專利名稱：用數(shù)字預測編碼器對帶通信號采樣、下變頻和數(shù)字化的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及利用數(shù)字信號處理技術設計無線接收器的領域。
下面是有關本發(fā)明的參考資料[1]F.de Jager，“Δ調制--利用單元碼進行PCM傳輸?shù)姆椒ā盤hilipsRes.Repts.,vol.7,pp.442-466；1952。[2]H.S.McDonald，“脈沖編碼調制和差分脈沖編碼調制編碼器”1970美國專利第3,526,855號(1968年申請)。[3]R.Steele,Δ調制系統(tǒng)，New York；Wiley,1957。[4]H.Inose,Y.Yasude，和J.Murakami，“遙測系統(tǒng)編碼調制--Δ-∑調制”IRE Trans.Space Elect.Telemetry,vol.SET-8,pp.204-209,Sept.1962。[5]S.K.Tewksbury，和R.W.Hallock，“過采樣線性預測和N＞1階的噪聲-整形編碼器”，IEEE Trans.Circuits Sys.,vol.CAS-25,pp.436-447,1978年7月。[6]D.B Ribner，“多級帶通Δ-∑調制器”IEEE.Trans.Circuits Sys.,vol.41,no.6,pp.402-405,1994年6月。[7]A.M.Thurston，“數(shù)字無線電的∑-Δ頻(IF)A-D轉換器”GECJournal of Research Incorporating Marconi Review and Plessey ResearchReview,vol.12,no.2,pp.76-85,1995。[8]N.van Bavel et al.，“蜂窩式電話的模擬/數(shù)字接口”IEEE CustomIntegrated Circuits Conference,pp.16.5.1-16.5.4,1994。
在射頻(RF)接收器的工作中使用數(shù)字信號處理(DSP)技術具有許多優(yōu)點。然而，這些優(yōu)點的利用在很大的程度上依賴于有效地將信號從模擬量轉換到數(shù)字量的能力。
在傳統(tǒng)的射頻(RF)接收器中，利用模擬電路，經(jīng)過一種或多種到中頻(IF)的轉換，被接收的信號被下變頻為同相(I)和正交(Q)基帶成分，然后利用一對脈沖編碼調制器(PCM)型工作在基頻的模擬到數(shù)字A/D轉換器轉換到數(shù)字域。在使用這種設計方案時存在多種衰變源，它們限制了能實現(xiàn)的性能。用來將信號混頻成為I和Q基帶成分的本地振蕩器內的任何相位誤差都將會降低接收器在高于中頻和低于中頻的信號成分之間的區(qū)分能力。例如，獲得(I-Q)的40分貝的識別率要求這些本地振蕩器的正交相位差在0.5°以內，包括由老化、溫度以及制造公差引起的所有漂移。這一相位精度必須保持在一對模擬通道的自始至終，并包括A/D轉換功能。與其相似，兩個模擬通道的振幅響應，包括兩個A/D轉換器之間的任何增益失配，必須很好地被匹配，以保持接收器的(I-Q)的區(qū)別。再者，為了獲得40分貝的識別率，兩個通道的振幅響應的匹配高于0.1分貝是必要的。這一容限是可能的，并且通過使用例行的調試可以超過這個容限；然而，在一對數(shù)字通道中經(jīng)常能夠獲得這樣的容限，因此可以提供直接對IF信道的數(shù)字化的功能，從而完全避免了這些平衡問題。
使用傳統(tǒng)的PCM型多位A/D轉換器對被接收的IF信號進行直接的A/D轉換的設計方案不需要IF/基帶模擬電路。雖然在靈敏的RF電路旁邊設置大量的高速數(shù)字開關會引起干擾，但是通常認為其潛在的優(yōu)點超過了新的設計上的難點。對于IF信號進行數(shù)字化處理所產(chǎn)生的另外一個問題是需要進行高速A/D轉換，一種與在接收器的前級需要更高的線性混合在一起的問題。傳統(tǒng)的多為A/D轉換器具有這樣的性質，即可以得到的信號帶寬等于采樣頻率的二分之一，小于考慮到防混濾波的余量。轉換器的帶寬和分辨率的乘積(或動態(tài)范圍)用來衡量轉換器的性能，并且它一般將反映在設計所述裝置的難度，以及其市場的價格上。因為與其載波頻率相比，通常的IF信號是窄帶的，所以，使用寬帶多位轉換器不能代表對于一個非常特殊的問題的最佳的編碼方案。某種對A/D轉換器處理的大大的簡化能夠通過使它以二次采樣的方式工作、使得載波頻率高于采樣頻率來實現(xiàn)。然而，用這種方法達到設計目標的帶寬和動態(tài)范圍需要加強轉換之前的通道濾波，以防止其它通道由于混淆進入通頻帶而導致成本和功耗的增加。
雖然傳統(tǒng)上是基于基帶信號、特別是音頻信號而工作的，但是根據(jù)預測和插值編碼(諸如，Δ轉換和∑-Δ轉換)設計的A/D轉換器顯示了其具有吸引力的特性(見前面的參考資料)。首先，它們是一種過采樣編碼技術，即通過時間的精確量化，而不是電平的精確量化來實現(xiàn)編碼的精度。因此，對于給定的采樣頻率，與標準的脈沖編碼調制(PCM)技術相比，其可用帶寬大大降低，并且通過適合于低容限元件的簡化設計反映出需求上的這種折衷的考慮。一般來說，這種轉換器所需要的模擬濾波因此比較簡單。
這種編碼類型的第二個優(yōu)點是它們所固有的線性特性。多位轉換器非常容易受到元件公差的影響，并且要避免模擬和數(shù)字域之間的非線性映射是困難的。一種消除這種影響的非常有效的方法是利用高電平附加高頻脈動，它將有效地從輸入信號中去掉非線性相關性，并將所述影響減小成為一種微弱的噪聲源。這一技術可以用來消除編碼器中的非線性影響，但是，最終限制其性能的是PCM編碼，并且這本身能夠產(chǎn)生高度地相關的畸變，這在包括均勻地隔開的無線電信道的應用場合中也很可能是困難的。
很多作者已經(jīng)提倡在高頻IF的模擬量到數(shù)字量的轉換中使用內插值型的編碼器(即，∑-Δ轉換器)，象上面所述參考資料中的最后兩個作者。雖然這些技術的優(yōu)點被這些作者描述的很清楚，但是對于一個著眼于降低成本，并以降低功耗為目標的設計者來說仍然必須克服很多實施上的挑戰(zhàn)。在這些挑戰(zhàn)中最突出的是這樣一個事實，雖然這些技術最終產(chǎn)生IF信號的過采樣信號位(l-bit)數(shù)字表示，但是必須首先將所述信號從其模擬連續(xù)時間表示轉換成為模擬離散時間表示，在被映射到數(shù)字域(即量化或數(shù)字化)之前，所述信號將由精細的離散時間模擬電路進行處理。而且，要實現(xiàn)由這些技術所提供的高動態(tài)范圍和低量化噪聲的優(yōu)點需要執(zhí)行高階的編碼回路，這將大大地增加復雜性。
本發(fā)明使用預測編碼原理來實現(xiàn)簡單的下變頻A/D轉換器。通過在預測環(huán)路中設置采樣器，利用DSP技術能夠實現(xiàn)預測環(huán)形濾波器，因此，消除了由于使用離散時間模擬電路所造成的復雜性。然后，通過使用D/A轉換器將預測環(huán)形濾波器的輸出再影射到模擬域，從輸入模擬量信號中減去預測濾波器輸出信號以產(chǎn)生預測誤差信號。因此，通過直接對預測誤差信號進行采樣并使用廉價的多位D/A轉換器將預測環(huán)形濾波器的輸出轉換成為模擬量，本發(fā)明避免使用離散時間模擬電路而大大降低了轉換器設計的復雜性。
在預測環(huán)路的操作中主要使用DSP技術，這樣可以利用這些技術所提供的靈活性來適應數(shù)字預測環(huán)路的特點，與輸入信號相匹配。這樣利用低階并相對簡單的預測環(huán)路就可獲得更高的動態(tài)范圍和更低的量化噪聲性能。
本發(fā)明通過利用所述環(huán)路的數(shù)字輸出以產(chǎn)生用來控制設置在預測環(huán)路輸入端前面的可變增益放大器的信號，更進一步地擴大了數(shù)字預測編碼器的動態(tài)范圍。
此外，所述轉換器通過裝入用來給出由各種電路所產(chǎn)生的偏移的估計值的零偏移數(shù)字信號處理元件，大大地增強了的直流(DC)偏移性能。通過將這種偏移的估計值以數(shù)字的方式與預測濾波器的輸出相結合，在采樣器的輸入端引入所述偏移的估計值。
本發(fā)明主要在四個方面與先有技術一節(jié)中列舉的參考資料中所描述的先有技術不同。第一，在預測環(huán)路內部設置采樣器使得可以利用DSP技術來實現(xiàn)預測濾波器，因此，降低了整個轉換器的復雜性，增加了對于預測濾波器的特性進行重新編程的靈活性，使轉換器的動態(tài)范圍和噪聲性能得到改進。第二，使預測編碼器工作在分諧波方式使得預測環(huán)路能夠將信號下變頻，并且進一步降低了用于實現(xiàn)預測數(shù)字濾波器的數(shù)字邏輯的復雜性。第三，使用預測環(huán)路的輸出信號來控制施加于輸入信號上的增益電平使得能夠進一步增加轉換器的動態(tài)范圍。第四，安裝機內零偏移器，消除了由于電路的缺陷所產(chǎn)生的偏移，大大地改善了模數(shù)轉換過程的DC偏移性能。


圖1是本發(fā)明下變頻數(shù)字化轉換器的方框圖。
圖2是圖1中采樣器的詳細方框圖。
圖3是圖1中預測濾波器的一般的結構圖。
圖4表示了圖3的典型的濾波器級的z-平面圖，所述預測濾波器元件中的每一級都是以二階濾波器的形式來實現(xiàn)的。
圖5是說明通過將預測濾波器的階數(shù)從一增加到二所獲得的動態(tài)范圍和檢測帶寬的改進的曲線圖。
圖6是自動增益控制(AGC)環(huán)路的方框圖。
圖7說明圖1的數(shù)字正交混頻器的最佳方案。
圖8是零偏移器環(huán)路的方框圖。
圖9是用來圖解說明本發(fā)明的具體實施的方框圖。
圖10是在沒有自動增益控制環(huán)路作用的情況下由圖9的示范性的實施例的集成電路所獲得的表示動態(tài)范圍測量結果的曲線圖。
在大多數(shù)的接收器的設計中，將被接收和調制的信號下變頻到中頻(IF)，并對它進行濾波選出所希望的信號，去掉感生噪聲和干擾的不想要的相鄰信號和通道。在現(xiàn)代接收器中，下變頻后的IF必須被進一步下變頻為基帶并數(shù)字化，然后，由數(shù)字解調器進行處理。直接對IF信號采樣以及處理所得到的采取后的IF信號所需要的高處理過程吞吐量所產(chǎn)生的多種技術問題推動了對基帶信號進行處理的需求。
最近在帶通采樣上已經(jīng)出現(xiàn)了先進的技術。他們提出了直接對IF信號采樣的概念。這些技術通常使用模擬電路來實現(xiàn)將IF信號轉換到數(shù)字域，由于這一趨勢將遇到幾個設計上的困難，要克服這些困難，則將導致實現(xiàn)起來更加昂貴。
本發(fā)明介紹一種用于模數(shù)轉換器的新的設計方案，它能夠對調制載波(IF)信號進行采樣，并下變頻為基帶。本發(fā)明所包括的下變頻數(shù)字化轉換器實現(xiàn)下面三個過程1．將調制IF信號轉換成為數(shù)字表示(即，數(shù)字化)。
2．將調制IF信號下變頻為基帶同相和正交分量的數(shù)字表示。
3．對處理過的調制IF信號幅度進行自動控制，以便擴大數(shù)字化處理的動態(tài)范圍，把量化噪聲減至最小。
圖1是本發(fā)明的下變頻數(shù)字化轉換器的方框圖，它包括下列元件1．數(shù)字控制可變增益放大器(200)，所述放大器根據(jù)增益控制邏輯電路(300)所產(chǎn)生的控制信號調整調制IF輸入信號(100)的幅度。
2．增益控制邏輯元件(300)，它將預測濾波器的輸出信號(410)轉換成為控制信號(310)，所述控制信號用來設置可變增益放大器(200)的增益值。
3．模擬量加法元件(500)，它通過將放大器輸出信號(210)所述數(shù)字加法元件(1200)的輸出信號在利用數(shù)字量模擬量轉換器(DAC)(700)轉換成為模擬表示之后相組合，產(chǎn)生誤差信號(510)。
4．采樣元件(800)，它將誤差信號(510)轉換成為數(shù)字表示(810)。
5．預測數(shù)字濾波器(400)，它利用采樣誤差信號(810)的混淆(aliased)分量(810)構成調制IF輸入信號(100)的數(shù)字表示的預測值。
6．零偏移器元件(600)，所述元件計算由于操作所產(chǎn)生的偏移值，并提供給數(shù)字加法元件(1200)一種修正信號。
7．數(shù)字加法元件(1200)，所述元件將偏移修正信號(610)的反信號(inverse)與預測濾波器的輸出(410)相加，以便提供DAC輸入信號(1210)。
8．數(shù)字模擬轉換器(DAC)元件(700)，它將數(shù)字加法元件(1200)的數(shù)字輸出(1210)轉換為模擬表示(710)。
9．數(shù)字正交混頻器(900)，它將預測濾波器的輸出(410)混頻為基帶同相(I)(910)和正交(Q)(920)數(shù)字分量。
10．分別為同相(I)(910)和正交(Q)(920)基帶輸出信號提供的兩個速率衰減濾波器(1000,1100)，它們用來(a)濾掉不要的混淆分量；(b)將采樣速率減小到與調制信號的帶寬相當。
整個下變頻數(shù)字轉換器具有模擬量部分、數(shù)字量部分和混合信號部分。在本發(fā)明中，盡量將模擬量部分減到最小，使得能夠最大限度地利用數(shù)字信號處理技術的靈活性。圖1中下變頻數(shù)字轉換器的模擬量部分包括可變增益放大器(200)和模擬量加法結點(500)。反饋DAC(700)和采樣器(800)是混合信號元件，其功能是在反饋通道內進行信號從數(shù)字量到模擬量的轉換，并在前饋通道中進行信號從模擬量到數(shù)字量的轉換。下變頻數(shù)字轉換器中的所有其它元件都利用數(shù)字式硬件來實現(xiàn)，并以采樣時鐘速率(50)來工作。
本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器的工作能夠通過三個環(huán)路的工作來進行最佳的描述，每一個回路包括了前面所述的元件中的一部分。首先，預測環(huán)路包含加法器(500)、采樣器(800)、預測濾波器(400)、數(shù)字加法元件(1200)，和反饋DAC(700)。第二，零偏移器環(huán)路包括零偏移元件(600)，數(shù)字加法元件(1200),DAC(700)，模擬加法元件(500)，和采樣器(800)。最后，自動增益控制環(huán)路包括自動增益控制邏輯AGC(300)、可變增益放大器(200)、模擬加法元件(500)，采樣器(800)和預測濾波器(400)。
下變頻數(shù)字轉換器輸出信號(1010和1110)分別是調制的同相(I)和正交(Q)基帶分量的多位數(shù)字表示。這些輸出信號通常被送到接收器的數(shù)字解調部分，用來檢測并取出調制信息。
本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器的根本要素是預測環(huán)路的特性。所述環(huán)路產(chǎn)生對于輸入信號(100)的預測(710)。當在加法器(500)減去所述預測值時，產(chǎn)生預測誤差信號(510)。在穩(wěn)態(tài)工作方式下，預測環(huán)路將使得預測誤差信號(510)為最小。當所述過程完成時，預測濾波器(400)的輸出是模擬調制輸入信號(100)的數(shù)字表示。通過使預測濾波器最大的頻率響應處在采樣器(800)采樣之后的調制載波的頻率上、來得到最小的環(huán)路誤差信號。根據(jù)這一原理，采樣器(800)在下變頻數(shù)字轉換器的工作中起著關鍵的作用。
由于下變頻數(shù)字轉換器的工作是根據(jù)在穩(wěn)定狀態(tài)下使預測誤差信號最小的原理，所以這個誤差信號通常接近于零。由于非理想的操作，將產(chǎn)生一定的偏移。這些偏移將使誤差信號偏離它的零點的正常值。零偏移器環(huán)路預定產(chǎn)生對于這些偏移的估計值，并從誤差信號中消除這些偏移。
模擬輸入信號到數(shù)字量的轉換成功的關鍵取決于下變頻數(shù)字轉換器的動態(tài)范圍。由于下變頻數(shù)字轉換器是基于通過反饋通道信號(410)產(chǎn)生輸入信號(100)的數(shù)字預測值的原理而工作的，所以這個預測值是適合于用來產(chǎn)生一種量度的最佳值，所述量度將AGC放大器(200)設置到合適的增益值。AGC環(huán)路的目的是將調制載波(100)的幅度保持在預測環(huán)路的動態(tài)范圍以內的電平上。采樣元件(800)由于本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器是基于對最小的預測環(huán)路誤差信號進行采樣的原理而工作的，所以這種誤差信號用一位來表示就足夠了，因此，可以用廉價的1位模數(shù)轉換器(ADC)來實現(xiàn)所述采樣器，如圖2所示，所述ADC包括限幅放大器(840)和“D”觸發(fā)器(850)。一般來講，本發(fā)明的任何一個特殊的應用都能夠用多位采樣器來實現(xiàn)。然而，由于可以廉價地實現(xiàn)下變頻數(shù)字轉換器，所以以下對使用1位采樣器的下變頻數(shù)字轉換器的說明被用來作為最佳實施例說明的基礎。
在本發(fā)明的范圍內，采樣元件將環(huán)路誤差信號從模擬量轉換成為數(shù)字表示。作為這樣采樣處理的結果，所述采樣輸出信號(810)包括環(huán)路誤差信號(510)的混淆分量。本發(fā)明的預測電路使用調制載波(100)的最低的混淆分量，用fa來表示。調制IF載波(100)的頻率fc，采樣時鐘(50)的頻率fs，和混淆分量fa之間的關系是fc=[m+n]fs (1)和混淆分量fa=nfs這里m表示整數(shù)，而n是小數(shù)，且-12≤n≤12]]>。當n=±14]]>時，將大大地降低預測濾波器(400)和數(shù)字正交混頻器(900)的復雜性。
限幅放大器(840)產(chǎn)生雙穩(wěn)態(tài)連續(xù)時間信號(841)，“D”觸發(fā)器在時鐘周期邊沿將所述信號轉換成為數(shù)字采樣信號。
在如圖2所示的采樣器設計中，1位ADC(830)是由高增益放大器(840)來實現(xiàn)的，當誤差信號(510)的幅度大于反饋DAC(700)的最低有效位(LSB)的幅度的二分之一時，所述放大器進行限幅?！癉”觸發(fā)器(850)在時鐘邊沿對高增益放大器(841)的輸出進行采樣。所述觸發(fā)器具有輸入閾值，使得當放大器的輸出(841)高于其電壓范圍的一半時，觸發(fā)器將認為是數(shù)字邏輯“1”，當放大器輸出(841)低于電壓范圍的一半時，觸發(fā)器將認為是數(shù)字邏輯“0”。
根據(jù)用來實現(xiàn)1位ADC的半導體技術的增益帶寬特性，可能需要在圖2的限幅放大器(840)之前加上跟蹤保持電路。當以采樣頻率fs工作時，跟蹤保持電路有效地向限幅放大器提供較低頻率fa的混淆分量，頻率fa處在用來實現(xiàn)限幅放大器(840)的半導體技術的增益帶寬范圍以內。1位ADC的設計者需要進行折衷分析，以便根據(jù)IF的中心頻率，采樣時鐘頻率(fs)，和用來實現(xiàn)1位ADC的半導體技術的增益帶寬特性確定跟蹤保持電路的要求。預測濾波器元件(400)在本發(fā)明的操作中，預測濾波器(400)起著關鍵的作用。預測濾波器利用1位采樣器(800)將誤差信號(510)從其連續(xù)時間的模擬表示轉換成為采樣數(shù)字表示，環(huán)路的預測濾波器元件是利用數(shù)字信號處理技術來實現(xiàn)的。預測濾波元件預定產(chǎn)生下一采樣周期時的調制中頻IF(100)的預測值。在本發(fā)明中，通過設置預測濾波器(400)的極點使其在頻域上與經(jīng)過采樣器(800)采樣后的調制中頻IF(100)的混淆分量(fa)的中心頻率相一致。產(chǎn)生下一采樣周期的調制中頻IF(210)有效的預測值關鍵要求是調制帶寬(W)要稍微低于時鐘速率(fs)，所述時鐘頻率根據(jù)下式又與載波頻率有關W＜＜fc=[m+n]fs (2)其中m是整數(shù)，n是小數(shù)，且-12≤n≤12]]>。如前所述，當n=±14]]>時，將大大地降低預測濾波器(400)和數(shù)字正交混頻器(900)的復雜性。
雖然本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器的操作對于任何整數(shù)值m都是有效的，但是選擇m≥2將使得要被選擇的采樣時鐘頻率(50)低于IF的中心頻率fc。這樣的選擇將大大地簡化下變頻數(shù)字轉換器的設計，并且使它能夠對比其它情況下可能的IF信號頻率更高頻率的IF信號進行數(shù)字化。這種設計具有下面的優(yōu)點，即下變頻數(shù)字轉換器的數(shù)字部分工作在更低的時鐘頻率fc下同時保持更高的IF中心頻率fc。更低的時鐘頻率fs(50)導致下變頻數(shù)字轉換器的數(shù)字硬件具有更低的功耗和更低廉的成本，以及更加簡單。更高的IF fc減少了在下變頻數(shù)字轉換器之前的射頻元件的成本和復雜性。這樣使系統(tǒng)設計者能夠通過將IF中心頻率選擇在達到最廉價的無線電設計的數(shù)值，同時將采樣頻率選擇在達到最廉價的數(shù)字硬件設計的數(shù)值，來將整體的成本降至最低。
預測濾波器元件(400)的一般結構如圖3所示，所述預測濾波器元件的結構是一些濾波器的串聯(lián)，這些濾波器的Z平面?zhèn)鬟f函數(shù)分別由Ak(z)來表示，k=0到K-1,K代表預測濾波器的階數(shù)。在求和產(chǎn)生預測濾波器的輸出之前通過增益因子ak對每一級的輸出進行加權。如圖3所示的濾波器級，預測濾波器的每一級都是由二階濾波器來實現(xiàn)的，二階濾波器的復極點位于如圖4所示的z平面上。
調整濾波器的系數(shù)(b1)k將改變正實軸和極點半徑之間的夾角。它確定濾波器級的諧振頻率(f0)k。調整濾波器的系數(shù)(b2)k將改變與z平面原點相關的極點對的徑向距離。它將確定濾波器3分貝帶寬(BW3db)k。這些關系由下列方程(3)來確定第K個濾波級的Q值由下面的表達式來確定Qk=[f0BW3db]k---k=0,1,...k-1]]>rk=sin(π[1-12Qk])-1cos(π[1-12Qk])---(3)]]>θk=2π(f0)kfs]]>(b1)k=-2rkcos(θk)(b2)k=rk
極點的位置確定預測濾波器(400)的頻率響應。預測濾波器級的最大頻率響應位于采樣后的調制IF(f0)的中心頻率上或在其附近。通過重要信號的特性來確定極點的精確位置。
因為是利用數(shù)字信號處理技術來實現(xiàn)預測濾波器元件(400)的，所以能夠把極點選擇在實現(xiàn)最佳性能的位置上。這樣的極點位置對于模擬量來說也許是不可能的，因為由溫度，工藝，老化等引起的元件變化會導致濾波器不穩(wěn)定。另外，數(shù)字化的濾波器可以通過改變?yōu)V波器的系數(shù)對濾波器的響應重新編程，這樣，使得預測濾波器的特性可以與輸入信號(100)相匹配。
通過本發(fā)明能夠實現(xiàn)的主要優(yōu)點之一是，預測濾波器(400)是由數(shù)字式濾波器來實現(xiàn)的。與模擬式濾波器的設計不同，所述濾波器不會由于工藝，溫度和老化而使其性能變化。另外，能夠對預測濾波器的響應進行再編程，使其與調制中頻IF(100)相匹配。在本發(fā)明的范圍內，可以對如圖3所示的一般的預測結構的以下參數(shù)進行再編程K=濾波器的級數(shù)ak=每一級濾波器的加權增益(f0)k=每一級濾波器的中心頻率(BW3db)=每一級濾波器的帶寬通過對這些參數(shù)重新編程可以改變本發(fā)明的預測環(huán)路的頻率響應。通過實現(xiàn)方程(2)所述的關系，利用得出這些設定值的外部算法，根據(jù)初始化或動態(tài)地進行這些參數(shù)值的設置。
傳統(tǒng)的寬帶的模數(shù)轉換器將量化噪聲加到了信號的數(shù)字表示上，所述信號復蓋整個從0Hz到fs/2的采樣后的信號的奈奎斯特(Nyquist)帶寬。另一方面，本發(fā)明的數(shù)字預測環(huán)路具有將量化噪聲限制在更窄的帶寬內的固有的優(yōu)點。這種噪聲的帶寬比奈奎斯特(Nyquist)帶寬窄得多。這種在預測環(huán)路之后的數(shù)字處理在寬帶噪聲方面的降低緩解了對其后的數(shù)字信號處理元件的設計限制。在早些時候所述的動態(tài)頻率響應調整期間，一直地保持著窄帶噪聲的特性。
本發(fā)明的動態(tài)頻率響應調整的特征對于很多的場合都有用處。例如，通過利用外部算法來跟蹤調制IF(100)的瞬時載波頻率，方程(3)所描述的計算方法能夠被用來動態(tài)地調整預測濾波器的系數(shù)(b1)k和(b2)k，以便隨著由于多普勒效應，收發(fā)兩用機振蕩器偏移等所產(chǎn)生的頻率改變，使預測濾波器級的中心頻率(f0)k跟蹤載波頻率。這使下變頻數(shù)字轉換器可以保持調制中頻IF(100)的數(shù)字表示的高的信號與量化噪聲比。
本發(fā)明的動態(tài)頻率響應調整特征的另外一個應用是，它可以被用來減少由于在多信道接收器的場合下，象蜂窩式電話系統(tǒng)的干擾信號所產(chǎn)生的畸變。在存在干擾的情況下，外部算法能夠調整預測濾波器的參數(shù)，使其更好地預測干擾信號，這樣經(jīng)過后面的數(shù)字濾波刪除這些信號，不需要對主要信號進行整形。通過比較所述預測濾波器結構(400)的相鄰各級的輸出的信號功率，這種外部算法能夠得出相鄰信道的干擾的量度。當這一比較表示相鄰信道存在強干擾時，則可以利用方程(3)的算法動態(tài)地調整預測濾波器的系數(shù)(b1)k和(b2)k，以增加預測濾波器的有效帶寬(BW3db)k。增加預測濾波器的有效帶寬防止由于鄰近頻道強干擾所可能引起的不良影響，如斜率過載和互調效應。因此，利用預測數(shù)字濾波器的動態(tài)頻率向應調整的能力，本發(fā)明的下變頻數(shù)字量轉換器預定能夠對鄰近信道干擾的異常增長動態(tài)地起反應，同時當干擾在額定的電平以內時保持較高的動態(tài)范圍。
數(shù)字式預測濾波器(400)的另外一個優(yōu)點是字長擴展功能。換句話說，預測濾波器的輸入樣值(810)可以由1位量化信號組成，而預測濾波器的輸出(410)可以是多位的。采樣器可以由1位采樣器來實現(xiàn)，因此本發(fā)明通過簡化采樣元件減少了制造成本，而又沒有降低其性能。另外，預測濾波器(400)的字長擴展功能增加了數(shù)字表示(410)的精確度。
在數(shù)字信號處理系統(tǒng)中信號的動態(tài)范圍是由數(shù)字表示的位數(shù)來確定的。每增加1位可以提供大約6分貝的動態(tài)范圍。預測濾波器(400)產(chǎn)生字長擴展功能，導致信號數(shù)字表示(410)的高的動態(tài)范圍。本發(fā)明的動態(tài)范圍部分地由用于從所述預測濾波器輸入到DAC(700)的反饋信號(410)的位數(shù)來確定。所述位數(shù)的確定是根據(jù)下面的因素(1)反饋DAC(700)的實施成本；(2)動態(tài)范圍的要求；以及(3)預測濾波器(400)的復雜性。
圖5說明了通過將預測濾波器的階數(shù)從1增加到2，所得到的動態(tài)范圍和檢測帶寬的改進。通過對量化誤差信號(810)的功率譜密度的整形得到這種改進。這些圖表示了當預測環(huán)路的輸入包括其方均根值(rms)等于反饋DAC(700)的最低有效位LSB(Δ)的加性高斯白噪聲(AWGN)時，采樣器輸出的功率譜密度。所述功率譜圖顯示使用二階預測濾波器時，對于采樣帶寬的更寬的頻率范圍、所述量化噪聲的電平更低。更高階的預測濾波器可使環(huán)路從主要帶寬上消除更多的噪聲，因此在量化誤差信號頻譜上產(chǎn)生一個凹谷。二階預測濾波器將產(chǎn)生一個更大的凹谷。凹谷的大小和形狀確定環(huán)路減小中心頻率fa附近采樣信號量化噪聲的程度。它是一種指示，表示在下一采樣周期上預測濾波器是如何預估信號的。
預測濾波器元件(400)在環(huán)路內完成兩個功能。第一它產(chǎn)生下一采樣周期輸入信號(100)的估計值。其次，預測濾波器元件(400)濾掉量化噪聲，同時增加信號(410)數(shù)字表示的字長。降低了輸出信號的噪聲帶寬正是預測濾波器的第二個功能。傳統(tǒng)的模數(shù)轉換器注入量化噪聲(σe2)，其功率為σe2=Δ212---(4)]]>在傳統(tǒng)的ADC的輸入端的熱噪聲將被采樣和輸出。下變頻數(shù)字轉換器通過使采樣后的信號(810)通過所述預測濾波器(400)來產(chǎn)生其輸出信號，預測濾波器(400)是一種適合于主要信號的窄帶帶通濾波器。因此，在含有所需信號的頻帶外面的噪聲分量在預測濾波器中將被大大地衰減。(頻帶外的附加濾波由速率衰減濾波器(1000,1100)提供)。由于預測濾波器增加了采樣后的信號的字長，所以減小了信號最低有效位的幅度，并且(由方程4可知)減小了量化噪聲的功率。另外，通過精確地選擇預測濾波器的極點，能夠進一步地降低整個預測環(huán)路熱輸入噪聲以及調制信號帶寬對近區(qū)域外面的量化噪聲。這種噪聲整形特性要求預測濾波器的極點位于z平面單位圓的內部。
模數(shù)轉換器一般用動態(tài)范圍來換取檢測帶寬。本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器的動態(tài)范圍由某一點上凹谷的深度來確定，在所述點上凹谷的寬度等于信號帶寬。增加預測濾波器(400)的階數(shù)將同時加深并加寬量化的噪聲信號頻譜的凹谷。因此，二階預測濾波器的性能顯著地優(yōu)于一階預測濾波器。二階預測濾波器所提供的更深的凹谷能夠實現(xiàn)更大的動態(tài)范圍。凹谷越寬，則所要表示信號的帶寬越寬，精度越高。
由于本發(fā)明的預測濾波器的輸出(410)具有高的動態(tài)范圍，所以DAC(700)必須支持相同的動態(tài)范圍?？焖俨拕討B(tài)范圍的DAC比起相同大小和相同速度的傳統(tǒng)的模數(shù)轉換器實現(xiàn)起來經(jīng)濟得多。實際上，本發(fā)明利用簡單并廉價的高動態(tài)范圍DACs作為高動態(tài)范圍、寬檢測帶寬的模數(shù)轉換器中的元件。
考慮到硬件的芯片大小，比起其它過采樣的方案來說，使用數(shù)字預測濾波器(400)和多位DAC(700)具有多個優(yōu)點。例如，典型的過采樣模數(shù)轉換器利用轉換電容來實現(xiàn)濾波和信號的加減功能。這些方案需要利用相當大的芯片面積來實現(xiàn)轉換電容。相反，實現(xiàn)本發(fā)明的DAC(700)只需可比的過采樣轉換器轉換電容結構所用的芯片面積的一小部分。另外，數(shù)字式預測結構可以用最小特征尺寸的晶體管來實現(xiàn)，從而實現(xiàn)預測濾波器(400)的數(shù)字邏輯電路只占很小的芯片面積。
通過選擇采樣調制載波的頻率(fa)等于fs/4可以進一步地減小本發(fā)明的成本。選擇預測濾波器各級的中心頻率(f0)k等于fa=fs/4，通過在預測濾波器中產(chǎn)生微小的增益值，可大大地簡化所述電路。這將在下面提供的電路實施例中進行圖解說明。數(shù)模轉換器(DAC)(700)所述元件將預測濾波器輸出(410)的數(shù)字表示的求和信號(1210)和零點偏移修正信號(610)轉換成為模擬表示(710)。DAC(700)的位數(shù)的選擇要足以保證由DAC(700)所產(chǎn)生的量化噪聲低于所述DAC之前的預測濾波器(400)的量化噪聲和預測噪聲。數(shù)字加法元件(1200)數(shù)字加法元件將零點偏移修正信號與預測濾波器的輸出(410)相加，提供DAC的輸入信號(1210)。模擬加法元件(500)模擬加法元件將預測信號的模擬表示(710)與被放大、調制的IF信號(210)相加，產(chǎn)生誤差信號(510)。環(huán)繞預測環(huán)路的總延遲被保持在兩個時鐘周期。當與fa=fs/4的選擇相結合時，這一延遲的作用將導致反饋信號(710)符號反轉。這使得能夠通過將信號(710)簡單地與模擬加法結點(500)的輸入信號(210)相加來實現(xiàn)負反饋。自動增益控制邏輯電路(300)接收器動態(tài)范圍一般要求要比單獨由模數(shù)轉換器所獲得的動態(tài)范圍大得多。兩個起作用的因素確定被接收信號的動態(tài)范圍。第一，含有調制信息的快變分量。動態(tài)范圍的這一分量被稱為瞬間動態(tài)范圍。第二，由于外部因素所產(chǎn)生的慢變分量，所述分量不載有與調制信息相關的有用信息。接收器必須具有足夠的動態(tài)范圍支持這兩個分量。由本發(fā)明預測環(huán)路所提供的動態(tài)范圍可以預定等于或大于被接收信號的整個動態(tài)范圍。然而，利用下面的事實能夠實現(xiàn)更具成本效益的方案，即所接收的信號的動態(tài)范圍部分地包含慢變分量，所述分量沒有與調制相關的有用信息。利用預測環(huán)路之前的自動增益控制環(huán)路(AGC)能夠去掉所述分量。由于預測濾波器的輸出(410)是對到達下變頻數(shù)字化轉換器輸入端的調制載波(100)的數(shù)字預測值，所以這個信號是用于控制AGC的理想信號。
AGC環(huán)路的目的是將調制IF(100)的幅度保持在預測環(huán)路動態(tài)范圍以內。AGC環(huán)路的方框圖如圖6所示。AGC環(huán)路包括AGC控制邏輯電路(300)，可變增益放大器(200)，模擬加法元件(500)，采樣元件(800)和預測濾波器(400)。AGC控制邏輯電路(300)包括功率檢測器(320)，加法結點(330)，AGC環(huán)路增益元件(340)，AGC環(huán)路濾波器(350)，和增益控制編碼器(360)。功率檢測器(320)提供預測濾波器輸出(410)的功率的估計。AGC環(huán)路對包括功率或幅度的信號電平的任何單調函數(shù)起作用。
把功率檢測器的輸出(321)與設定值控制器(370)所提供的外部AGC相比較，產(chǎn)生AGC增益調整信號(331)。AGC設定值控制器(370)調整AGC輸出的電平(210)。AGC控制邏輯電路(300)設置AGC(200)的增益、使得放大器輸出(210)的信號電平與AGC設定值控制器(370)的AGC設定值相匹配。AGC控制邏輯電路(300)的輸入是預測濾波器輸出(410)和AGC設定值控制器(370)的輸出。AGC環(huán)路增益元件(340)將AGC增益調整信號(331)放大。AGC環(huán)路增益元件(340)的增益確定環(huán)路穩(wěn)定時間。
AGC環(huán)路濾波器(350)對放大后的增益調整信號進行濾波。由于AGC環(huán)路預定對動態(tài)信號中慢變化的信號分量起反應，所以AGC環(huán)路濾波器(350)通過對所述輸出值進行平均降低了功率檢測器輸出(320)的速率。編碼器(310)將環(huán)路濾波器輸出(341)轉換成為適當?shù)母袷健⒁员銓勺冊鲆娣糯笃?200)進行控制。可變增益放大器(200)可變增益放大器(200)隨著AGC控制邏輯輸出(310)的變化把增益加在接收信號(100)上?？勺冊鲆娣糯笃?200)具有足夠的可控制增益來完全去掉接收信號(100)動態(tài)范圍上的慢變化分量。零偏移器(600)由于內部和外部產(chǎn)生的偏移，會使所有模數(shù)轉換器的性能降低，導致數(shù)字輸出信號偏離理想值。由工藝、溫度和老化，以及通過不希望有的模擬耦合而加到輸入信號上的采樣時鐘諧波的混淆引起的元件變化會導致這些偏移。對這些偏移進行檢測和刪除是困難的。
本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器的優(yōu)點是具有集成化的零偏移元件(600)，它能夠自動并動態(tài)地檢測和刪除可能會不利于模數(shù)轉換的偏移。傳統(tǒng)的模數(shù)轉換器不能夠動態(tài)地刪除偏移誤差的影響。一般的模數(shù)轉換器需要手動校正或是在校正期間需要轉換器離線的校正方式。這些校正形式是非動態(tài)的，并且容易受到溫度和老化的影響，并由于偏移最終導致性能的降低。
下變頻數(shù)字轉換器的零偏移元件(600)確定運行期間的補償，因此不需要離線方式的手動調整。在模數(shù)轉換過程中，零偏移器連續(xù)地估計偏移的大小并將其去掉。
零偏移器環(huán)路的方框圖如圖8所示。零偏移器環(huán)路包括零偏移元件(600)，數(shù)字加法元件(1200),DAC(700)，模擬量加法元件(500)，和采樣器(800)。
因為預測環(huán)路的操作使得誤差信號(510)為零，在沒有偏移的情況下，采樣器(800)的輸出平均值應當為零。如果存在偏移，采樣器輸出的平均值與所述偏移成比例。零偏移器(600)將采樣器輸出平均化，以確定偏移修正信號(610)。零偏移環(huán)路濾波器(620)計算采樣器輸出(800)的平均值。然后利用數(shù)字放大器(630)將估計的偏移值放大，并與預測濾波器的輸出相加產(chǎn)生反饋信號(1210)。數(shù)字正交混頻器(DQM)(900)DQM(900)的功能是將具有一個中心頻率fa的預測濾波器(400)的輸出下變頻為基帶同相(I)和正交(Q)分量。按慣例，這種到基帶的下變頻需要用sin(fa)和cos(fa)乘以中心頻率為fa的信號，以便分別產(chǎn)生(I)和(Q)分量。在本發(fā)明中，由于fa被選擇成等于fs/4，所以在時鐘fs的周期計算的sin(fa)和cos(fa)的值在fa的一個周期上簡單地是(0,1,0,-1)。這樣，本發(fā)明選擇fa=fs/4使得顯著地簡化了DQM元件(900)。如圖7所示，DQM是一種簡單的電路，它交替地將預測濾波器的輸出樣值傳遞到同相(I)(910)或正交(Q)(920)輸出端。然后輸出端I和輸出端Q被交替地反相、以便產(chǎn)生最后的同相(I)和正交(Q)輸出樣值。速率衰減濾波器(1000,1100)速率衰減濾波器(1000)和(1100)完成兩種功能對同相(I)和正交(Q)分量進行濾波和采樣。速率衰減濾波器預定消除由DQM(900)所產(chǎn)生的倍頻項(2*fa)。另外，速率衰減濾波器對所述輸入信號濾波、以便防止由采樣速率降低引起的混淆。速率衰減濾波器的濾波比防止混淆所需的濾波大得多。設計這些數(shù)字式濾波器是為了使主要信號沒有衰減地通過，而主要信號頻帶以外的不需要的信號被衰減。這種衰減使下變頻數(shù)字轉換器產(chǎn)生低于輸入信號噪聲頻帶的采樣信號。
實現(xiàn)采樣速率衰減是為了降低數(shù)字信號的處理速率。每一個速率衰減濾波器(1000和1100)的電路都是相同的。由于它們都是數(shù)字式的，所以下變頻數(shù)字轉換器的輸出信號的同相(I)(1010)和正交(Q)(1110)分量不會由于伴隨模擬電路的增益和相位失衡而丟失。
實施例以無線電話接收機的一部分的形式來實施和驗證本發(fā)明的下變頻數(shù)字轉換器。用于這種設計的半導體技術是CMOS,0.6微米，2-poly,3-metal。整個電路在混合信號CMOS集成電路上與其它功能相結合，并被證實滿足無線電話接收機工作的設計要求。所述電路方案的詳細情況如圖9所示。
在如圖9所示的實施舉例中，調制中頻IF的中心頻率為fc=82.8MHz，兩邊帶寬為30kHz。對于這種特殊的設計，采樣速率(fs)被選擇為14.4MHz。這導致在3.6MHz上的頻譜反相fa。它對應于下列方程1中的參數(shù)。fc=82.8Mhz=[m+n]fc=[6-14]*14.4Mhz]]>fa=-3.6Mhz=-14*14.4Mhz]]>負號表示頻譜反相。
在對被選半導體技術的增益帶寬特性、IF的頻率、以及采樣時鐘頻率的進行設計綜合分析時，將確定采樣器所需的跟蹤保持電路。如圖9所示，采樣器(2800)是以跟蹤保持電路、繼之以限幅器和‘D’觸發(fā)器的形式來實現(xiàn)的。使用跟蹤保持電路是因為限幅器在fc=82.8MHz上沒有足夠的增益帶寬使得限幅器在下一采樣周期上建立雙穩(wěn)態(tài)電平。跟蹤保持電路產(chǎn)生頻率為fa的混淆頻率，限幅器能夠將所述混淆頻率激勵到雙穩(wěn)態(tài)值上，并通過‘D’觸發(fā)器轉換成為數(shù)字格式。
如圖9所示的預測濾波器結構的系數(shù)為a1=a2=1(b1)1=(b1)2=0(b2)1=(b2)2=1在這種方案中，環(huán)繞預測環(huán)路從誤差信號(2510)到預測濾波器輸出(2710)的模擬表示的延遲為兩個時鐘周期。結果，加法器(2500)將DAC輸出(2710)與調制載波(2100)相加，而不是相減。
根據(jù)對于整個下變頻數(shù)字轉換器所需的動態(tài)范圍的分析，DAC(2700)被設計成9位的DAC。9位DAC(2700)具有最大峰-峰輸出電壓為250毫伏。DAC(700)具有足夠小的建立時間，以保證誤差信號(2510)在一位ADC(2800)的精確轉換時間內建立。
零偏移元件的輸出(2610)以數(shù)字表示的形式與預測濾波器的輸出相加。然后把DAC輸出與被模擬放大、調制的IF(2210)相加。預測濾波器和零偏移器的綜合輸出利用9位DAC被轉換成為模擬表示。通過將零信號與預測信號的模擬表示(2710)與被放大、調制的IF(2210)相加，所述加法元件產(chǎn)生誤差信號(2510)。
AGC控制邏輯(2300)預定控制多級放大器(2200)。通過可變增益的多級放大器所實現(xiàn)的總增益的最大值為71分貝，最小值為-1分貝。多級放大器的每一級都是數(shù)字控制的，并具有兩個額定的增益值。通過數(shù)字控制邏輯電路輸出(2310)中的1位來選擇每一級放大器的額定增益值。按照下面的關系來控制可變增益放大器的增益級
DQM的實現(xiàn)如圖8所示。以三個梳狀濾波器級聯(lián)的形式來實現(xiàn)速率衰減濾波器。速率衰減的輸出被抽選至160ksps。速率衰減之后，每一個采樣值被截斷為10位。
通過圖9所示的實施舉例的集成電路所實現(xiàn)的動態(tài)范圍的測量如圖10所示，這里沒有AGC環(huán)路的影響。如所述圖所示，下變頻數(shù)字轉換器提供了大于52分貝的動態(tài)范圍。這相當于一個雙8位基帶模數(shù)轉換器同時進行從IF到基帶的帶有噪聲衰減功能的下變頻所能提供的動態(tài)范圍。AGC環(huán)路的設計將這一動態(tài)范圍擴展超過了124分貝。
雖然已經(jīng)公開并描述了本發(fā)明的最佳實施例，但是，顯然，本專業(yè)技術人員可以在形式和內容上對本發(fā)明進行各種改變，這并不背離本發(fā)明的精神，也沒有超出本發(fā)明的范圍。
權利要求
1．一種下變頻數(shù)字轉換器包括與調制載波耦合的可變增益放大器，后者包括用來控制所述可變增益放大器增益的自動增益控制環(huán)路；與所述可變增益放大器的輸出耦合的二次采樣預測環(huán)路；與所述采樣預測環(huán)路耦合的數(shù)字正交混頻器；以及與所述數(shù)字正交混頻器的每一種輸出耦合的速率衰減濾波器。
2．根據(jù)權利要求1的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述二次采樣預測環(huán)路包括在所述二次預測環(huán)路內的采樣器。
3．根據(jù)權利要求2的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述二次采樣預測環(huán)路包括與所述采樣器輸出耦合的預測濾波器，所述預測濾波器的輸出與數(shù)模轉換器耦合，從所述可變增益放大器的輸出減去所述數(shù)模轉換器的輸出，其結果作為所述采樣器的輸入。
4．根據(jù)權利要求3的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述自動增益控制環(huán)路利用所述預測濾波器的輸出為所述可變增益放大器提供自動增益控制信號。
5．根據(jù)權利要求3的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述預測濾波器的輸出是其位數(shù)比所述采樣器的輸出的位數(shù)多的數(shù)字字。
6．根據(jù)權利要求5的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述采樣器是1位的采樣器。
7．根據(jù)權利要求3的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于還包括零偏移器，所述零偏移器響應所述采樣器的輸出而把偏移修正信號耦合到所述采樣器的輸入端。
8．根據(jù)權利要求7的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述零偏移器響應所述采樣器的輸出的偏移而提供數(shù)字輸出，并在耦合到數(shù)模轉換器之前把所述零偏移器輸出與所述預測濾波器的輸出相組合，所述數(shù)模轉換器的輸入位數(shù)足以保證由數(shù)模轉換器引入的量化噪聲低于所述預測濾波器的量化噪聲和預測噪聲。
9．根據(jù)權利要求3的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于環(huán)繞所述預測環(huán)路的總延遲為兩個采樣時鐘周期，并且采樣速率是所述調制載波的最低混淆分量頻率的4倍。
10．根據(jù)權利要求9的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于通過交替地將所述信號輸送到每一個信道并且交替地把輸送到每一個信道的所述信號反向，所述數(shù)字正交混頻器將其以采樣速率輸入的輸入信號乘以序列0,1,0,-1和1,0,-1,0。
11．根據(jù)權利要求10的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述速率衰減濾波器預定消除在所述數(shù)字正交混頻器中產(chǎn)生的最低混淆信號的倍頻項。
12．根據(jù)權利要求3的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述采樣器是1位采樣器。
13．根據(jù)權利要求12的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述1位采樣器包括限幅器和觸發(fā)器。
14．根據(jù)權利要求12的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述采樣器的工作頻率為fs，所述頻率fs低于調制載波的中心頻率fc。
15．根據(jù)權利要求12的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述采樣器的工作頻率為調制載波的中心頻率fc。
16．根據(jù)權利要求12的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述采樣器的工作頻率是調制載波的中心頻率的4倍。
17．根據(jù)權利要求3的下變頻數(shù)字轉換器，其特征在于所述采樣器的工作頻率為fs，所述頻率fs低于調制載波的中心頻率fc。
18．一種下變頻和數(shù)字化的方法，其特征在于包括以下步驟提供采樣器、預測濾波器、數(shù)模轉換器和加法元件，所述采樣器對輸入的模擬量進行采樣，并提供響應所述輸入的數(shù)字化輸出，所述預測濾波器接收所述采樣器的數(shù)字化輸出，所述預測濾波器的輸出通過數(shù)模轉換器被轉換成為模擬量，并通過模擬加法元件進行負反饋；將調制載波耦合到其中心頻率為fc的模擬加法元件；所述采樣器按照低于頻率fc的采樣器時鐘頻率工作。
19．根據(jù)權利要求18的下變頻和數(shù)字化方法，其特征在于所述預測濾波器的輸出是其位數(shù)比采樣器的輸出位數(shù)多的多位字。
20．根據(jù)權利要求19的下變頻和數(shù)字化方法，其特征在于所述采樣器是1位采樣器。
21．根據(jù)權利要求18的下變頻和數(shù)字化方法，其特征在于所述預測濾波器使用數(shù)字處理技術。
22．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述預測濾波器是可編程的，使得可以與調制載波的載波頻率、采樣器的采樣頻率以及調制載波的帶寬相匹配。
23．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述預測濾波器在初始狀態(tài)時是可編程序的，使得可以與調制載波的載波頻率、采樣器的采樣頻率以及調制載波的帶寬相匹配。
24．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述預測濾波器是可編程的，使其與提供給加法元件的調制載波相匹配。
25．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述預測濾波器是可以動態(tài)地重新編程的，使其與提供給加法元件的調制載波的變化的特性相匹配。
26．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述預測濾波器的濾波器的級數(shù)、每一級的加權增益、每一濾波器的中心頻率、以及每一濾波器級的帶寬是可編程的。
27．根據(jù)權利要求26的方法，其特征在于所述預測濾波器是可編程的，使其能夠響應由多普勒效應、收發(fā)兩用機振蕩器偏移以及所述調制載波特性的變化引起的載波頻率的變化。
28．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述預測濾波器的級數(shù)是可編程的。
29．根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于所述把調制載波耦合到模擬加法元件的步驟包括將所需的調制載波和至少一種鄰近調制載波耦合到模擬加法結點的步驟，以及所述各級預測濾波器的極點是可編程的，以便與調制通道及相鄰的調制載波的頻率相一致。
全文摘要
一種利用預測編碼原理的簡單的下變頻A/D轉換器。通過在預測環(huán)路中設置采樣器,預測環(huán)路濾波器能夠使用數(shù)字信號處理技術來實現(xiàn),這樣消除了由于使用離散模擬電路所產(chǎn)生的復雜性。然后,利用D/A轉換器將預測環(huán)路濾波器的輸出再映射到模擬量,從輸入模擬量信號減去預測濾波器的輸出信號、從而產(chǎn)生預測誤差信號。這樣,通過直接對預測誤差信號進行采樣,并使用廉價的多位D/A,將預測環(huán)路濾波器的輸出轉換成為模擬量,避免使用離散時間模擬量電路。
文檔編號H03D7/00GK1214576SQ9811529
公開日1999年4月21日 申請日期1998年6月24日 優(yōu)先權日1997年6月24日
發(fā)明者H·S·艾爾－高羅賴, S·D·哈爾, M·米爾瓦德 申請人:康姆奎斯特技術有限公司