專利名稱：信號處理器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及包括具有濾波部分的第n級戴爾塔-希格馬調(diào)制器(Delta-Sigma Modulator)的1位信號處理器，其中n至少為1。本發(fā)明的優(yōu)選實施例涉及音頻信號處理，但本發(fā)明卻并不局限于音頻信號處理器。
下面參照附

圖1、2和3來描述本發(fā)明的背景，其中，圖1為已知的戴爾塔-希格馬調(diào)制器的方框圖，圖2為作為第3級濾波器部分(n＝3)而構(gòu)成的戴爾塔-希格馬調(diào)制器的方框圖，圖3為噪聲整形特性，而圖4(a)為前面建議的DSM的極零圖。
已經(jīng)知道可以通過以至少為耐奎斯特率采樣模擬信號和由m位數(shù)對采樣的幅度編碼來將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式。因此，如果m＝8，采樣就量化為8位的精度。一般來說m可以為等于或大于1的任意位數(shù)。
為了量化成僅有1位，據(jù)知提供了“希格馬-戴爾塔模/數(shù)轉(zhuǎn)換器”或“戴爾塔-希格馬模/數(shù)轉(zhuǎn)換器”的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。此處采用了名詞“戴爾塔-希格馬”。這種ADC已在由德克薩斯儀器公司的Craig Marven和Gillian Ewers以ISBN 0-904.047-00-8公開的“數(shù)字信號處理的簡單方法”中描述了。
見圖1的這種ADC，模擬輸入信號與1位輸出信號的積分(希格馬)間的差1(戴爾塔)饋給1位量化器3。輸出信號包括邏輯值0和1的位，并分別代表為-1和+1的實際值。積分器3將1位的輸出累加，這樣其中所存儲的值則跟隨于模擬信號的值。量化器3隨著每個位的產(chǎn)生將累加值增加(+1)1位或減少(-1)1位。ADC需要很高的采樣來產(chǎn)生輸出位流，其累加值跟隨于模擬信號。
下面的描述及權(quán)利要求中的“1位”信號意味著信號被量化成諸如由戴爾塔-希格馬ADC產(chǎn)生的1位數(shù)的精度。
構(gòu)成n級濾波部分直接處理1位信號的戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)是由N.M.Casey和James A.S.Angus在1993年10月7-10日于紐約的第95屆AES會議上的為名“音頻信號的1位數(shù)字處理”的論文中提出的。圖2示出這種DSM濾波部分的第3級(n＝3)的電路圖。
見圖2，DSM具有一個1位音頻信號的輸入端4以及產(chǎn)生處理后的1位信號的輸出端5。1位信號的位由已知的未示出的鐘控裝置經(jīng)DSM所鐘控。輸出1位信號是由諸如具有零閾值電平的比較器的1位量化器所產(chǎn)生的。DSM具有3級，每級包括連接到輸入端4的第一1位乘法器a1、a2、a3，連接到輸出端5的第二1位乘法器C1、C2、C3，加法器61，62，63和積分器71，72，73。
1位乘法器將所接收的1位信號乘以P位系數(shù)A1、A2、A3、C1、C2、C3，產(chǎn)生P位乘積，這些乘積由加法器61、62、63相加且和加到積分器7上。在加法器62、63的中間級中也將處理級積分器的輸出相加。未級包括連接到輸入端的另一個1位乘法器A4，它使輸入信號被P位系數(shù)A4相乘，加法器64將乘積加到處理級的積分器73的輸出上。其和加到量化器2上。
在DSM中，兩個的互補(bǔ)算術(shù)裝置可用來代表正和負(fù)的P位數(shù)。量化器Q的輸入可為正的，在輸出量化為+1(邏輯1)，或負(fù)的，在輸出量化為-1(邏輯0)。
在Casey和Angus的文章中“1位處理器將產(chǎn)生一個1位的輸出，該輸出包含在不可接受程度的噪聲中所隱藏的音頻信號中，并且急需使量化的噪聲被適當(dāng)?shù)卣巍?，隱藏音頻信號的噪聲是由量化器Q產(chǎn)生的量化噪聲。
量化器Q可以是加法器，其第一輸入端接收音頻信號而第二輸入端接收基本上與音頻信號無關(guān)的隨機(jī)位流(量化噪聲)。在這種電路方案下，在輸入端4接收的音頻信號由乘法器a1、a2、a3、a4正向饋給輸出端5并由乘法器C1、C2、C3從輸出端5反饋回來。因此，在正饋路徑中的系數(shù)A1至A4限定了音頻信號Z變換傳輸函數(shù)的零，而在反饋路徑中的系數(shù)C1-C3限定了音頻信號的傳輸函數(shù)的極。
由量化器產(chǎn)生的噪聲信號經(jīng)歷了乘法C1-C3、加法器61-64和積分器71-73，而不經(jīng)歷乘法器a1-a4。噪聲信號的傳輸函數(shù)與輸入信號的情況不同。
系數(shù)A1-A4和C1-C3在其它所要的特性中首選來提供電路的穩(wěn)定性。
系數(shù)C1-C3用作對量化器產(chǎn)生的噪聲進(jìn)行整形，從而如圖3實線31所示使音帶中的量化噪聲減至最少。
系數(shù)A1-A4和C1-C3也用于所需的音頻信號處理特性。
系數(shù)A1-A4和C1-C3的選擇可由下列因素促成a)找出所需濾波特性的Z變換H(Z)，例如噪聲整形函數(shù)；和b)將H(Z)變換成系數(shù)。
以上可以由R.W.Adams等人在Journal of Audio EngineeringSociety，1991年7/8月的39卷第7/8中的文章“Theory and PracticalImplementation of a Fifth Order Sigma-Delta A/D Converter”中描述的方法來實現(xiàn)。還可以由在上面已有技術(shù)部分的描述中所描述的Angus和Casey的文章中的方法來實現(xiàn)。
第五級戴爾塔-希格馬調(diào)制器的噪聲整形濾波函數(shù)對于如圖10的結(jié)構(gòu)，我們可以將第五級調(diào)制器的噪聲整形濾波響應(yīng)寫出為y[n]＝q[n]+x[n]x[n]＝x[n-1]+w[n-1]+Ey[n-1]w[n]＝w[n-1]+v[n-1]+Dy[n-1]v[n]＝v[n-1]+u[n-1]+Cy[n-1]u[n]＝u[n-1]+t[n-1]+By[n-1]t[n]＝t[n-1]+Ay[n-1]
經(jīng)過z變換，并令
則可寫為Y(z)＝Q(z)+X(z)X(z)＝α(W(z)+EY(z))W(z)＝α(V(z)+DY(z))V(z)＝α(U(z)+CY(z))U(z)＝α(T(z)+BY(z))T(z)＝αAY(z)解Q(z)中的項Y(z)，則得Y(z)[(1-z-1)-z-1(E+αD+α2C+α3B+α4A)]＝(1-z-1)Q(z)替換α，則得第五級調(diào)制器的方程A.1Hns(z)=Y(z)Q(z)=(1-z-1)5(1-z-1)5-Ez-1(1-z-1)4-Dz-2(1-z-1)3-Cz-3(1-z-1)2-Bz-4(1-z-1)-Az-5]]>方程Hns(z)給出了所有在DC中的零，并且可能與標(biāo)準(zhǔn)的Butterworth或Chebyshev I型高通濾波器的設(shè)計精確匹配。該函數(shù)通用于任何級次的DSM。
第五級戴爾塔-希格馬調(diào)制器的音頻濾波函數(shù)對于圖11給出的結(jié)構(gòu)，我們可以將第五級調(diào)制器的噪聲整形濾波響應(yīng)寫為y[n]＝fx[n]+w[n]+q[n]w[n]＝w[n-1]+ex[n-1]+Ey[n-1]+v[n-1]v[n]＝v[n-1]+dx[n-1]+Dy[n-1]+u[n-1]u[n]＝u[n-1]+cx[n-1]+Cy[n-1]+t[n-1]t[n]＝t[n-1]+bx[n-1]+By[n-1]+s[n-1]s[n]＝s[n-1]+ax[n-1]+Ay[n-1]經(jīng)過Z變換，并令
則可寫為Y(z)＝fX(z)+W(z)+Q(z)W(z)＝α(eX(z)+EY(z)+V(z))V(z)＝α(dX(z)+DY(z)+U(z))U(z)＝α(cX(z)+CY(z)+T(z))
T(z)＝α(bX(z)+BY(z)+S(z))S(z)＝α(aX(z)+AY(z))解X(z)和Q(z)中的項Y(z)，可得Y(z)[1-α5A-α4B-α3C-α2D-αE]＝X(z)[α5a+α4b+α3c+α2d+αe+f]+Q(z)由于Q(z)受到噪聲整形器的整形，這樣，它就為DC中的零。它可以在接近DC處近似為零，當(dāng)采樣率遠(yuǎn)大于音頻帶寬即兆赫茲級時，它對音頻信號是有效的。因此對于第五級調(diào)制器可得方程A.2HA(z)=Y(z)X(z)≈f(1-z-1)5+ez-1(1-z-1)4+dz-2(1-z-1)3+cz-3(1-z-1)2+bz-4(1-z-1)+az-5(1-z-1)5-Ez-1(1-z-1)4-Dz-2(1-z-1)3-Cz-3(1-z-1)2-Bz-4(1-z-1)-Az-5]]>通過按下述方式使變量相等化而消去HA(z)的分子和分母f＝l，e＝-E，d＝-D，c＝-C，b＝-B，a＝-A這樣可以消去音頻傳輸函數(shù)的極和零，從而產(chǎn)生平坦的音頻響應(yīng)。該函數(shù)可對任何級次的DSM通用。
需要使信號處理器可包括串聯(lián)或級聯(lián)耦合的多個DSM，以處理1位信號。這種建議從上面提到的文件中無法獲知。
對DSM輸入的1位信號包括音頻分量和噪聲分量，本發(fā)明人認(rèn)為輸入1位信號中的噪聲分量會降低DSM的穩(wěn)定性。當(dāng)DSM串聯(lián)時，可增加不穩(wěn)定的風(fēng)險。據(jù)信本發(fā)明人是第一個認(rèn)識到此問題的人。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種第n級戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)，其中n≥1，它包括用于接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端。
用于將P位信號(其中P＞1)再量化成1位形式信號的量化器，量化后的1位信號為DSM的輸出信號。
第一組合器用于形成輸入1位信號與一個系數(shù)的積和輸出信號與一個系數(shù)的積的加組合積分。
n-1個中間組合器，其每一個都用于形成輸入1位信號與一個系數(shù)的積、輸出信號與一個系數(shù)的積以及前級組合器的加組合積分的加組合積分。
末極組合器，用于形成輸入信號與一個系數(shù)以及前級組合器的加組合積分的加組合積分，以形成由量化器再量化的所述P位信號。
其中由DSM加到輸入1位信號的傳輸函數(shù)為a0(1+a1z-1)(1+a2z-1)(1+a3z-1)..(1+anz-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+bnz-1)]]>加在由量化器引入的量化噪聲上的傳輸函數(shù)為(1-z-1)n(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+bnz-1)]]>其中a1-an至少一個為+1，且b1-bn≠t1。
在n＝1的情況下，傳輸函數(shù)則減為
在早先提出的另一級DSM中，a1-an選為分別等于b1-bn，這樣，輸入信號傳輸函數(shù)的極由輸入信號傳輸函數(shù)的對應(yīng)零所消除，以得到一個中性或平的頻率響應(yīng)，見圖4(a)。根據(jù)本發(fā)明，a1-an是獨立于b1-bn而選出的。應(yīng)當(dāng)注意噪聲整形函數(shù)(1-z-1)n(1+b1z-1)...(1+bnz-1)]]>是不受對a1-an的選擇而影響的。因此，根據(jù)本發(fā)明，獨立于噪聲整形函數(shù)的極和零在DSM中限定輸入信號傳輸函數(shù)。
在本發(fā)明的實施例中，其中n＝3，輸入信號傳輸函數(shù)的a1-an選為都等于1，由此而限定的零與噪聲整形函數(shù)的零相等但符號相反。它對輸入信號提供一個補(bǔ)償噪聲信號的高通濾波特性的低通濾波特性，兩個特性具有相同的“角頻”。
因此，在DSM中提供于DSM中產(chǎn)生的量化噪聲的噪聲整形和1位輸入信號的噪聲分量的衰減而不須增加DSM的級。借助于解釋，早前提出的DSM，例如級n＝3相對于輸入信號具有一個平的頻響，并提供量化器噪聲的所需噪聲整形。通過增加諸如第二級同等部分(n＝5)，額外地提供了在輸入信號中噪聲的所需低通濾波。由于它不需增加濾波器的級以提供用于過濾輸入信號中噪聲的低通濾波頻響，這種建議與本發(fā)明相比是不能令人滿意的。
在本發(fā)明的大多數(shù)優(yōu)選實施例中，n≥3，a1-an的子集提供1位輸入信號的低通濾波，通過噪聲整形函數(shù)將高通濾波加到量化噪聲上，且a1-an其余的還對1位輸入信號提供預(yù)定的均等部分。最好n＝5，子集包括a1-a3，其中a1-a3等于+1，并由a4和a5提供均等部分。通過與前述早先提出的方案相比較，為了提供均等，早先提出的將須要使級n＝7。由于DSM的級越高，信號處理的延遲越大，且不穩(wěn)定的風(fēng)險越大，因此是不能令人滿意的。
通過進(jìn)一步比較，在將1位信號輸入到DSM之前，通過對DSM的輸入低通濾波，可以減少在1位輸入信號中的量化噪聲。但是，這種低通濾波將在DSM中導(dǎo)致輸入到DSM中的P位信號需要P位乘法器，因而失去了1位DSM的一個主要優(yōu)點。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一個第n級DSM，其中n≥2，它包括接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端。
用于將P位信號(其中P＞1)再量化成1位形式的量化器，再量化后的1位信號為DSM的輸出信號。
第一組合器，用于形成輸入1位信號與一個系數(shù)的積以及輸出信號與一個系數(shù)積的加組合積分。
n-1個中間組合器，每個組合器形成輸入1位信號與一個系數(shù)的積、輸出信號與一個系數(shù)的積以及前級組合器的加組合積分的加組合積分。
末級組合器，用于形成輸入信號與一個系數(shù)以及前級組合器的組合積分的加組合，以形成由量所器再量化的所述P位信號。
其中DSM具有相對于輸入信號的傳輸函數(shù)A(z)B(z)·C(z)C(z)]]>
其中A(z)B(z)=a0(1+z-1)m(1+b1z-1)..(1+bmz-1)]]>其中m＜n以提供輸入信號的低通濾波；C(z)D(z)=(1+c1z-1)..(1+cn-mz-1)(1+d1z-1)..(1+dn-mz-1)]]>以提供對輸入信號的預(yù)定的均等，并且DSM具有一個相對于由DSM引入的量化噪聲的噪聲整形傳輸函數(shù)Y(z)Q(z)]]>其中Y(z)Q(z)=(1-z-1)n(1+b1z-1)..(1+bmz-1)(1+d1z-1)..(1+dn-mz-1)]]>應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)n＝2，m＝1時，A(z)B(z)=a0(1+z-1)(1+b1z-1)C(z)D(z)=(1+cz-1)(1+d1z-1)]]>和Y(z)Q(z)=(1-z-1)2(1+b1z-1)(1+d1z-1)]]>根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種第n級戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)，其中n≥2，它包括用于接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端。
用于將P位信號(其中P＞1)再量化成1位形式的量化器，再量化后的1位信號為DSM的輸出信號。
第一組合器，用于形成輸入1位信號與一個系數(shù)的積和輸出信號與一個系數(shù)的積的加組合積分。
n-1個中間組合器，每個組合器都用來形成輸入1位信號與一個系數(shù)的積、輸出信號與一個系數(shù)的積以及前級組合器加組合積分的加組合積分。
末級組合器，用來形成輸入信號與一個系數(shù)以及前級組合器組合積分的加組合，以形成由量化器再量化的所述P位信號，其中由DSM加到輸入1位信號上的傳輸函數(shù)為a0(1+a1z-1)(1+a2z-1)(1+a3z-1)..(1+anz-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+bnz-1)]]>加到由量化器引入的量化后的噪聲上的傳輸函數(shù)為(1-z-1)n(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+bnz-1)]]>a1-an的一個子集提供1位輸入信號的低通濾波，加到由DSM所引入的所述量化噪聲上的傳輸函數(shù)具有高通噪聲整形特性，a1-an其余的除低通濾波之外還提供對1位信號的量化。
為了更好地理解本發(fā)明，下面參照圖4(b)-9的附圖加以描述圖4(b)為極-零圖，示出最好為本發(fā)明優(yōu)選DSM的極-零位置；圖5為根據(jù)本發(fā)明的示意性第三級DSM的示意方框圖；圖6為頻-幅特性圖，示出圖5的DSM對輸入信號的影響；圖7示出本發(fā)明所采用的第五級DSM；圖8示出多個串聯(lián)的DSM；和圖9示出DSM的積分器。
圖5的戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)為具有三個積分器部分和末級部分的第三級DSM。該DSM具有用來接收1位音頻信號的輸入端4和其上產(chǎn)生處理后的1位信號的輸出端5。
在輸出端5的信號是由末級中的量化器產(chǎn)生的。量化器Q接收P位信號，其中P＞1。量化器Q可以是具有零閾值的比較器。量化器將正信號量化為+1(邏輯1)，將負(fù)信號量化為-1(邏輯0)。
第一組合部分包括連接到輸入端4的第一1位乘法器、連接到輸出端5的第二1位系數(shù)乘法器A、將1位乘法器a1和A1的輸出求和的加法器61以及將加法器61的輸出積分的積分器71。1位系數(shù)乘法器將1位信號乘以P位系數(shù)a和A。
兩個中間組合器部分的每一個都相似地包括連接到輸入端4的第一1位系數(shù)乘法器b、c、連接到輸出端5的第二1位系數(shù)乘法器B、C、加法器62、63、以及積分器72、73。加法器除接收系數(shù)乘法器的輸出外，還接收前級積分器的輸出。
末級包括連接到還接收積分器73的輸出的加法器64的1位系數(shù)乘法器d。量化器Q將加法器63的P位輸出量化以在輸出端5產(chǎn)生1位信號。
圖9示出積分器71的實例，并且包括與延遲元件串聯(lián)的加法器。延遲元件的輸出反饋到加法器以累加加法器的輸出的積分，該加法器將系數(shù)乘法器的輸出求和。如圖5所示，積分器的加法器可以由加法器61來實現(xiàn)，它將級中的系數(shù)乘法器的輸出求和。因此對于系數(shù)乘法器和積分器3不需單獨的加法器。
對于如圖5所示的系數(shù)a、b、c和d以及A、B、C為固定的，并且如圖9所示在積分器中提供單獨的加法器的情況下，系數(shù)乘法器a、b、c和d以及用于將系數(shù)乘法器的輸出求和的加法器可由查尋表來代替。對于由系數(shù)a和由系數(shù)A相乘的1位信號來說，輸出就為+a、-a、+A、-A。查尋表可方便地存儲+a和-a、+A和-A的所有可能的組合；存儲的內(nèi)容可由1位信號來尋址。
如上面所討論的，可以用上文及附件中提及的方法來選擇系數(shù)a-d和A-C。
根據(jù)本發(fā)明，本發(fā)明人注意到在輸入端4的1位輸入信號具有由1位量化處理所產(chǎn)生的音頻分量和噪聲分量。噪聲分量特別是當(dāng)幾個DSM串聯(lián)時至少可以減少DSM的穩(wěn)定性。此外，在串聯(lián)DSM中的影響將大大增加1位信號的噪聲含量。需要減少這種噪聲分量。
根據(jù)本發(fā)明所示的實施例，提供了如圖6所示的濾波特性。見圖6，線50示出用于在DSM中由量化器Q所產(chǎn)生的量化噪聲上的噪聲整形特性。其中輸入到DSM的1位信號來自于先前的DSM特性50，它也代表輸入信號的噪聲分量。線51示出音頻分量的實際濾波特性。
當(dāng)根據(jù)本發(fā)明的DSM如圖8的實例所示串聯(lián)時。對一個DSM的輸入信號包括整形后的噪聲特性50的低頻區(qū)的音頻分量以及由特性50所表示的頻率整形后的噪聲。DSM用于音頻和噪聲上，低通濾波特性51減少輸入到DSM的信號中的噪聲。DSM引入新量化噪聲，這樣，DSM的輸出信號再次包括在整形后的噪聲特性低頻區(qū)的音頻分量及由特性50所代表的頻率整形后的噪聲。
然而，當(dāng)DSM串聯(lián)時，由串聯(lián)DSM產(chǎn)生的噪聲總量在采用本發(fā)明時比未用本發(fā)明時已被減少。
見圖5，在本發(fā)明的實施例中，帶有其噪聲分量的輸入1位音頻信號經(jīng)歷傳輸函數(shù)A(z)B(z)=a0(1+a1z-1)(1+a2z-1)(1+a3z-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)]]>其中a0為增益系數(shù)，a0、a1-a3限定了正饋系數(shù)a-d，而b1、b2、b3限定了反饋系數(shù)A-C。選增益系數(shù)a0來補(bǔ)償在Z-1＝-1時放入音頻信號傳輸函數(shù)的零而引入的任何衰減。
分子限定了音頻信號傳輸函數(shù)的零而分母限定了音頻信號傳輸函數(shù)的極。
量化器Q將量化噪聲引入音頻輸入信號中。根據(jù)本發(fā)明，噪聲經(jīng)歷噪聲整形傳輸函數(shù)Y(z)Q(z)=(1-z-1)(1-z-1)(1-z-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)]]>其中b1-b3限定了噪聲反饋系數(shù)A-C，而由積分器71-73在分子中實現(xiàn)-1與Z-1的乘法。
于是，根據(jù)本實施例，音頻信號傳輸函數(shù)的極與噪聲整形函數(shù)的極相同，且音頻傳輸函數(shù)的零(1+Z-1)與噪聲整形函數(shù)的零(1-Z-1)互補(bǔ)。
參閱圖4(b)，音頻信號傳輸函數(shù)與噪聲整形函數(shù)的極和零是繪在復(fù)合Z平面上的。音頻零位于實軸-1上，與噪聲整形函數(shù)的零+1軸向相反。因此音頻信號經(jīng)歷濾波特性51，如圖6所示，它是與用于DSM中產(chǎn)生的噪聲上的濾波特性50互補(bǔ)的。
雖然本發(fā)明是參照第三級的DSM描述的，但本發(fā)明并不局限于此。DSM可以為任意級的，包括n＝1的情況。增加級次將減少噪聲，但級次越高，經(jīng)DSM的信號延遲越大，且不穩(wěn)定的危險越大。因此需要使級次盡可能小。
圖4(b)和5的實施例僅提供音頻輸入信號的低通濾波。但是，根據(jù)本發(fā)明的DSM可以即提供參照圖4(b)、5和6所述的低通濾波以減少量化噪聲，又可提供音頻信號的量化。
見圖7，其中示出第5級DSM。根據(jù)圖7的本發(fā)明的實施例具有用于輸入音頻信號的傳輸函數(shù)
其中Y(z)X(z)=A(z)B(z)·C(z)D(z)]]>而A(z)B(z)=a0(1+z-1)(1+z-1)(1+z-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)]]>因而用于輸入信號的所需低通濾波特性則為C(z)D(z)=C0(1+c1z-1)..(1+c2z-1)(1+d1z-1)..(1+d2z-1)]]>從而使所需的量化加到輸入信號上。
噪聲整形函數(shù)為Y(z)Q(z)=(1-z-1)5(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)(1+d1z-1)(1+d2z-1)]]>雖然在此例中第三級低通濾波特性是與第二級量化特性一起獲得的，這些特性也可以是其它級次的。
通過在DSM中對輸入信號低通濾波，從而減少信號中的量化噪聲，多個DSM可如圖8所示串聯(lián)而減少不穩(wěn)定的風(fēng)險。
下面參見附圖A及其附圖10和11。附件A產(chǎn)生第五級DSM的傳輸函數(shù)。
產(chǎn)生傳輸函數(shù)的形式不同于先前給出的，在附件A中給出的傳輸函數(shù)與上面所給出的相等同。
分析是基于假定量化器Q是加法器，它將輸入端的1位信號與代表量化噪聲的隨機(jī)信號相加。
該分析表明總的來說，極和零是位于復(fù)合平面中的。
音頻濾波器的極等于噪聲整形器的極，見圖4(a)。
根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例，音頻濾波函數(shù)的零在Z-1＝-1處，而極則在Z-1不等于-1處，見圖4(b)，因此，音頻是由與噪聲整形器具有相同角頻率的低通濾波器處理的，見圖6。
權(quán)利要求
1.一種第n級戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)，其中n≥1，它包括用于接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端；量化器，用于將P位信號(其中P＞1)再量化成1位形式信號，該再量化后的1位信號為DSM的輸出信號；第一組合器，用于形成1位輸入信號與一個系數(shù)的積和輸出信號與一個系數(shù)的積的加組合積分；n-1個中間組合器，每個組合器用于形成1位輸入信號與一個系數(shù)的積、輸出信號與一個系數(shù)的積以及前級組合器加組合積分的加組合積分；末級組合器，用于形成輸入信號與一個系數(shù)以及前級組合器的組合積分的加組合積分，以形成由量化器再量化的所述P位信號，其中由DSM加到1位輸入信號上的傳輸函數(shù)為a0(1+a1z-1)(1+a2z-1)(1+a3z-1)..(1+anz-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+anz-1)]]>加到量化器引入的量化噪聲上的傳輸函數(shù)為(1-z-1)n(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+bnz-1)]]>其中a1-an的至少一個等于+1，b1-bn的每一個都不等于+1。
2.如權(quán)利要求1的DSM，其特征在于a1-an的每個都等于+1。
3.如權(quán)利要求1或2的DSM，其特征在于a0＝1。
4.如權(quán)利要求1，2或3的DSM，其特征在于n＝3。
5.如權(quán)利要求1的DSM，其特征在于n≥3，a1-an的一個子集提供1位輸入信號的低通濾波，a1-an的其余的還對1位輸入信號提供預(yù)定的均等化。
6.如權(quán)利要求1的DSM，其特征在于在所述子集中的a1-an＝+1。
7.如權(quán)利要求5或6的DSM，其特征在于n＝5。
8.一種第n級DSM，其中n≥2，它包括用于接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端；量化器，用于將P位信號(其中P＞1)再量化成1位形式信號，該再量化的1位信號為DSM的輸出信號；第一組合器，用于形成1位輸入信號與一個系數(shù)的積以及輸出信號與一個系數(shù)的積的加組合積分；n-1個中間組合器，每個用來形成1位輸入信號與一個系數(shù)的積、輸出信號與一個系數(shù)的積以及前級組合器的加組合積分的加組合積分；末級組合器，用于形成輸入信號與一個系數(shù)以及前級組合器的組合積分的加組合，以形成由量化器再量化的所述P位信號；其中DSM具有一個針對輸入信號的傳輸函數(shù)A(z)B(z)·C(z)D(z)]]>其中A(z)B(z)=a0(1+z-1)m(1+b1z-1)..(1+bmz-1)]]>其中m＜n以提供輸入信號的低通濾波；C(z)D(z)=(1+c1z-1)..(1+cn-mz-1)(1+d1z-1)..(1+dn-mz-1)]]>為對輸入信號提供預(yù)定的均等化，DSM的噪聲整形函數(shù)相對于由DSM所引入的量化噪聲為Y(z)Q(z)]]>其中YQ=(1-z-1)n(1+b1z-1)..(1+bmz-1)(1+d1z-1)..(1+dn-mz-1)]]>
9.如權(quán)利要求8的DSM，其特征在于m＝3且n＝5。
10.一種第n級戴爾塔-希格馬調(diào)制器(DSM)，其中n≥2，它包括用于接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端；量化器，用于將P位信號(其中P＞1)再量化成1位形式信號，該再量化后的1位信號為DSM的輸出信號；第一組合器，用于形成1位輸入信號與一個系數(shù)的積和輸出信號與一個系數(shù)的積的加組合積分；n-1個中間組合器，每個組合器用于形成1位輸入信號與一個系數(shù)的積、輸出信號與一個系數(shù)的積以及前級組合器加組合積分的加組合積分；末級組合器，用于形成輸入信號與一個系數(shù)以及前級組合器的組合積分的加組合積分，以形成由量化器再量化的所述P位信號，其中由DSM加到1位輸入信號上的傳輸函數(shù)為a0(1+a1z-1)(1+a2z-1)(1+a3z-1)..(1+anz-1)(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+anz-1)]]>加到量化器引入的量比噪聲上的傳輸函數(shù)為(1-z-1)n(1+b1z-1)(1+b2z-1)(1+b3z-1)..(1+bnz-1)]]>其中a1-an的的一個子集提供1位輸入信號的低通濾波，加到由DSM引入的所述量化噪聲上的傳輸函數(shù)具有高通噪聲整形特性，a1-an的其余的除低通濾波之外還提供1位信號的均等化。
11.根據(jù)前述任意權(quán)利要求的串聯(lián)的多個戴爾塔-希格馬調(diào)制器。
全文摘要
一種第n級戴爾塔－希格馬調(diào)制器,其中n≥1,它包括用于接收具有信號分量和噪聲分量的1位輸入信號的輸入端;量化器,第一組合器,n－1個中間組合器,末級組合器,其中由DSM加到1位輸入信號上的傳輸函數(shù)為:
文檔編號H03M7/32GK1195235SQ9712535
公開日1998年10月7日 申請日期1997年12月3日 優(yōu)先權(quán)日1997年3月20日
發(fā)明者P·C·伊斯泰, C·斯萊特, P·D·蘇爾佩 申請人:索尼英國有限公司