字輸入信號，以及一個反相的模擬或數字輸入信號，分別控制兩組開關，這兩組開關借助于一個外部電壓，向一個負載提供兩個脈寬調制的大信號，這兩個脈寬調制的大信號與脈寬調制的小信號成正比，以便生成一個BD類型的脈寬調制的大信號。
本發(fā)明還涉及一個放大器，它具有用于減弱噪聲和過零失真的裝置，而且該型放大器包括一個脈寬調制器，用于脈寬調制一個反相和未反相的模擬或數字信號，以提供兩個脈寬調制的小信號，所述脈寬調制的小信號被供給用于連接和斷開一個外部電壓的兩組開關，以為一個負載提供一個脈寬調制的大信號。
本發(fā)明最后還涉及該放大器的使用。
用于音頻使用的傳統放大器放大音頻信號，并在揚聲器上形成聲像。然而這些放大器的功率效率并不高。因此，放大器要根據其它原理來構成。
這些高效率的放大器包括，例如基于脈寬調制的放大器，它們也稱為D類放大器。
這種放大器由一個脈寬調制器、一組或多組開關，以及一個低通濾波器組成。
D類放大器的原理為，一組或多組開關，根據一個信號，如音頻信號的幅度，被開合以分別接通和斷開。音頻信號的信息由此并轉換為多個脈沖，這些脈沖嚴格對應于該音頻信號的信息。
脈寬調制放大器理論上線性很強，因此失真很小，但它在實際的實現中顯示出了非線性，這使得如果不能建立一個強大的負反饋的話，脈寬調制放大器不適合在高保真放大器上使用。
然而，在脈沖調制的放大器中建立反饋系統不是件易事，因為在低通濾波器之前進行的負反饋給系統增添了不少噪聲。
另外，作為負載阻抗的揚聲器，被結合到反饋信號中，而且由于負載阻抗可能極依賴于所選的揚聲器，因此使得反饋系統的設計難上加難。
脈寬調制可分為多種調制類型。最常使用的為AD類和BD類調制。AD類調制是一種只使用兩個離散電平，如，1和-1的調制形式。在AD類的調制放大器中，施加到負載的電壓或為正電源電壓，或為負電源電壓。
BD類調制可視為兩個AD類調制器的差分耦合，即信號輸入的不反相和反相兩種型式同時被脈寬調制。負載接著差分連接被兩個AD類放大器控制的兩個輸出級的輸出。
BD類操作在許多方面都有優(yōu)點，即許多噪聲影響通過差分操作消除，而且偶次非線性通常也被消除。
然而，在現有技術中可看到，BD類放大器受交叉失真，以及輸入信號零轉換附近更大噪聲的影響。
在BD類脈寬調制放大器中出現的大量衍生物，是由于脈寬調制器與輸出模塊中的半橋之間的干擾造成的，這導致音頻信號的交叉失真(過零失真)，以及音頻信號中出現噪聲。過零失真和噪聲的產生是因為兩個差分脈寬調制信號的波形、特別是脈沖沿交互作用，尤其是當音頻信號的零轉換期間，脈沖沿接近于同時出現時。
具體來看，兩個相當靠近的脈沖波前中首先出現的脈沖沿干擾第二個沿的生成，以便第二個沿稍微延遲或暫時提前。應注意，該現象主要發(fā)生在兩個調制器和半橋在一個小于電路所確定的時間常數的時間周期內被轉換時。
如上所述，線性化脈寬調制放大器的已知方法要求使用強大的負反饋。這些方法尤其不適合家用放大器，因為對家用放大器來說，復雜度低，以及對大部分負載都通用的設計標準很重要。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種方法，它通過考慮半橋和其相應的控制電路之間的干擾，以及通過進一步最小化這種干擾，能線性化D類放大器。因此就可能生產出低復雜度的脈寬調制放大器。
本發(fā)明的這個目的是通過權利要求1的前序部分定義的方法來實現的，該方法的特征在于，當模擬或數字信號接近于值0時，提供給開關的脈沖的切換時間將被分隔。這可通過施加一個恒定時延到控制信號的切換時間，以便它們在生成的音頻信號值稍微不同于0時同時發(fā)生。
當如權利要求2所述，該分隔的執(zhí)行是通過延遲表示相對于模擬或數字信號反相部分的、模擬或數字信號的未反相部分的脈沖，或是通過延遲表示相對于模擬或數字信號未反相部分的、模擬或數字信號的反相部分的脈沖時，該電路的技術優(yōu)勢得以實現，即放大器的非線性范圍從音頻信號的過零移動到一個更高的信號電平。放大器的非線性范圍因此只在生成的音頻信號超過非線性范圍所在的信號電平時才受影響。這樣的優(yōu)點是，相對于所生成的音頻信號的電平，放大器的非線性可減小到最小顯著水平?？蓪崿F的另一優(yōu)點為，在空閑操作中放大器的噪聲電平可大大降低，而且其音量比純AD或BD類操作要低。該調制形式在下文中稱為ABD類，因為該調制同時具有AD和BD類調制的特征。
當如權利要求3所述，該分隔的執(zhí)行是通過暫時延遲相對于調制反相信號的脈寬調制器中的載波信號的、調制未反相信號的脈寬調制器中的載波信號，或是通過暫時延遲相對于調制未反相信號的脈寬調制器中的載波信號的、調制反相信號的脈寬調制器中的載波信號時，該電路的技術優(yōu)勢得以實現，即，放大器的非線性范圍從音頻信號的過零移動到一個更高的信號電平。放大器的非線性范圍因此只在生成的音頻信號超過非線性范圍所在的信號電平時才受影響。這樣的優(yōu)點是，相對于所生成的音頻信號的電平，放大器的非線性可減小到最小顯著水平。可實現的另一優(yōu)點為，相對簡單的電路改進使得，在空閑操作中放大器的噪聲電平大大降低，而且其調制比純AD或BD類操作要低。
當如權利要求4所述，傳輸表示模擬或數字信號的反相和未反相部分的脈沖的電路，再次被分隔，以便信號之間的串話盡可能減弱時，這些脈沖之間的時延可盡可能縮短。
另外，當如權利要求5所述，通過分隔提供給脈寬調制器的電壓，以及表示模擬或數字輸入信號的未反相和反相部分的開關，可減小干擾，另外，切換時脈沖間的相互影響也可減小。
如權利要求6所述，如果通過在脈寬調制器和表示模擬或數字輸入信號的未反相和反相部分的開關之間提供電屏蔽，能進行衰減，那也是一個優(yōu)點。
如權利要求7所述，噪聲和過零失真也可減小，即通過在脈寬調制的小信號被施加到表示模擬或數字輸入信號的未反相和反相部分的開關組之前，重復計時該脈寬調制的小信號，來衰減噪聲和過零失真，由此確保由于缺乏電分隔/屏蔽而感應的瞬時誤差盡可能最大程度地減小。
如權利要求8所述，該脈寬調制的小信號為均衡的差分信號，噪聲和過零失真也可得到減弱。差分輸入減小了對由控制信號上共模電壓生成的誤差的敏感度，從而由放大器上其它部分的電壓偏移引起的暫時誤差可減小。
如上所述，本發(fā)明還涉及一種放大器。
這種放大器的特征在于，用于減弱過零失真和噪聲的裝置是通過一個時延電路形成的，該時延電路或者延遲表示相對于模擬或數字信號的反相部分的、模擬或數字信號的未反相部分的脈沖，或者延遲相對于表示模擬或數字信號的未反相部分的脈沖的、表示模擬或數字信號的反相部分的脈沖。
由此產生了一種放大器，在這種放大器中，過零失真和噪聲可減少到最小，而無需復雜的反饋步驟。
該放大器的合適實施例在權利要求10和11定義，這將結合方法權利要求進行解釋。
在這種結合中，注意如權利要求12所述，放大器有多個音頻信道，而且輸入到通道中半橋的信號被單獨延遲，這就不僅使放大器通道的非線性范圍從音頻信號的過零處偏移到一個更高電平，而且使音頻通道間的串話被偏移到更高的音頻電平。這樣的優(yōu)點是，每個放大器通道的空閑噪聲可最小化到單個放大器通道的電平，而且通道間的串話能轉移到更高的音頻信號電平。
如上所述，本發(fā)明涉及該方法以及該放大器的使用。這些使用在權利要求13-15定義。
根據這些權利要求的使用，允許一種比傳統使用的結構還要更為簡單的結構，在模擬以及數字型的脈寬調制放大器中反饋。
下面將參考附圖中所示的一個實施例，來更充分地解釋本發(fā)明，其中

圖1示出了根據現有技術的BD類放大器的方框圖。
圖2示出了當一個音頻信號提供給圖1中的放大器時，如何生成一個BD類脈寬調制的信號的原理圖。
圖3示出了作為輸入信號幅度的函數的一個誤差信號的例子。
圖4示出了根據本發(fā)明，利用未反相分支(B)中插入一個時延ΔT，BD類放大器的方框圖。
圖5示出了圖4的方框圖中引入的時延效果。
圖6示出了作為圖4中放大器的幅度的函數的一個誤差信號的例子。
在圖1中，標記1表示生成音頻信號15的音頻信號生成器，而標記2和標記3分別表示一個反相塊和一個未反相塊。反相的和未反相的信號以一種已知方式在數字或模擬脈寬調制器4和5被脈寬調制。
在脈寬調制器中生成的信號，其輸出信號用于控制半橋(開關組)8和9。圖1中的系統工作于BD類操作。脈寬調制的功率信號，例如它描述一個由高頻脈沖表示的音頻信號，被解調且提供給一個在此由標記10所示的負載。
圖2原理性地示出了脈寬調制器4和5中的脈寬調制，是如何分別作為具有未反相和反相信號部分的信號的函數而產生的。注意兩個輸出12和13的脈沖沿與零信號幅度15同時發(fā)生。
圖3示出了由于脈沖沿的干擾而引起的誤差/噪聲信號。注意由于脈沖沿同時出現，誤差集中在輸入信號幅度的零轉換附近。
該誤差信號描述了與線性的偏離，而且在音頻信號的零轉換期間有高的幅度。原因在于，緊跟一個脈沖沿后，在放大器電路中有大量的擾動，這是由涉及切換一個D類輸出級的大型電壓和電流瞬變引起的。該擾動同時影響了相對調制器和半橋中的信號的定時和波形，尤其是當相對的調制器和半橋切換之后不久。例如，一個脈沖沿轉換能在相反極性(另一調制器/半橋)的信號路徑中引起一個輕微的傳播時延調制。該時延調制使得一個非線性誤差信號被引入到負載上所生成的信號中。這個調制隨兩組調制器/半橋的脈沖沿之間的定時強烈變化。
所述的影響解釋了所觀察到的誤差信號，其中誤差能量局限在輸入信號的零轉換附近，在此兩個調制器/半橋部分的脈沖沿幾乎同時出現。這種誤差信號引起了大量的交叉失真，因為與低幅音頻輸入相比，該誤差電平很高。這種交叉失真在高質量的音頻系統中是極不受歡迎的。
此外，誤差信號的本質也增加了放大器輸出中的噪聲。這尤其對利用噪聲成型的數字調制放大器是確實存在的，在零轉換附近強大而局限的非線性，使得頻譜型噪聲被調制為聲波范圍。
相反，對一個純AD類的調制放大器來說，誤差信號在滿刻度音頻信號電平時具有最高的幅度，而且導致產生一個隨信號電平增加的失真測量，即，AD類調制不產生交叉失真。這種失真特性被理解為更動聽。
然而，與BD類調制放大器相比，AD類調制放大器的典型信噪比要小。其原因是，BD類操作所固有的差分耦合消除了許多共模噪聲源，以及理論上所有非線性的偶次階。
圖4原理性地示出了一個純BD類調制放大器在零信號輸入時的同時切換，如何通過在開關組的切換時間之間引入一個時延ΔT(標記7)來避免。這個時延的效果也在圖5示出，在此脈沖沿只在更高信號幅度時出現。引入這種時延的效果在于，它分隔了用于零音頻信號輸入的兩組調制器/半橋的脈沖沿。
這意味著該誤差信號從音頻信號的過零處被移走，且集中在如圖6所示的一個更高的音頻信號幅度電平。這有效地減小了失真比，因為誤差能量保持不變，而音頻信號在失真產生前必須具有一定的最小幅度，即信號和失真分量之比更高。
時延ΔT因此具有實現一個脈沖調制的大信號的效果，它同時包含AD類和BD類特性，在此稱為ABD。實際上，當去除交叉失真時--類似與AD類調制，ABD類調制具有與BD類調制相似的低噪聲特性。
應注意，在這個聯系中，時延ΔT對生成的低通濾波的輸出信號影響很小。
由于兩組調制器/半橋都攜帶信號信息，因此時延的效果為具有下述傳輸函數的音頻信號的線性濾波(公式1)H(ω)=*(1+e-jωΔT)由于與最高音頻頻率的周期(如，20KHz對應周期50μs)相比，ΔT通常很小(如50ns)，因此根據公式1的幅度誤差也很小(即對上面提到的例子，為0.03dB的數量級)。
由于消除了共模誤差源，BD類調制的優(yōu)點因此如前所述。
當時延ΔT被引入時，這個消除不再有效，而且傳輸函數可由下述公式表述公式(2)G(ω)=*(1-e-jωΔT)然而，根據上述的論據，在聲波范圍內可實現的有效消除誤差通常很小(對上面例子中所使用的ΔT=50，在20KHz時近似為-50dB)。
為盡可能限制瞬時時延ΔT，可在兩組調制器/半橋的兩個信號路徑之間再次提供電屏蔽。
最好是兩個信號路徑彼此分隔開。分隔得越開，調制器/半橋間出現的干擾越小，而且能得到更低的噪聲和失真。典型的干擾源為a)對數字調制器，通過時鐘線擾亂。
b)對模擬調制器，通過載波擾亂。
c)通過控制邏輯和半橋的電源擾亂。
d)由IC封裝的零點跳躍引起的干擾。
e)由電磁輻射的引起干擾。
這些干擾可通過下述工作最小化-在半橋之前重新計時控制信號。
-為半橋和控制信號濾波和分隔電源線。
-為兩組調制器/半橋使用分立的IC封裝。
-使用差分傳輸控制信號。
從前面的描述可以理解的是，本發(fā)明提供的放大器很通用，而且復雜度很低。
放大器可設計成用于多種類型的負載，而不影響放大器的性能。
另外，該放大器的生產尺寸可小于傳統的放大器，因為它效率高，而且由此避免發(fā)出不希望有的高熱量。
權利要求
1．一種減弱放大器中的噪聲和過零失真的方法，該放大器包括兩個脈寬調制器，一個模擬或數字信號在該調制器中被脈寬調制，以提供脈寬調制的小信號，其中脈寬調制器的輸出分別表示一個未反相的模擬或數字輸入信號，以及一個反相的模擬或數字輸入信號，這兩個信號分別控制兩組開關，這兩組開關利用一個外部電壓，向一個負載提供兩個脈寬調制的大信號，這兩個脈寬調制的大信號與該脈寬調制的小信號成正比，該方法的特征在于，當模擬或數字信號接近于0值時，提供給開關的脈沖的切換時間將被分隔開。
2．根據權利要求1的方法，其特征在于，該分隔是通過延遲表示相對于該模擬或數字信號反相部分的、模擬或數字信號的未反相部分的脈沖，或是通過延遲表示相對于該模擬或數字信號未反相部分的、模擬或數字信號的反相部分的脈沖執(zhí)行的。
3．根據權利要求1的方法，其特征在于，該分隔是通過暫時延遲相對于調制反相信號的脈寬調制器中的載波信號的、調制未反相信號的脈寬調制器中的載波信號，或是通過暫時延遲相對于調制未反相信號的脈寬調制器中的載波信號的、調制反相信號的脈寬調制器中的載波信號執(zhí)行的。
4．根據權利要求1、2或3的方法，其特征在于，傳輸表示模擬或數字信號的反相和未反相部分的脈沖的電路，被再次分隔，以便信號之間的串話盡可能減弱。
5．根據權利要求4的方法，其特征在于，通過在提供給脈寬調制器的電壓之間，以及表示模擬或數字輸入信號的未反相和反相部分的開關之間提供分隔，可減小干擾。
6．根據權利要求4的方法，其特征在于，通過在脈寬調制器和表示模擬或數字輸入信號的未反相和反相部分的開關之間提供電屏蔽，可減小干擾。
7．根據權利要求4的方法，其特征在于，通過在脈寬調制的小信號被施加到表示模擬或數字輸入信號的未反相和反相部分的開關組的前一刻，重新計時該脈寬調制的小信號，可減小干擾。
8．根據權利要求1-7的方法，其特征在于，該脈寬調制的小信號為均衡的差分信號。
9．一種放大器，具有用于減弱噪聲和過零失真的裝置，而且該型放大器包括一個脈寬調制器，用于脈寬調制一個反相和未反相的模擬或數字信號，以提供兩個脈寬調制的小信號，所述脈寬調制的小信號提供給用于連接和斷開一個外部電壓的兩個開關組，以向一個負載提供一個脈寬調制的大信號，該放大器的特征在于，用于減弱過零失真和噪聲的裝置是通過一個時延電路形成的，該時延電路延遲表示相對于該模擬或數字信號反相部分的、模擬或數字信號的未反相部分的脈沖，或者延遲表示相對于該模擬或數字信號未反相部分的脈沖的、表示模擬或數字信號的反相部分的脈沖。
10．根據權利要求8的放大器，其特征在于，分別傳輸表示模擬或數字信號的未反相部分和反相部分的脈沖的信號路徑，彼此再次被分隔開。
11．根據權利要求8的放大器，其特征在于，分別傳輸表示模擬或數字信號的未反相部分和反相部分的脈沖的信號路徑，彼此再次被電屏蔽開。
12．根據權利要求9-11的放大器，其特征在于，放大器有多個音頻通道，而且輸入到通道中半橋的信號被單獨延遲。
13．在一個反饋系統中，使用根據權利要求1-12的方法和放大器。
14．在一個模擬D類放大器中，使用根據權利要求1-12的方法和放大器。
15．在一個數字D類放大器中，使用根據權利要求1-12的方法和放大器。
全文摘要
根據本發(fā)明,提供一種方法和放大器,例如D類放大器,尤其是聯結為BD類放大器,其中一個音頻信號在兩組開關被脈寬調制,這兩組開關用于接通和斷開傳輸表示音頻信號未反相和反相部分的脈沖的信號路徑,它包括減弱的噪聲和過零失真,而噪聲和過零失真是由放大器中調制器和控制電路部分之間的串話引起的。當音頻信號處于在0值附近時,通過分別延遲相對于另一的音頻信號的、該音頻信號的未反相部分和反相部分,可減弱噪聲和過零失真,從而能調制包含同時來自AD和BD類的脈寬調制特性的音頻信號。這樣的優(yōu)點是,在低信號電平處,該放大器獲得了AD類放大器在過零處的線性特性,以及BD類放大器的低噪聲特性。該脈寬調制型在此稱為ABD類。
文檔編號H03F3/217GK1311918SQ99809108
公開日2001年9月5日 申請日期1999年7月23日 優(yōu)先權日1998年7月24日
發(fā)明者尼爾斯·安德斯克夫, 拉斯·里斯博 申請人:托加塔技術有限公司