專利名稱：數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)及其發(fā)送器和接收器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及以符號(hào)編碼并用正交調(diào)制在任意頻率位置從發(fā)送器傳輸?shù)浇邮掌鞯臄?shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)。本發(fā)明進(jìn)一步涉及用于這種傳輸系統(tǒng)的發(fā)送器，接收器和濾波器組合。
用于數(shù)字信號(hào)的傳輸系統(tǒng)已經(jīng)被認(rèn)識(shí)很長(zhǎng)時(shí)間了，并且由于其有利性也正在被越來(lái)越多地用于娛樂(lè)或信息系統(tǒng)中信號(hào)或數(shù)據(jù)的傳輸或儲(chǔ)存。這種系統(tǒng)的主要特點(diǎn)是待傳輸?shù)男畔⒁詳?shù)字化或編碼的信號(hào)呈串行方式，且在其傳輸或儲(chǔ)存之前，這種信號(hào)一般要進(jìn)行QPSK(四相相移鍵控)調(diào)制。即，作為一條規(guī)則，要為傳輸通道或射頻傳輸波段進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換；但如果是儲(chǔ)存信號(hào)，這種轉(zhuǎn)換就不必要了。在接收器端，按相反的順序進(jìn)行信號(hào)處理，從而恢復(fù)為初始的信號(hào)。接著要在接收器中進(jìn)行進(jìn)一步的信號(hào)處理，但這不是此處所關(guān)注的。通過(guò)傳輸通道被傳輸?shù)男盘?hào)是含有以某種作為調(diào)制的編碼形式的數(shù)字信息的連續(xù)模擬信號(hào)。在這種調(diào)制期間的一個(gè)基本要求是可靠的量化范圍的存在，從而可最大可能地免除噪聲。上述QPSK調(diào)制技術(shù)及其變形結(jié)合了高傳輸可靠性和高適應(yīng)性。待傳輸?shù)男盘?hào)可以是從窄帶的測(cè)量或聲音信號(hào)到寬帶的視頻或高分辨率彩色電視信號(hào)。一些利用該技術(shù)的某些已知的地球的或基于衛(wèi)星的傳輸系統(tǒng)的例子包括DVB-數(shù)字視頻廣播，DAB-數(shù)字音頻廣播，ADR-Astra無(wú)線電，以及全球空間無(wú)線電(World Space Radio)。其他已知的正交調(diào)制方式包括BPSK-二進(jìn)制相移鍵控，QAM-正交幅值調(diào)制，及VSB-殘留邊帶調(diào)制。
正交調(diào)制可被解釋為一個(gè)向量在一個(gè)由I坐標(biāo)和與之垂直的Q坐標(biāo)形成的假想平面上以載波頻率旋轉(zhuǎn)。沒(méi)有調(diào)制時(shí)旋轉(zhuǎn)頻率是恒定的，因而相角恒定地增加。這就確定了一個(gè)與待傳輸信號(hào)調(diào)制的參考相角。對(duì)于模擬信號(hào)的情況，任何相角值都是可能的。對(duì)于數(shù)字信號(hào)的情況，要進(jìn)行量化，通過(guò)量化僅有特定的相角范圍例如四個(gè)象限是允許的，因而是可區(qū)分的。小于相應(yīng)的量化極限的干擾不會(huì)產(chǎn)生影響。通過(guò)指明載波頻率，QPSK調(diào)制技術(shù)可適應(yīng)于待傳輸?shù)念l率范圍。在特定情況下，即在QAM技術(shù)中，向量長(zhǎng)度也可改變，因而還可再傳輸另外的獨(dú)立信息。
在開發(fā)一個(gè)傳輸系統(tǒng)時(shí)，根據(jù)其傳輸特性和根據(jù)所用的發(fā)送器和接收器的成本及復(fù)雜性進(jìn)行總體系統(tǒng)的優(yōu)化是必要的。與此相關(guān)的重要內(nèi)容還有系統(tǒng)是雙向的還是象普通廣播系統(tǒng)那樣本質(zhì)上僅有一個(gè)發(fā)送器但有多個(gè)接收器。在后面這種情況下，即使這樣可能會(huì)增加發(fā)送器的復(fù)雜性，但如果可因此而改進(jìn)傳輸特性和/或簡(jiǎn)化接收器的話，將系統(tǒng)設(shè)計(jì)為不對(duì)稱的也是可取的。
因而本發(fā)明的目的是提供一種數(shù)字信號(hào)的傳輸系統(tǒng)，與常規(guī)系統(tǒng)相比，利用該系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)改善傳輸特性尤其是可減少接收器所需的回路數(shù)量。
另一目的是提供用于根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的發(fā)送器和接收器。
另一目的是提供用于根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的有利的濾波器組合。
本發(fā)明的主要目的是通過(guò)在正交合成之前以給定的時(shí)間間隔，具體說(shuō)是四分之一個(gè)信號(hào)周期，在發(fā)送器中延時(shí)兩個(gè)正交信號(hào)分量中的一個(gè)而獲得的。這種一個(gè)正交信號(hào)分量相對(duì)另一個(gè)的延時(shí)對(duì)于在發(fā)送器中正交調(diào)制的幅值穩(wěn)定性和在接收器回路的復(fù)雜程度兩方面都有明顯的影響，如果采用數(shù)字電路接收器回路可大大被簡(jiǎn)化。如下面表明的，發(fā)送器所需回路數(shù)保持基本不變或僅有微小增加。
接收器的簡(jiǎn)化來(lái)自以下具有發(fā)明性的認(rèn)識(shí)如果發(fā)送器中兩個(gè)正交信號(hào)中的一個(gè)被延時(shí)一給定時(shí)間，接收器中的脈沖整形濾波器可被簡(jiǎn)單的有全通網(wǎng)絡(luò)的IIR結(jié)構(gòu)取代，而不需要對(duì)兩個(gè)正交信號(hào)分量中任何一個(gè)進(jìn)行任何額外的組延時(shí)均衡。
下面將參照附圖對(duì)本發(fā)明及其有利的特點(diǎn)進(jìn)行更詳細(xì)的解釋。其中，

圖1是帶有相應(yīng)的接收器的常規(guī)發(fā)送器的方框圖；圖2解釋在發(fā)送器中對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行向并行方式的轉(zhuǎn)換；圖3表示符號(hào)定義表；圖4表示QPSK向量圖；圖5表示一對(duì)正交信號(hào)和有利的采樣時(shí)鐘；圖6示意性地解釋接收器中的數(shù)字信號(hào)處理；圖7表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送器和接收器；
圖8表示接收器濾波器的傳遞函數(shù)；圖9表示發(fā)送器濾波器的傳遞函數(shù)；圖10表示發(fā)送器和接收器濾波器的卷積傳遞函數(shù)；圖11表示接收器濾波器和相關(guān)的理想發(fā)送器濾波器的衰減特性；圖12表示實(shí)際發(fā)送器濾波器的衰減特性；圖13以示意眼狀圖表示接收器中解調(diào)后正交分量的極限曲線；圖14表示IIR濾波器結(jié)構(gòu)；及圖15表示全通結(jié)構(gòu)。
在圖1中，從源1向發(fā)送器T輸入作為數(shù)字信號(hào)sr的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流。用來(lái)進(jìn)行正交調(diào)制的主要部分包含在調(diào)制器2中，它包括將數(shù)字信號(hào)sr轉(zhuǎn)換為I信號(hào)和并行的Q信號(hào)的串-并轉(zhuǎn)換器3，二者均為數(shù)據(jù)流的形式。為了限定頻帶，每一數(shù)據(jù)流I，Q被輸入相應(yīng)的脈沖整形濾波器FI1，F(xiàn)Q1。從兩濾波器出來(lái)后，兩數(shù)據(jù)流I和Q一般分別被稱為同相分量ki和正交分量kq，并利用正交合成器4調(diào)制正交載波tr。載波tr利用正弦/余弦發(fā)生器4.1形成，其余弦和正弦分量cos(tr)和sin(tr)被分別輸入第一合成器4.2和第二合成器4.3。載波tr以載波頻率ftr在向量圖上旋轉(zhuǎn)(見(jiàn)圖4)。兩合成器4.2，4.3的輸出被利用加法器4.4相加而形成調(diào)制后的信號(hào)s(t)，該信號(hào)利用單級(jí)或多級(jí)頻率轉(zhuǎn)換器5被帶至傳輸通道C的頻帶位置。在轉(zhuǎn)換器5中，表示出了發(fā)生器5.1，合成器5.2，和輸出端的帶通濾波器5.3。調(diào)制后信號(hào)s(t)是一個(gè)其上在傳輸路徑C上疊加有外部信號(hào)和噪聲信號(hào)的連續(xù)的模擬信號(hào)。如眾所周知的，如果發(fā)送器T和接收器R包括既滿足噪聲匹配判據(jù)又滿足奈奎斯特判據(jù)的脈沖整形濾波器，由干擾或噪聲引起的錯(cuò)誤影響就可降至最小。
接收器R在功能上是發(fā)送器T的鏡象。利用包括發(fā)生器6.1，合成器6.2，和兩個(gè)帶通濾波器6.3，6.4的頻率轉(zhuǎn)換器6，接收到的射頻信號(hào)被又轉(zhuǎn)換為更低頻帶或基帶的模擬信號(hào)s(t)，在此它可在解調(diào)器7中利用模擬或數(shù)字回路解調(diào)或解碼。
在解調(diào)器7中，模擬信號(hào)s(t)首先利用正交合成器8被分解為同相和正交分量ki，kq。這可以通過(guò)將模擬信號(hào)與來(lái)自正弦/余弦發(fā)生器8.1的正弦信號(hào)和余弦信號(hào)合成來(lái)完成。正交合成也可以以純數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)，例如只要在將數(shù)字化的信號(hào)值在每一采樣時(shí)鐘脈沖處乘以數(shù)字正弦值或數(shù)字余弦值，而每一角度值的數(shù)字正弦值或數(shù)字余弦值可從預(yù)先存放的正弦/余弦表或通過(guò)適當(dāng)?shù)挠?jì)算技術(shù)獲得。如果發(fā)生器8.1在固定采樣時(shí)刻產(chǎn)生值+1，0，-1，0，+1，0，…作為正交載波值，合成器8.2，8.3尤其易于以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)。在兩種情況下，發(fā)生器8.1必須通過(guò)鎖相環(huán)(＝PLL)鎖定在發(fā)送器的參考相位上。接在正交合成器8之后的是每一信號(hào)路徑中的脈沖整形濾波器FI1，F(xiàn)Q2，而接在這些脈沖整形濾波器之后的分別是同相檢測(cè)器9.1和正交檢測(cè)器9.2。最后I和Q信號(hào)被利用并-串轉(zhuǎn)換器10重新組合為一個(gè)數(shù)據(jù)流sr。進(jìn)一步的處理在處理階段12中進(jìn)行。
在解調(diào)器7中，時(shí)鐘恢復(fù)裝置11構(gòu)成了PLL的一部分。它將I和Q信號(hào)轉(zhuǎn)換為將可變頻率發(fā)生器8.1(＝VCO)在頻率和相位上鎖定在參考相位的控制信號(hào)st。在數(shù)字式解調(diào)器中，時(shí)鐘恢復(fù)裝置11還提供采樣時(shí)鐘fs，作為一條規(guī)則，其頻率是符號(hào)頻率fsymb的整數(shù)倍。
在圖2中，用一個(gè)數(shù)據(jù)序列解釋了原始數(shù)據(jù)流sr向并行方式的轉(zhuǎn)換。串-并轉(zhuǎn)換器3將原始位序列1，2，3，4，…交替分配給兩個(gè)信號(hào)路徑I，Q，因而原始數(shù)據(jù)位對(duì)d1，d2的奇數(shù)位形成數(shù)據(jù)速率為fBit/2的I數(shù)據(jù)流，而偶數(shù)位對(duì)形成了同一數(shù)據(jù)速率的Q數(shù)據(jù)流。位對(duì)d1，d2形成一個(gè)“符號(hào)”Si，它象利用相應(yīng)的調(diào)制過(guò)程那樣被編碼。一個(gè)位對(duì)d1，d2具有四種不同的邏輯狀態(tài)，分別被分配給不同的符號(hào)S0，S1，S2，S3，參見(jiàn)圖3中的表。符號(hào)Si以僅為數(shù)據(jù)流sr位速率fBit的一半的符號(hào)速率或符號(hào)頻率fsymb重復(fù)。還可以將兩個(gè)或更多的原始位，如四，六，或八個(gè)結(jié)合在一個(gè)符號(hào)中。于是，可能的符號(hào)數(shù)目增加了，而符號(hào)速率減少了。符號(hào)速率越低，在發(fā)送器和接收器中的處理頻率和正交載波的頻率就可以越低。
圖4表示QPSK調(diào)制的向量圖。四個(gè)可能的符號(hào)Si被賦給單位圓的四個(gè)象限。向量對(duì)應(yīng)于載波tr，它在I/Q坐標(biāo)系統(tǒng)的瞬時(shí)旋轉(zhuǎn)位置由角度(t)和幅值A(chǔ)(t)唯一確定。
圖5表示發(fā)送器和接收器中I和Q信號(hào)的理想波形，根據(jù)相應(yīng)的符號(hào)Si，它們理想地在標(biāo)準(zhǔn)化后的信號(hào)值+1和-1之間必需具有無(wú)窮大陡度的脈沖邊緣，也就是說(shuō)于是其頻譜應(yīng)無(wú)限長(zhǎng)。為了盡可能減少所必需的帶寬，利用上面提到的脈沖整形濾波器使脈沖按預(yù)定方法邊緣變圓，從而從脈沖序列形成同相分量ki和正交分量kq。所表示的分量ki，kq既出現(xiàn)在發(fā)送器中，也以略有變動(dòng)的形式出現(xiàn)在接收器中，并可在這些地方以采樣時(shí)鐘fs在正交合成之前或之后被數(shù)字化。從圖6中可以看出采樣頻率的降低情況。
圖6示意地表示了在接收器R中如何利用適當(dāng)?shù)牟蓸訌慕邮盏降哪M信號(hào)s(t)恢復(fù)為獨(dú)立的正交信號(hào)分量ki，kq。它在同樣的時(shí)間坐標(biāo)上表示出了模擬信號(hào)s(t)和載波tr的相應(yīng)的余弦和正弦分量cos(tr)，sin(tr)(虛線曲線)。時(shí)間軸t被按符號(hào)周期Tsymb(＝Ts＝Ts)標(biāo)準(zhǔn)化。第四條線表示采樣時(shí)鐘fs的采樣時(shí)刻t’，它們被鎖定在參考相位的I/Q坐標(biāo)交叉點(diǎn)，如圖4所示，因而也分別確定了余弦與正弦載波分量的與載波有關(guān)的采樣時(shí)刻t’ki，t’kq。這樣可產(chǎn)生有利的采樣速率fs和有利的載波頻率ftr，它們都不可分割地與符號(hào)頻率fsymb有關(guān)fs＝4×fsymb和ftr＝fsymb。于是，如上所述，可得到用于接收器中正交合成的非常簡(jiǎn)單的乘法因子，即僅為值+1，0和-1。合成器可以非常容易地用門電路和非門電路以數(shù)字和模擬形式實(shí)現(xiàn)。
如果在各個(gè)I/Q坐標(biāo)交叉點(diǎn)時(shí)刻進(jìn)行采樣，接收器中的正交合成可被進(jìn)一步簡(jiǎn)化，因?yàn)橛靡蜃印?”相乘得到的信號(hào)值為“0”。該“0”信號(hào)值可在進(jìn)一步處理時(shí)通過(guò)忽略孤立數(shù)據(jù)及接著進(jìn)行低通濾波而簡(jiǎn)單地予以忽略，正如在簡(jiǎn)單采樣速率降低階段通常所作的那樣，這些階段也稱為分樣階段。就正交信號(hào)調(diào)制而言，這種忽略不會(huì)導(dǎo)致信息丟失。
最后兩條線分別表示同相分量ki和正交分量kq在采樣時(shí)刻tki和tkq下與乘法因子+1和-1對(duì)應(yīng)的采樣時(shí)鐘頻率fsi和fsq。采樣時(shí)刻tki和tkq以時(shí)間間隔td分隔，而td＝1/4×Tsymb。
因此同相采樣時(shí)鐘頻率fsi和正交采樣時(shí)鐘fsq是相同的fsi＝fsq＝2×fsymb，但相位不同，因而如上所述采樣值tki和tkq在時(shí)間上以Tsymb/4分隔。
只有如果在相應(yīng)的采樣時(shí)刻t的同相采樣值和正交采樣值二者都是實(shí)際可得到的，才能以所要求的精度確定結(jié)果向量tr(t)，進(jìn)而兩正交分量ki，kq的瞬間位置(t)。在圖6所示的交替采樣序列tki，tkq的情況下，不進(jìn)行插值這是不可能的。
通常所用的FIR插值濾波器(也必須滿足奈奎斯特和噪聲匹配判據(jù))需要大量的回路，但迄今為止還無(wú)法避免。但根據(jù)本發(fā)明，提出了一種同樣也滿足上述判據(jù)的相當(dāng)簡(jiǎn)單的IIR濾波器。一個(gè)必要條件是兩正交信號(hào)分量ki，kq中的一個(gè)在發(fā)送器中被延時(shí)一時(shí)間間隔td，該時(shí)間間隔理想地等于四分之一個(gè)符號(hào)周期Tsymb。
圖7表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送器T和接收器R的一個(gè)實(shí)施例。發(fā)送器T除了在正交分量路徑Q上有延時(shí)元件13外還有圖1所示方框圖中所示的相同功能單元。由于采用了與圖1相同的的參考字符，且運(yùn)行也基本與圖1所示的相同，因而無(wú)需對(duì)通用發(fā)送器回路T再進(jìn)行解釋。由延時(shí)元件13引入的延時(shí)間隔td的值為td＝Tsymb/4。利用該值，如上所述，復(fù)雜的脈沖整形濾波器在接收器R側(cè)可由非常簡(jiǎn)單的濾波器結(jié)構(gòu)所取代。這當(dāng)然會(huì)影響到發(fā)送器中脈沖整形濾波器FI1，F(xiàn)Q1的實(shí)現(xiàn)和設(shè)計(jì)，如下面要解釋的。發(fā)送器T中的信號(hào)處理可以是數(shù)字或模擬式的。如果處理是數(shù)字式的，處理時(shí)鐘頻率fsi，fsq應(yīng)至少為符號(hào)頻率的四倍或其它倍數(shù)。
圖7表示發(fā)送器T的一個(gè)數(shù)字式實(shí)施例。數(shù)字調(diào)制器2后面連接有數(shù)-模轉(zhuǎn)換器15，等于符號(hào)速率四倍的轉(zhuǎn)換時(shí)鐘速率fs，fs＝4×fsymb，被從發(fā)生器16引入其中，該時(shí)鐘被鎖定為數(shù)據(jù)流sr的位時(shí)鐘fBit(圖7中未示出)。通過(guò)輸出為模擬信號(hào)s(t)的該轉(zhuǎn)換器15，再次表明恰當(dāng)?shù)膫鬏攽?yīng)是模擬的。圖中沒(méi)有表示出發(fā)送器端和接收器端的射頻轉(zhuǎn)換。
圖7的接收器R的方框圖表示出其基本結(jié)構(gòu)和圖1的接收器的結(jié)構(gòu)非常相似。同樣功能單元被指定的參考符號(hào)也相同，因而其一致性非常容易看出。還有，參考號(hào)與上面的介紹也一致。接收到的和向下轉(zhuǎn)換的模擬信號(hào)s(t)被利用模-數(shù)轉(zhuǎn)換器17數(shù)字化并形成數(shù)據(jù)流sd。數(shù)字化時(shí)鐘頻率fs來(lái)自與時(shí)鐘恢復(fù)裝置11相配合的時(shí)鐘發(fā)生器18。在常規(guī)的數(shù)字信號(hào)處理布置中，數(shù)字化時(shí)鐘可能是隨意提供的，而采樣原則不會(huì)與接收到的信號(hào)s(t)的帶寬相矛盾。但對(duì)于最佳的數(shù)字接收器的實(shí)現(xiàn)，數(shù)字化時(shí)鐘fs不再是可自由地預(yù)定的，而是其頻率應(yīng)盡可能精確地為符號(hào)頻率fsymb的四倍。如果采用具有簡(jiǎn)單開關(guān)特性+1，-1的開關(guān)式接收器正交合成器，就可將對(duì)圖6的討論和對(duì)實(shí)現(xiàn)濾波器的解釋接在這里。這樣就給出了同相和正交分量ki，kq的采樣頻率fsi，fsq，而fs＝2×fsymb。這是實(shí)現(xiàn)具有IIR濾波器結(jié)構(gòu)的接收器濾波器的必要條件，參見(jiàn)下面的相關(guān)介紹，尤其是公式(2)。解調(diào)器7中的正交合成器80，85基于這一原理工作。
與時(shí)鐘發(fā)生器18相配合的正交合成器80具有與之相連的電子開關(guān)81作為多路分配器將模-數(shù)轉(zhuǎn)換器17的輸出數(shù)據(jù)交替分配到I數(shù)據(jù)路徑和Q數(shù)據(jù)路徑。電子開關(guān)81相當(dāng)于圖7的發(fā)送器T中的加法器4.4的反向。與I合成器83和Q合成器84相連的用于正交載波的發(fā)生器82含有向合成器83，84交替提供值+1和-1的數(shù)據(jù)源82。合成器必須或者保持所施加的數(shù)據(jù)不變或者對(duì)其取反；二者皆可由通常的二進(jìn)制數(shù)值系統(tǒng)容易地實(shí)現(xiàn)，尤其是以二的補(bǔ)碼表示。除了是粗略的正交合成器的合成器80外，解調(diào)器7還包括精確正交合成器85，它僅處理很低的載波差頻。因此，同相和正交分量ki，kq在粗略的合成器80后被分別乘以緩慢變化的余弦和正弦值，相當(dāng)于對(duì)形成的載波或向量tr的一附加的角度旋轉(zhuǎn)。由于這種劃分，在快速合成器80中的相對(duì)較高的載波頻率的調(diào)整就能夠以相對(duì)粗略的頻率級(jí)差進(jìn)行而在計(jì)值時(shí)不會(huì)產(chǎn)生任何不準(zhǔn)確。粗略和精確的正交合成器80和85分別由來(lái)自時(shí)鐘恢復(fù)裝置11的控制信號(hào)st和st，控制。
接著兩正交合成器80，85的是在I數(shù)據(jù)路徑上的同相脈沖整形濾波器FI2和在Q數(shù)據(jù)路徑上的正交脈沖整形濾波器FQ2。接著脈沖整形濾波器FI2和FQ2的分別是分樣級(jí)19.1和19.2，在該級(jí)內(nèi)相應(yīng)的數(shù)據(jù)速率fsi，fsq再次被按因子1/2降低。最后兩檢測(cè)器級(jí)9.1，9.2將原始符號(hào)si恢復(fù)，它又被利用并-串轉(zhuǎn)換器10再結(jié)合為串行數(shù)據(jù)流sr。在圖7中，為明確起見(jiàn)，將相應(yīng)的采樣速率標(biāo)在了發(fā)送器T和接收器R的相應(yīng)的處理部分上。
圖7的接收器R的方框圖沒(méi)有包括任何因?yàn)榘l(fā)送器T中的延時(shí)而希望也有的延時(shí)部件。這是因?yàn)槊}沖整形接收器濾波器FI2，F(xiàn)Q2的發(fā)明性實(shí)現(xiàn)利用了每個(gè)具有兩個(gè)全通網(wǎng)絡(luò)的IIR濾波器結(jié)構(gòu)。這些濾波器與對(duì)應(yīng)的發(fā)送器濾波器FI1，F(xiàn)Q1結(jié)合，既能滿足噪聲匹配判據(jù)又能滿足奈奎斯特判據(jù)。在以下部分的介紹中，將利用一對(duì)能夠替代同相濾波器對(duì)FI1，F(xiàn)I2或正交濾波器對(duì)FQ1，F(xiàn)Q2的一對(duì)濾波器F1，F(xiàn)2的例子來(lái)詳細(xì)介紹對(duì)這些性質(zhì)的證明，相應(yīng)的濾波器的結(jié)構(gòu)，及其基本設(shè)計(jì)。這些濾波器F1，F(xiàn)2具有不同的濾波器結(jié)構(gòu)。單個(gè)濾波器的傳遞特性是非對(duì)稱的。但正如將表明的，兩濾波器F1，F(xiàn)2的脈沖響應(yīng)必須相互鏡象對(duì)稱。
以下說(shuō)明涉及兩非對(duì)稱濾波器對(duì)FI1，F(xiàn)I2和FQ1，F(xiàn)Q2。對(duì)于本發(fā)明，必須實(shí)現(xiàn)非對(duì)稱濾波器組合F1，F(xiàn)2。非對(duì)稱濾波器組合F1，F(xiàn)2的脈沖響應(yīng)h(t)的例子在表示發(fā)送器濾波器F1的圖9和表示接收器濾波器的圖8中給出。兩者的波形相對(duì)時(shí)間軸t＝0鏡象對(duì)稱。圖9所示的向負(fù)的時(shí)間范圍延伸的脈沖響應(yīng)可通過(guò)適當(dāng)?shù)仡A(yù)先延時(shí)圖9的脈沖響應(yīng)和/或圖8的脈沖響應(yīng)來(lái)實(shí)現(xiàn)而不違反因果關(guān)系的原則。兩非對(duì)稱濾波器F1，F(xiàn)2的相互作用在圖10中由公共脈沖響應(yīng)Hg(t)表示，它是由圖8和圖9的脈沖響應(yīng)的卷積得來(lái)的。
為進(jìn)一步探討必須通過(guò)研究復(fù)數(shù)傳遞函數(shù)H(z)來(lái)對(duì)奈奎斯特判據(jù)和噪聲匹配判據(jù)進(jìn)行更詳細(xì)的討論。在以下公式中僅在如果不這樣做就可能會(huì)引起誤解的情況下才在通常的形式中使用標(biāo)記。濾波器組合F1，F(xiàn)2具有公共的傳遞函數(shù)Hg(z)，它可以分解為表示發(fā)送器濾波器F1的傳遞函數(shù)ht(z)和表示接收器濾波器F2的傳遞函數(shù)Hr(z)。兩個(gè)濾波器F1，F(xiàn)2的傳遞函數(shù)的卷積得到濾波器組合F1，F(xiàn)2的傳遞函數(shù)Hg(z)Hg(z)＝Ht(z)×Hr(z) Eq.(1)以下的討論適用于這樣的條件在圖7中由模-數(shù)轉(zhuǎn)換器17和多路分配器81確定的接收器濾波器F2所用的采樣時(shí)鐘fsi，fsq是符號(hào)頻率fsymb的兩倍，即fsi＝fsq＝2×fsymb。為簡(jiǎn)化起見(jiàn)，以下僅在有疑問(wèn)時(shí)才對(duì)用于接收器濾波器F2的同相采樣時(shí)鐘fsi和正交采樣時(shí)鐘fsq加以區(qū)分；相反，對(duì)fsi和fsq給出被賦予相應(yīng)的處理部分的一個(gè)采樣時(shí)鐘或采樣頻率fs。
假設(shè)fs＝2×fsymb， Eq.(2)接收器中的脈沖整形濾波器的實(shí)現(xiàn)和要滿足的判據(jù)的公式變得特別簡(jiǎn)單。于是奈奎斯特判據(jù)具有以下一般形式Hg(z)+Hg(-z*)＝1 Eq.(3)其中z＝Exp(j×2π×f/fs)。
為得到最優(yōu)的噪聲匹配，在發(fā)送器濾波器F1和接收器濾波器F2間必需保持以下關(guān)系Ht(z)＝Hr(z*)Eq.(4)此外，為抑制相鄰?fù)ǖ赖母蓴_，要求在F1，F(xiàn)2的相應(yīng)抑止頻帶有足夠的衰減amin。抑止頻帶的開始通常由頻響跌落因數(shù)r輔助確定
|Ht(Exp(j×2π×f/fs))|≤amin當(dāng)f≥0.5×fsymb×(1+r) Eq.(5)|Hr(Exp(j×2π×f/fs))|≤amin當(dāng)f≥0.5×fsymb×(1+r) Eq.(6)如上所述，廣泛用作脈沖整形濾波器的“上升余弦”和高斯濾波器可滿足這些條件。但這些濾波器結(jié)構(gòu)的一個(gè)缺點(diǎn)是要求在發(fā)送器端和接收器端有相當(dāng)數(shù)量的回路。
本發(fā)明以兩個(gè)并聯(lián)的全通網(wǎng)絡(luò)A1，A2的接收器濾波器結(jié)構(gòu)也可滿足公式(2)，(3)，(5)和(6)的判據(jù)這樣的認(rèn)識(shí)為依據(jù)。相應(yīng)的復(fù)數(shù)傳遞函數(shù)有如下形式Hr(z)＝1/2×(A1(z2)+z-1×A2(z2))Eq.(7)兩個(gè)全通濾波器A1，A2的復(fù)數(shù)傳遞函數(shù)具有如下形式Hall-pass(z)＝Ai(z)＝ Eq.(8)(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)如果公式(8)是針對(duì)倒數(shù)變量z*＝1/z而不是變量z，則有以下變換Ai(z*)＝1/Ai(z) Eq.(8A)正如可表示出的，在接收器濾波器F2和相應(yīng)的發(fā)送器濾波器F1二者中均利用全通網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)的濾波器組合F1，F(xiàn)2在理論上滿足奈奎斯特判據(jù)。
從公式(7)起，發(fā)送器濾波器F1的傳遞函數(shù)Ht(z)通過(guò)公式(4)的噪聲匹配條件從接收器濾波器F2的傳遞函數(shù)Hr(z)形成Ht(z)＝1/2×(1/A1(z2)+z/A2(z2)) Eq.(8b)利用全通網(wǎng)絡(luò)的該濾波器組合F1，F(xiàn)2的公共傳遞函數(shù)Hg(z)從根據(jù)公式(7)和公式(8b)的單個(gè)公共函數(shù)的卷積得出Hg(z)＝1/2×(A1(z2)+z-1×A2(z2)×1/2×(1/A1(z2)+z/A2(z2))Eq.(9)通過(guò)兩個(gè)傳遞函數(shù)Hr(z)和Ht(z)的復(fù)數(shù)乘法進(jìn)行的卷積得到以下公式Hg(z)＝1/2+1/4×(z×A1(z2)/A2(z2)+z-1×A2(z2)/A1(z2))Eq.(10)將公式(3)的奈奎斯特判據(jù)的形式用于公式(10)，具體地是引入了形成的傳遞函數(shù)Hg(-z*)，有
Hg(z)+Hg(-z*)＝1+0Eq.(11)雖然公式(11)是通過(guò)全通網(wǎng)絡(luò)濾波器的傳遞函數(shù)得出的，但看上去和公式(3)---普通的奈奎斯特判據(jù)一樣。不幸的是根據(jù)公式(4)的共軛復(fù)數(shù)濾波器在這種采用全通網(wǎng)絡(luò)的情況下不穩(wěn)定且因果關(guān)系不可靠。通過(guò)將假設(shè)是穩(wěn)定的接收器濾波器F2轉(zhuǎn)置，極點(diǎn)和零點(diǎn)被互換，從而使發(fā)送器濾波器F1的極點(diǎn)移到了單位圓以外的復(fù)數(shù)頻率域。但這僅適用于發(fā)送器濾波器的數(shù)學(xué)上精確的IIR實(shí)現(xiàn)。但利用FIR逼近，很容易地能夠設(shè)計(jì)出滿足所要求的判據(jù)的發(fā)送器濾波器，其精度僅受濾波器回路數(shù)量的限制。如上所述，該濾波器的設(shè)計(jì)是以圖8和圖9的接收器濾波器的鏡象和延時(shí)的脈沖響應(yīng)hr’(-t)＝ht(t)為依據(jù)的。
圖11以舉例方式表示采用全通網(wǎng)絡(luò)的接收器濾波器F2的衰減特性。頻率f已經(jīng)對(duì)于符號(hào)頻率fsymb進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化。在抑止頻帶上，衰減a約為-70dB。共軛復(fù)數(shù)接收器濾波器(參照公式(8b))理論上必須具有同樣的衰減特性。但是如上所述，因?yàn)樵谶@里全通方式的實(shí)現(xiàn)是不可能的，所以在發(fā)送器濾波器F1中采用了FIR濾波器結(jié)構(gòu)，其要進(jìn)行鏡象轉(zhuǎn)換的頻率響應(yīng)hr(t)盡可能地逼近圖9的頻率響應(yīng)ht(t)。該脈沖響應(yīng)理論上可向負(fù)的時(shí)間范圍無(wú)限延伸，它必須由確定脈沖響應(yīng)起始的時(shí)間窗口來(lái)代替。如果剪切掉的脈沖響應(yīng)僅表示不明顯的貢獻(xiàn)，這可被完全證實(shí)。如有必要，時(shí)間窗口和相應(yīng)的FIR濾波器結(jié)構(gòu)必須被進(jìn)一步放大，直到其抑制貢獻(xiàn)變?yōu)椴豢珊雎?。一?xiàng)估計(jì)表明利用本發(fā)明，在上述所用的FIR濾波器F1中的回路數(shù)量?jī)H需要增加10％到20％。但在接收器端的節(jié)省卻是令人激動(dòng)的，因?yàn)檫@里可比較的濾波器回路的數(shù)量可被例如以10為因數(shù)減少。此外，接收器濾波器FI2，F(xiàn)Q2是相同的。
表示逼近的FIR濾波器在信號(hào)傳輸特性上的影響表明它僅在抑止頻帶衰減上是重要的，在圖12中假設(shè)的例子中該衰減約為-55dB。濾波器組合F1，F(xiàn)2的總衰減提供了總的抑止頻帶衰減，它對(duì)于所需的衰減特性是綽綽有余了。
圖13以眼狀圖示意地表示接收側(cè)的同相和正交分量ki，kq。經(jīng)過(guò)信號(hào)值ki，kq＝+1和ki，kq＝-1的曲線代表了接收側(cè)正交信號(hào)分量應(yīng)處于它們之間的極限曲線，而不論符號(hào)轉(zhuǎn)換是否剛剛發(fā)生。由于這些極限曲線恰好在值+1和-1處相交，顯然前面的符號(hào)的順序可是任意的且對(duì)在時(shí)刻t＝0待定的符號(hào)狀態(tài)Si沒(méi)有任何影響。圖13的以模擬形式表示在時(shí)刻-0.5≤t/Ts≤+0.5之間的所有可能轉(zhuǎn)換的眼狀圖是從衰減特性與圖11和圖12相當(dāng)?shù)姆菍?duì)稱濾波器組合F1，F(xiàn)2計(jì)算得來(lái)。
圖14表示具有以方框圖表示的兩個(gè)全通網(wǎng)絡(luò)A1，A2的接收器濾波器的結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)表示具有全通網(wǎng)絡(luò)A1的第一信號(hào)路徑和具有z-1延時(shí)部件v1和第二全通網(wǎng)絡(luò)A2的組合的第二信號(hào)路徑。在兩信號(hào)路徑的公共輸入端輸入的是數(shù)字輸入信號(hào)sr’。第一和第二全通網(wǎng)絡(luò)A1和A2的輸出分別被連接到減法器sb1的減數(shù)輸入端和被減數(shù)輸入端，該減法器產(chǎn)生接收器濾波器F2的數(shù)字輸出信號(hào)sr。
圖15用方框圖表示適用于本發(fā)明的全通濾波器Ai的功能單元和結(jié)構(gòu)。該全通濾波器是二階濾波器，它表示根據(jù)公式(8)的全通濾波器的最簡(jiǎn)單的實(shí)施例，其中m＝2。一個(gè)輸入p1被連接到第一加法器ad1的第一輸入端1和減法器sb2的減數(shù)輸入端。加法器ad1的輸出與z-2延時(shí)部件v2配合，其輸出被連接到減法器sb2的被減數(shù)輸入端和第二加法器ad2的第一輸入端1。與減法器sb2的輸出相連的是乘法器m的第一輸入端1，其第二輸入端2被從存儲(chǔ)裝置mr輸入因子a。利用該因子a，可確定全通濾波器Ai的濾波器特性。乘法器m的輸出被連接到第一加法器ad1的第二輸入端2和第二加法器ad2的第二輸入端2兩個(gè)地方，加法器ad2的輸出被連接到輸出端p2。因而該濾波器結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單且易于以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)。應(yīng)指出圖15的全通濾波器僅包括一個(gè)乘法器m。與此形成對(duì)照的是，用于接收器濾波器F2的常規(guī)FIR結(jié)構(gòu)包括多個(gè)乘法器，利用這些乘法器將獨(dú)立的權(quán)重賦予存儲(chǔ)的信號(hào)。有多至40個(gè)的采樣值需要分配權(quán)重，并被相乘。通過(guò)這樣的比較利用全通濾波器實(shí)現(xiàn)接收器的優(yōu)點(diǎn)就很明顯了。采用根據(jù)公式(8)設(shè)計(jì)的更高階的全通濾波器，濾波器特性可得到改善，相應(yīng)成本也更高，但仍然大大低于與之相比的FIR濾波器的成本。接收器濾波器F2和發(fā)送器濾波器F1不必一定用數(shù)字形式實(shí)現(xiàn)，這些發(fā)明性的概念在原理上也適用于模擬濾波器結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.用于以符號(hào)(Si)編碼的以正交調(diào)制在任意頻率位置從發(fā)送器(T)到接收器(R)傳輸數(shù)字信號(hào)(sr)的傳輸系統(tǒng)，其特征在于在發(fā)送器中，兩正交信號(hào)分量(ki，kq)中的一個(gè)在正交調(diào)制前被延時(shí)一時(shí)間間隔(td)，具體說(shuō)是延時(shí)四分之一個(gè)符號(hào)周期(Tsymb)和/或延時(shí)發(fā)送器(T)中的正交載波(tr)的周期的四分之一。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的傳輸系統(tǒng)，其特征在于在接收器端形成的正交信號(hào)分量(ki，kq)分別利用相應(yīng)的IIR濾波器(FI2，F(xiàn)Q2)被濾波。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的用于傳輸系統(tǒng)的發(fā)送器(T)，包括---將數(shù)字信號(hào)(sr)轉(zhuǎn)換為I數(shù)據(jù)流(I)和Q數(shù)據(jù)流(Q)的串-并轉(zhuǎn)換器(3)，該數(shù)字信號(hào)由數(shù)據(jù)源(1)提供并被鎖定為位速率fBit；---第一同相濾波器(FI1)和第一正交濾波器(FQ1)，每個(gè)均用作脈沖整形濾波器，為了限定I和Q數(shù)據(jù)流(I，Q)的帶寬而形成同相分量(ki)和正交分量(kq)，并利用發(fā)送器正交合成器(4)調(diào)制正交載波(tr)；和---連接在發(fā)送器正交合成器(4)之前并使同相分量(ki)或正交分量(kq)延時(shí)等于符號(hào)周期(Tsymb)的一個(gè)整數(shù)部分1/N的時(shí)間間隔(td)的延時(shí)部件(13)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2的用于傳輸系統(tǒng)的接收器(R)，包括---用來(lái)從接收到的信號(hào)(s(t))形成采樣信號(hào)(sd)的模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(17)，模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(17)的采樣頻率基本上等于符號(hào)頻率fsymb的四倍；---將采樣信號(hào)(sd)分解為分別被利用具有IIR濾波器結(jié)構(gòu)的脈沖整形濾波器(FI2，F(xiàn)Q2)濾波的I數(shù)據(jù)路徑(I)上的同相分量(ki)和Q數(shù)據(jù)路徑(Q)上的正交分量(kq)的多路分配器(81)；和---在其輸入端與I數(shù)據(jù)路徑(I)和/或Q數(shù)據(jù)路徑(Q)配合且在其輸出端與模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(17)，多路分配器(81)，和正交合成器(80，85)配合的時(shí)鐘恢復(fù)裝置(11)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的用于傳輸系統(tǒng)的接收器(R)，其特征在于---在接收器正交合成器(80，85)以后，利用均以IIR濾波器結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)的第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)分別對(duì)同相分量(ki)和正交分量(kq)進(jìn)行濾波；---第二同相和正交濾波器(FI2，F(xiàn)Q2)的傳遞函數(shù)從理想地利用FIR結(jié)構(gòu)以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)的發(fā)送器(T)中的相應(yīng)的第一同相濾波器(FI1)和相應(yīng)的第一正交濾波器(FQ1)的相互作用得出；及---第一和第二同相濾波器組合(FI1，F(xiàn)I2)和第一和第二正交濾波器組合(FQ1，F(xiàn)Q2)的傳遞函數(shù)均為Hg(z)＝Ht(z)×Hr(z)，同時(shí)滿足奈奎斯特判據(jù)Hg(z)+Hg(-z*)＝1和噪聲匹配判據(jù)Ht(z)＝Hr(z*)。
6.根據(jù)權(quán)利要求4或5的接收器(R)，其特征在于第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)分別包括第一全通網(wǎng)絡(luò)(A1)和第二全通網(wǎng)絡(luò)(A2)，其傳遞函數(shù)由以下關(guān)系確定Hi(z)＝Ai(z)＝(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)且第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)的傳遞函數(shù)Hr(z)由以下關(guān)系確定Hr(z)＝(A1(z2)+z-1×A2(z2))/2。
7.根據(jù)權(quán)利要求4至6中任何一項(xiàng)的接收器(R)，其特征在于第一同相濾波器(FI1)或第一正交濾波器(FQ1)的傳遞函數(shù)Ht(z)分別從第二同相濾波器(FI2)或第二正交濾波器(FQ2)的傳遞函數(shù)Hr(z)，具體地是通過(guò)對(duì)于第一和第二同相濾波器(FI1，F(xiàn)I2)或第一和第二正交濾波器(FQ1，F(xiàn)Q2)的脈沖響應(yīng)ht(t)，hr(t)的噪聲匹配判據(jù)的對(duì)稱條件Ht(z)＝Hr(z*)來(lái)確定，且得到的第一同相濾波器(FI1)或第一正交濾波器(FQ1)的脈沖響應(yīng)ht(z)由FIR結(jié)構(gòu)以任意精度逼近。
8.根據(jù)權(quán)利要求6或7的接收器(R)，其特征在于第二同相濾波器(FI2)或第二正交濾波器(FQ2)具有兩個(gè)在輸入端連接在一起且在輸出端通過(guò)加法/減法器(sb1)連接在一起的并聯(lián)信號(hào)路徑，減數(shù)路徑含有第一全通網(wǎng)絡(luò)(A1)，被減數(shù)路徑含有z-1延時(shí)部件(v1)與第二全通網(wǎng)絡(luò)(A2)的串聯(lián)組合。
9.根據(jù)權(quán)利要求6至8中任何一項(xiàng)的接收器(R)，其特征在于第一和第二全通網(wǎng)絡(luò)(A1，A2)每個(gè)分別代表一階全通結(jié)構(gòu)Ai(z2)，且所述全通結(jié)構(gòu)含有z-2延時(shí)部件(v2)，乘法器(m)，第一加法器(ad1)，第二加法器(ad2)，和第二減法器(sb2)作為功能單元。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的接收器(R)，其特征在于全通結(jié)構(gòu)Ai(z2)中的功能單元按如下方式互連---輸入端(p1)和輸出端(p2)之間的串聯(lián)組合，在信號(hào)流動(dòng)方向依次含有與第一輸入端(p1)相連的第一加法器(ad1)，以及z-2延時(shí)部件(v2)和與輸出端(p2)相連的第二加法器(ad2)；---第二減法器(sb2)通過(guò)其減數(shù)輸入端與輸入端(p1)相連，通過(guò)其被減數(shù)輸入端與z-2延時(shí)部件(v2)的輸出端相連，及通過(guò)其輸出與乘法器(m)的第一輸入端(1)相連；和---乘法器(m)的第二輸入端(2)被從存儲(chǔ)器(mr)輸入濾波器因子a，乘法器(m)的輸出被連接到第一加法器(ad1)的第二輸入端(2)和第二加法器(ad2)的第二輸入端2兩個(gè)地方。
11.根據(jù)權(quán)利要求1或2，或者對(duì)于發(fā)送器(T)根據(jù)權(quán)利要求3，或者對(duì)于接收器根據(jù)權(quán)利要求4至10中任何一項(xiàng)的用于傳輸系統(tǒng)的濾波器組合(FI1，F(xiàn)I2，F(xiàn)Q1，F(xiàn)Q2)，其特征在于以下幾點(diǎn)---濾波器組合在發(fā)送器端包括第一同相濾波器(FI1)和第一正交濾波器(FQ1)，每個(gè)均為FIR濾波器結(jié)構(gòu)，在接收器端包括第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)，每個(gè)均為IIR結(jié)構(gòu)；---第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)根據(jù)以下傳遞函數(shù)用z-1延時(shí)部件(v1)，第一全通網(wǎng)絡(luò)(A1)，和第二全通網(wǎng)絡(luò)(A2)實(shí)現(xiàn)Hr(z)＝(A1(z2)+z-1×A2(z2))/2第一和第二全通濾波器(A1，A2)的傳遞函數(shù)由以下關(guān)系確定Hall-pass(z)＝Ai(z)＝(am+am-1×z-1+…+a1×z-m+1+z-m)/(1+a1×z-1+…+am×z-m)---在時(shí)間域卷積的脈沖響應(yīng)，h’r(-t)，由第二同相濾波器(FI2)和第二正交濾波器(FQ2)的脈沖響應(yīng)hr(t)根據(jù)噪聲匹配判據(jù)Ht(z)＝Hr(z*)形成，所述脈沖響應(yīng)hr(t)被預(yù)先限定在有微小殘余振蕩范圍，具體說(shuō)是是在振蕩逐漸消失范圍內(nèi)的時(shí)間域內(nèi)；及---用于在濾波器組合(F1，F(xiàn)2)中作為第一同相濾波器(FI1)和第一正交濾波器(FQ1)的FIR濾波器的系數(shù)(a0至am)從鏡象和限定的脈沖響應(yīng)h’r(-t)＝ht(t)確定。
全文摘要
具有發(fā)送器(T)，接收器(R)，和濾波器組合(FI1，F(xiàn)I2；FQ1，F(xiàn)Q2)，從發(fā)送器(T)向接收器(R)通過(guò)正交調(diào)制以任意頻率位置傳輸編碼為符號(hào)(Si)的數(shù)字信號(hào)(sr)的傳輸系統(tǒng)，其中發(fā)送器中兩個(gè)正交信號(hào)分量(Ki，Kq)中的一個(gè)在正交調(diào)制前被延時(shí)一時(shí)間間隔td，具體說(shuō)延時(shí)td＝Tsymb/4。
文檔編號(hào)H03H17/02GK1167388SQ9710345
公開日1997年12月10日 申請(qǐng)日期1997年3月11日 優(yōu)先權(quán)日1996年3月11日
發(fā)明者米奧加格·特默里那克, 佛朗茲-奧托·韋特 申請(qǐng)人:德國(guó)Itt工業(yè)股份有限公司