專利名稱：可調(diào)回聲補償器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種耦合于接收機發(fā)射機的接收通路和發(fā)射通路之間的回聲補償器，所述回聲補償器包括一個數(shù)字濾波器，它產(chǎn)生對一個回聲信號的復(fù)制信號;一個減法器，它將所述復(fù)制信號從所述回聲信號中減去，所述回聲信號響應(yīng)加到所述接收通路的輸入信號，在所述發(fā)射通路上出現(xiàn)。所述輸入，回聲和復(fù)制信號是抽樣的數(shù)字信號，每一復(fù)制信號取樣等于一多項之和，其中每一項由所述數(shù)字濾波器的系數(shù)與一個為所述輸入信號的函數(shù)的因子的乘積構(gòu)成。
這樣的回聲補償器，也稱數(shù)字混合器，可從P.DEFRAEYE等人的文章“一個帶有可編程序的回聲補償和增益設(shè)置的3μmCMOS數(shù)字編碼器”得到了解，這篇文章登在“IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUIT，VolSC-20，No3，June1985，Pages679to687，(IEEE固態(tài)電路雜志，SC-20卷，第三期，1985年6月，679-687)。
該文中沒有給出包括在回聲補償器中的濾波器的系數(shù)怎樣確定信息。如果回聲補償器是可調(diào)的，濾波器系數(shù)按比利時專利第896，089號(B.ASCHRAFI等，1-20)中所描述的方法計算得到。然而，這樣的計算必須采用連接到收發(fā)報裝置上的較為復(fù)雜的附加電路。在一些情況下，這樣的附加花費被認為是不合理的。此時，確定濾波器系數(shù)的一個可能方案是按如下方法去計算在用到數(shù)字濾波器的地方，由數(shù)字濾波器提供一個復(fù)制信號，這個復(fù)制信號要完美地抵消回聲信號，其條件為在構(gòu)成通訊系統(tǒng)的一部分時，用于收發(fā)報裝置中的線的長度在預(yù)設(shè)線長范圍之內(nèi)。很明顯，這個方案在線長不屬于預(yù)設(shè)范圍內(nèi)時(實際應(yīng)用中會出現(xiàn)這種情況)是不會令人滿意的。
本發(fā)明的一個目的是提供一個上述類型的回聲補償器，但它是可調(diào)的，能以較簡單的方式確定所述濾波器系數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明，這一目的由于如下事實得以實現(xiàn)所述回聲補償器包括處理裝置，用以根據(jù)測量多個所述回聲信號抽樣以及對每個回聲信號測量所述復(fù)制信號抽樣的所述因子所得的值來確定所述濾波器系數(shù)，所述復(fù)制信號抽樣因子與所述濾波器系數(shù)相乘并求和后可抵消所述回聲信號抽樣。
因為回聲信號抽樣以及用以確定復(fù)制信號抽樣的因子都被測量，它們依賴于回聲補償器所處的實際環(huán)境，所以相對來說是很精確的，因而用這些測得數(shù)據(jù)確定的濾波器系數(shù)也同樣很精確。
這里的回聲補償器的另一特點是為測量相應(yīng)于每個回聲信號抽樣的每個所述復(fù)制信號抽樣的所述因子，所述處理裝置加一輸入信號給接收通路，接著設(shè)定相應(yīng)于所述因子的濾波器系數(shù)等于一非零值，其它濾波器系數(shù)等于零，并測量此時得到的，構(gòu)成所述因子的復(fù)制信號抽樣。
用這種方法，可以知道每個濾波器系數(shù)對所述復(fù)制信號抽樣的單獨貢獻。而且可按較為簡單的方法測量用以確定復(fù)制信號的因子。
本回聲補償器的另一個特點是在許多所述收發(fā)報裝置通常所處的位置上，所述處理裝置至少執(zhí)行對所述回聲信號抽樣的所述測量。
按這種方式，處理裝置可為多個回聲補償器所共用，所以用一最小數(shù)目的設(shè)備便可確定所有這些回聲補償器的濾波器系數(shù)。而且，對處理裝置的任何更新都只須進行一次，而不必對每個收發(fā)報裝置都重復(fù)一遍。
本回聲補償器的另一特點是所述處理裝置能在所述收發(fā)報裝置內(nèi)對所述復(fù)制信號因子進行測量。
按這種方式，對這些因子測量的精度相對來說非常高，這是因為測量不受不希望有的干擾信號的影響。
本發(fā)明還涉及一種確定一個數(shù)字濾波器的系數(shù)的方法，這里的數(shù)字濾波器產(chǎn)生回聲信號的復(fù)制信號，構(gòu)成接在收發(fā)報裝置的接收通路與發(fā)射通路之間的回聲補償器的一部分，而且包括一個減法器，以從響應(yīng)加在所述接收通路上的一輸入信號，而在所述發(fā)射通路出現(xiàn)的所述回聲信號中減去所述復(fù)制信號，所述輸入，回聲和復(fù)制信號為抽樣的數(shù)字信號，每個復(fù)制信號抽樣等于一多項之和，其中每一項由一個所述濾波器系數(shù)與一個為輸入信號函數(shù)的因子的乘積構(gòu)成。
這個方法的特點表現(xiàn)在它包括如下步驟測量多個所述回聲信號抽樣，測量相應(yīng)每個回聲信號抽樣的所述復(fù)制信號的所述因子，以及根據(jù)所述測量得到的數(shù)據(jù)確定所述濾波器系數(shù)。
參照下面根據(jù)附圖對一個實施方案的描述，本發(fā)明的上述及其它目的和特點會顯得更明白，發(fā)明本身也會被更好地理解。


圖1給出帶有其中包括一個涉及本發(fā)明的回聲補償器的數(shù)字信號處理器(DSP)的通訊系統(tǒng)的一部分。
圖2詳細介紹圖1中的DSP，及回聲補償器DIH，AD2。
圖3給出包括在圖2里DSP的回聲補償器DIH，AD2中的數(shù)字濾波器。
圖4(a)到4(g)代表用以說明回聲補償器操作的各種信號波形。
圖1中所示通訊系統(tǒng)的一部分包括一個數(shù)字開關(guān)網(wǎng)絡(luò)DSN，其上附接有一個模擬用戶組件ASM，其中包括一個為16個模擬線路控制器ALC(只較詳細地展示了其中一個)所共用的控制元件CEA;以及一個處理器組件PM，其中包括一個時鐘和音質(zhì)組件CTM和另一個控制元件CEB。
DSN，ASM和PM位于一個數(shù)字通訊交換機內(nèi)，五個模擬線路控制器ALC為8條通訊線路共用，例如圖中所示的，它有與電話機TSS相連的導(dǎo)線LI0和LI1。
每個這樣的控制器包括一個復(fù)式處理機終端控制器DPTC，一個代碼轉(zhuǎn)換機和濾波器電路TCF，一個數(shù)字信號處理器DSP，一個BIMOS用戶線路干涉電路BLIC和一個高壓開關(guān)電路的串聯(lián)。舉例來說，DPTC可以是已出版的歐洲專利申請第85200207.7-2202/0155030號(F.VAN.SIMAEYS等2-1-8-7-12)中所公開的類型，TCF可以是已出版的歐洲專利申請84201344.3/0145038號(D.RABAEY等1-1)和84201345.0/0145039號(D.RABAEY等2-2)所公開的類型，BLTC可以是已出版的歐洲專利申請85200774，9-2202/0201635號(J.PIETERS等3-4)所公開的類型，HVC可以是比利時專利897772號(G.REMMERIE等2-2)，903101號(G.REMMERIE等5/2-3/2)，902286號(G.REMMERIE等7-5-2)和902285號(G.REMMERIE等8-7-3)中所公開的類型。每個DPTC和TCF對為8套DSP，BLTC和HVC所共有，每套中的HVC連接一條電話線。每個HVC包括4個雙向開關(guān)對，SW00/SW01到SW30/SW31;
分別連接到通路導(dǎo)線LI0和LI1上的通路接頭LO和LI;
分別接到檢測電路TC中相同名稱的接頭上的檢測接頭T0和T1;
分別接到振鈴電路RC中相同名稱的接頭上的振鈴接頭RG0和RG1;
分別接到BLTC中相同名稱的輸出接頭上的頂部和振鈴接頭;以及分別接到BLTC中相同名稱的控制接頭上的接頭STA，STB，SRA和SRB。
在HVC中，通路接頭L0/L1分別通過SW00/SW01，50歐姆通路饋入電阻R0/R1和SW10/SW11的系列連接到TR/RG上。SW00與R0的交點STB，和SW01與R1的交點SRA分別通過SW20和SW21與TC和T0和T1連接，而R0與SW10的交點STA，和R1與SW11的交點則分別通過SW30和SW31與RC的RG0和RG1連接。如圖所示，對一開通連接，開關(guān)系列SW00，SW01，SW10和SW11閉合而其它旁路開關(guān)打開。所有開關(guān)都由BLTC控制，所以HVC能建立下列任一種連接
TSS與BLTC;
TSS與TC;
TSS與RC;
BLTC與TC;以及BLTC與RC。
除了其他電路檢測電路TC還包括一個仿真網(wǎng)絡(luò)。(未標出)，用以在測量過程中模仿電話機TSS，從而避免要求用戶合作，接通其電話機TSS，如下所述。振鈴電路RC的功能是向通路LI0/LI1輸入一振鈴信號。
電話機TSS包括一個常斷路掛鉤開關(guān)HS，HS接在線路導(dǎo)線LI0和LI1之間。當電話機TSS松開掛鉤時，開關(guān)HS閉合。構(gòu)成處理器模件PM的一部分的時鐘與音調(diào)模件CTM包括一個連接控制元件CEB的檢測信號分析器TSA。TSA包括一個儲存數(shù)據(jù)和軟件程序如PROG1到PROG4的存儲器MM，以及一個執(zhí)行這些程序的處理器PR，見下述。
數(shù)字信號處理器DSP，(圖2中給出了其框圖)有分別接在BLTC中相同名稱的接頭上的接收與發(fā)射接頭R0和T1，以及分別接在TCF中相同名稱的接頭上的接收與發(fā)射接頭RI和TO。DSP屬于上述P。DEFRAEYE等人的文章“一個帶有可編程序的回聲補償和增益設(shè)置的3微米CMOS數(shù)字編碼器”中詳細描述的類型。
DSP在其接頭接頭RI和RO之間主要包括下列元件的串聯(lián)一個數(shù)字放大器，插入器，和濾波器電路RXF用以將在接頭RI接收到的來自TCF，經(jīng)抽樣得到的，8千比特/秒(kb/s)數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成32千比特/秒數(shù)字信號;
一個插入器INT，用以將這些信號的比特率增加到1兆比特/秒;以及一個數(shù)-模轉(zhuǎn)換器，DAC用以將這些1兆比特/秒的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信號。
另一方面，DSP在其發(fā)射接頭TI和TO之間主要包括下列元件的串聯(lián)一個模擬減法器AD1，其加輸入端(+)接在TI，其減輸入端(-)接在一個模擬混合器ANH的輸出端，ANH的輸入與接頭RO相連;
一個模-數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC，用以將從電話機TSS接收的模擬信號轉(zhuǎn)換成1兆比特/秒的數(shù)字信號。
一個十分器DEC，用以將這些數(shù)字信號的頻率減小到32kb/s;
一個數(shù)字減法器AD2，其加輸入端(+)接在DEC的輸出端，其減輸入端(-)加在一個數(shù)字混合器DIH的輸出端HO，DIH的輸入端HI接在RXP與INF之間;以及一個數(shù)字濾波器，十分器和放大器電路TXF用以在將信號送到TCF之前把32kb/s數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成8kb/s數(shù)字信號。
模擬混合器ANH能對通過RO發(fā)射到TSS并作為DSP中的回聲信號在接頭TI回收的模擬信號進行回聲補償，而數(shù)字混合器DIH的目的是消除通過AD1后多余的回聲信號。DIH主要由一數(shù)字濾波器構(gòu)成，其系數(shù)存儲在一個附加存儲器AM中，AM構(gòu)成DSP的一部分，并與DIH相連。
圖3詳細顯示了數(shù)字混合器DIH。它主要包括一個4分支有限響應(yīng)數(shù)字濾波器FIR，F(xiàn)IR與一個一級無限脈沖響應(yīng)數(shù)字濾波器IIR并聯(lián)。更詳細來說，DIH在其接頭HI與HO之間包括串聯(lián)在一起的一個延遲和十分電路DCH，與濾波器IIR并聯(lián)的濾波器FIR，和一個插入器ITH。延遲與十分電路DCH通過除去每個間隔信號將32kb/s數(shù)字輸入信號的比特率降到16kb/s，而插入器ITH在把信號經(jīng)由HO委到AD2的減輸入端(-)前，將這些信號的比特率再增加到32kb/s。這表明濾波器FIR和IIR在10kb/s不工作，而不是32kb/s。按這種方式進行，可簡化它們的構(gòu)造。
4接頭濾波器FIR包括串聯(lián)在一起的一個抽樣周期的四個延遲電路D1，D2，D3和D4，它們通過各自相應(yīng)的倍增器M1到M4與一個多輸入端加法器A1遠加輸入端(+)相連。濾波器系數(shù)a0，a1，a2和a3分別加到M1，M2，M3和M4的等二輸入端。這些系數(shù)的每一個會有一個在-2到+2范圍內(nèi)的值，儲存在DSP的附加存儲器AM中。
第一級濾波器在DCH與A1(FIR)的第五個加輸入端(+)之間包括串聯(lián)在一起的一個加法器A3，一個對單個抽樣周期的延遲電路D5和一個放大器M5。一個標度因子或濾波器系數(shù)B被加到M5的第二個輸入端，D5的輸出被通過倍增器M6反饋到A3的第二個加輸入端。因為只須產(chǎn)生低通濾波器特性，濾波器IIR的系數(shù)B的值只會在0到+1的范圍內(nèi)。一個系數(shù)A，它是濾波器IIR的一個極端情況被加到M6的第二輸入端。系數(shù)A和B也儲存在DSP的附加存儲器AM中。
正如數(shù)字濾波器技術(shù)中所熟知的那樣，在KT時刻，濾波器FIR的輸出信號YF的值可寫成YF(KT)＝a0.x〔(K-1)T〕+a1.x〔(K-2)T)〕+a2.x〔(K-3)T)〕+a3.x〔(K-4)T)〕 (1)其中X(KT)是輸入序列X(T)在一具體時刻KT的值;
X〔(K-n)T〕是延遲nT后X(KT)的值;
K＝0，1，2，3，……，以及n＝1，2，3，……同樣濾波器IIR的輸出信號Y在時刻KT的值可寫成YI( K T ) = BΣN = 1KAN - 1·X ［ (K - N ) T ］]]>(2)其中，X〔(K-N)T〕是X(KT)延遲NT后的值。
應(yīng)該注意到的是，在一最佳實施方案中，輸入序列x(t)是一個模擬脈沖信號的數(shù)字化的抽樣的形式，脈沖信號總持續(xù)時間為4毫秒，或32×125微秒，每個脈沖持續(xù)時間為125微秒，抽樣總在同一通路過程中對每幀執(zhí)行一次。時間分隔多通路傳輸(TDM)的每一幀傳送的持續(xù)時間為125微秒;每幀包括32通道。實際中，要增加測量的精度，模擬脈沖信號重復(fù)，比如說，30遍，產(chǎn)生30個模擬輸出信號，其中只有最后10個信號被選中去作平均計算，以得到平均模擬輸出信號。這個模擬輸出信號的抽樣數(shù)字化形式就是輸出序列Y(t)。
因為濾波器FIR和IIR是并聯(lián)的，總的輸出信號可寫成
Y(KT)＝Y(jié)F〔KT〕+YI〔KT〕 (3)Y(KT)＝a0.X〔(K-1)T〕+a1.X〔(K-2)T〕+a2.X〔(K-3)T〕+a3.X〔(K-4)T〕+BΣN = 1KAN - 1·]]>X〔(K-N)T〕 (4)這意味著FIR/IIR濾波器網(wǎng)絡(luò)能在任何具體時刻KT抑制回聲信號，此時回聲信號的值在濾波器系數(shù)的值滿足(4)式時為由輸入信號X(t)產(chǎn)生的值Y〔KT〕。實際上，在DIH的輸出端HO的信號此時就是出現(xiàn)在十分器DEC(見圖2)的輸出端的回聲信號的精確復(fù)制，而且因為這兩個信號在數(shù)字減法器AD2中相減，所以在AD2的輸出端，從而也在DSP的輸出端不出現(xiàn)回聲信號。
在通訊系統(tǒng)的起始時，一套標準的濾波器系數(shù)被輸入到DSP的附加存儲器AM中。這些系數(shù)在固定時間間隔(輔助)內(nèi)由一個維護過程作變動，在維護過程期間，通過閉合開關(guān)SW10/SW11和SW20/SW21，打開開關(guān)SW00/SW01和SW30/SW31形成一個環(huán)路。在程序1(ProG1)的控制下，一個脈沖序列，即上述的脈沖序列，隨之從TSA發(fā)射到TC，并作為一抽樣的回聲信號反饋到TSA中。通過把這個回聲信號的電功率值與儲存在交換器中的一個存儲器(未標出)中的預(yù)設(shè)值，DIH的穿混合器損耗受到檢測。如果接收到的信號功率小于預(yù)設(shè)值，例如-30dB的穿混合器損耗，濾波器FIR和IIR的系數(shù)被認為是合適的，無須調(diào)整。在其它情況下，濾波器的系數(shù)需要調(diào)整。這一切是在維護過程期間自動進行的，維護過程采用檢測電路TC的仿真網(wǎng)絡(luò)按下面將要敘及的方式進行操作。
濾波器系數(shù)也可應(yīng)用戶的要求或系統(tǒng)監(jiān)督者的決定進行更新。在這種情況下，一個話務(wù)員手動開啟這個過程以調(diào)節(jié)濾波器系數(shù)。
軟件程序PROG2到PROG4在調(diào)整過程中被執(zhí)行，以確定一套新的濾波器系數(shù)a0到a3以及B。應(yīng)該注意到，為了穩(wěn)定性起見，作為濾波器IIR的一個極端的系數(shù)A不被這些程序顯著調(diào)整。
原則上，5個濾波器系數(shù)a0到a3和B可通過測量從TSS回收并要由混合器DIH補償?shù)幕芈曅盘柣蜉敵鲂蛄衁(t)并通過測量這些系數(shù)的每一個對這個即時由DIH產(chǎn)生的回聲信號的復(fù)制信號的值，如Y(KT)的貢獻，也就是說通過確定因子X〔(K-1)T〕，X〔(K-2)T〕，等，并在(4)式中乘上這些濾波器系數(shù)的方法來確定。通過對K的5個不同的值進行后一個測量，這5個濾波器系數(shù)可從即時能寫出的5個與方程(4)相似的方程計算得到。
由于通訊系統(tǒng)電路帶來的噪音的影響，在TSA中作的每個濾波器系數(shù)對回聲信號的復(fù)制信號的貢獻的測量是不很精確的。因此，最好在實驗室中進行這些測量，在實驗室中可以通過進行集成電路片層次上的分離以孤立數(shù)字混合器，并通過在DSP的接頭RI和TO之間作測量來消除模擬部分的影響。應(yīng)該注意到，濾波器系數(shù)對DIH產(chǎn)生的信號的貢獻，對同一設(shè)計的所有集成電路片是不可變的，所以這些實驗室里的測量只能進行一次。在實驗室測量的情況下，將TSA與RI和TO連接的電路帶來的延遲被忽略，所以不能確切地知道Y(t)的哪一個值Y(KT)被測量得的貢獻所補償。因此，實驗室測量必須附加對前述延遲的測量。
由于上述原因，下列操作在程序PROG2到PROG4的控制下進行＊在PROG2的控制下，實驗室中對系數(shù)a0到a3以及B中的每一個對DIH輸出信號的貢獻的測量只在耦合到DIH的接頭RI和TO之間進行一次;
＊在PROG3的控制下，將TSA與RI，TO相連的電路產(chǎn)生的，在執(zhí)行PROG2時忽略了的延遲在TSA和DSP之間形成一閉環(huán)后，在TSA中被測量;以及＊在PROG4的控制下，要被DIH補償?shù)恼鎸嵒芈曅盘杫(t)在TSA和TSS之間形成了一個閉環(huán)，并且新的濾波器系數(shù)計算出之后，在TSA中被測量。
現(xiàn)在較詳細地討論PROG2到PROG4。
PROG2在數(shù)字混合器DIH之后，數(shù)字減法器AD2和電路RXF和TXF被與交換機的其它電路隔離開，一個上述輸入序列X(t)，其中一個序列周期的一部分在圖4(a)中給出，被加到接頭RI。接著，濾波器系數(shù)a0被定為1，而其它系數(shù)保持為0，從而在接頭TO接收到的并只在圖示(b)中顯示出來的連續(xù)抽樣值就是系數(shù)a0對DIH的輸出信號的連續(xù)抽樣值y(KT)，(其中K＝0，1，2，3……)的貢獻。其它濾波器系數(shù)a1到a3和B接連同樣地被定值為1，而維持其它系數(shù)為0，它們對DIH輸出信號y(t)的貢獻分別由圖4(c)到4(f)表示出來。
根據(jù)上面的(4)式，濾波器系數(shù)a0到a3以及B對DIH輸出信號y(t)，也就是對在KT時刻同一回聲信號y(t)的值y〔KT〕的補償?shù)呢暙I分別為X〔(K-1)T〕(5)X〔(K-2)T〕(6)X〔(K-3)T〕(7)X〔(K-4)T〕(8)ΣN = 1KAN - 1·X ［ (K - N ) T ］]]>PROG3在本程序的控制下，把TSA與接頭RI和TO相連的電路帶來的延遲得到測量。在這方面應(yīng)該注意到，由于數(shù)字交換機中信號傳送為時間分隔多路傳輸(TDM)，這一延遲主要取決于TSA和DSP之間的通訊通路。所以PROG3對執(zhí)行PROG4時將用到的同一通訊通路計算從TSA到DSP的信號的傳送延遲。
為提供一個信號通過數(shù)字混合器DIH的最多傳送，濾波器系統(tǒng)a1到a3和B被設(shè)定為0，而a0被設(shè)定為其最大值，即2。然后，部分顯示在圖4(a)中的上述輸入序列X(t)被從TSA加到DIH，從而TSA中回收的信號或輸出序列y(t)(未示出)除了其正比于a0值的幅度外，相似于圖4(b)中顯示的信號，但是相對該信號有個延遲。在TSA中，通過用這里未指出，但是在本領(lǐng)域中常見的裝置哉飭礁魴藕漚行Ｗ跡傻玫秸庖謊映俚鬧怠 應(yīng)該注意到這一延遲總是表示成一個具體時間間隔T的整數(shù)信，即K為整數(shù)。例如，延遲可能等于4T。
PROG4適用于PROG3，建立在TSA和DSP之間的通訊通路被保持下來并延伸到TSS，一個上述輸入序列X(t)被從TSA加到TSS。
應(yīng)該注意到，執(zhí)行PROG4過程中，最好要求用戶合作，將其電話機TSS松鉤，以打開開關(guān)HS，而不是采用檢測電路的仿真網(wǎng)絡(luò)，這是因為此時測量要在真實用戶線LI0/LI1上進行。
執(zhí)行PROG4過程中，DIH的系數(shù)a0到a3和B都設(shè)定為0，從而無信號能通過DIH，并且，TSA中回收的抽樣值就是要被DIH補償?shù)幕芈曅盘杫(t)的抽樣值y〔KT〕，其中K＝0，1，2……。這些不同的抽樣值及的回聲信號在圖4(g)中顯示。
PROG3確定的上述延遲，比如說等于4T，意思是指圖4(b)到4(f)所示信號波形要在時間軸上移動等于4T的一個時間間隔，以使y(t)抽樣值相應(yīng)于上述(4)式中乘以a0到a3和B的因子的值。例如，濾波器系數(shù)對圖4(g)中的抽樣值G7(K＝7)的補償?shù)呢暙I分別為圖4(b)到4(f)中的B(7)到F(7)(K＝3)，從而方程(4)變?yōu)镚7＝a0·B7+a1·C7+a2·D7+a3·E7+B·F7(10)按同樣方式可寫出四個類似的方程，例如，將y(t)的G8到G11與其相應(yīng)的貢獻值聯(lián)系起來，得到G8＝a0·B8+a1·C8+a2·D8+a3·E8+F8(11)G9＝a0·B9+a1·C9+a2·D9+a3·E9+B·F9(12)G10＝a0·B10+a1·C10+a2·D10+a3·E10+B·F10(13)
G11＝a0·B11+a1·C11+a2·D11+a3·E11+B·F11(14)PROG4可根據(jù)這五個方程(10)到(14)計算出濾波器系數(shù)a0到a3和B的值。
接著用PROG4計算得到的新濾波器系數(shù)代替在上述DSP的輔助存儲器AM中的舊系數(shù)，并重新執(zhí)行PROG1進行核實。
如果將TSS與交換機連接后計算得到的新系數(shù)符合要求，則設(shè)定一特征以避免PROG1在一個連續(xù)維護過程期間再根據(jù)TC的仿真網(wǎng)絡(luò)核實這些系數(shù)，并報告回聲響應(yīng)的錯誤值。
上面聯(lián)系具體裝置對本發(fā)明的原理作了描述，但同時應(yīng)清楚地知道，這些描述只是通過例子給出的，它們并非本發(fā)明范圍的界限。
權(quán)利要求
1.回聲補償器(DIH，AD2；圖2)，接在一個發(fā)射機/接收機裝置(ASM，TSS；圖1)的接收通路(RI，RO；圖2)與發(fā)射通路(TI，TO；圖2)之間，所述回聲補償器包括一個產(chǎn)生回聲信號[y(t)；圖4(g)]的復(fù)制信號的數(shù)字濾波器(DIH；圖2)和一個用以從響應(yīng)加在所述接收通路上的輸入信號(x(t)；圖4(a))，出現(xiàn)在所述發(fā)射通路的所述回聲信號減去所述復(fù)制信號的減法器電路(AD2；圖2)，所述輸入，回聲和復(fù)制信號為抽樣的數(shù)字信號，每個復(fù)制信號等于一多項之和，其中每一項由所述濾波器的一個系數(shù)(a0-a3，B；圖3)與一個為所述輸入信號函數(shù)的因子的乘積構(gòu)成，其特點表現(xiàn)在它包括處理裝置(PROG1-PROG4，TSA；圖1)，用以根據(jù)測量所述回聲信號(y(t)；圖4(g))的多個抽樣(y[KT])，及對每個回聲信號抽樣測量所述回聲信號的所述因子得到的數(shù)值來確定所述濾波器系數(shù)(a0-a3，B；圖3)，所述復(fù)制信號的所述因子被所述濾波器系數(shù)去并求和后，補償所述回聲信號。
2.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在，為測量相應(yīng)一個回聲信號抽樣(y〔KT〕)的所述復(fù)制信號的每個所述因子，所述處理裝置(PROG1-PROG4，TSA)加一個輸入信號(X(t))到所述接收通路(RI，RO)，接著設(shè)定相應(yīng)于所述因子的那個濾波器系數(shù)(a0-a3，B)等于一個非零值(1)，并設(shè)定其它濾波器系數(shù)為0，然后測量即時得到的構(gòu)成所述因子的復(fù)制信號抽樣。
3.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在，為測量每個所述回聲信號抽樣(y〔KT〕)，所述處理裝置(PROG1-PROG4，TSA)加一輸入信號(X(t))到所述接收通路(RI，RO)，設(shè)定所有濾波器系數(shù)等于0，并測量即時得到的回聲信號(y(t))。
4.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在所述處理裝置(PROG1-PROG4，TSA)從不同位置(TSA，DSP)測量所述回聲信號抽樣(y〔KT〕)和所述復(fù)制信號因子，并通過確定支配在所述位置之間傳送的信號的延遲來校正這些測量。
5.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在所述處理裝置(TSA，PROG1-PROG4，TSA)＊從一個為多個所述收發(fā)裝置(ASM，TSS)所共用的位置(TSA)能至少執(zhí)行所述回聲信號抽樣(y〔KT〕)的所述測量。
6.權(quán)利要求5的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在所述共有位置(TSA)經(jīng)由時間分隔多路傳輸(TDM)通道與所述收發(fā)裝置(ASM，TSS)相連。
7.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在，所述處理裝置(PROG1-PROG4，TSA)能在所述收發(fā)裝置(ASM，TSS)內(nèi)進行對所述復(fù)制信號因子的測量。
8.權(quán)利要求4、5和7的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在所述回聲信號抽樣(y〔KT〕)從所述共有位置(TSA)現(xiàn)場測量，所述復(fù)制信號因子在實驗室中測量。
9.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在，所述處理裝置(PROG1-PROG4，TSA)測量與待定的濾波器系數(shù)(a0-a3，B)相同數(shù)目(5)的多個回聲信號抽樣(y〔KT〕)，并通過解同樣數(shù)目(5)的各自將一個特殊回聲信號抽樣與相應(yīng)的復(fù)制信號抽樣連系起來的數(shù)學(xué)方程確定所述濾波器系數(shù)。
10.權(quán)利要求1的回聲補償器，其特點表現(xiàn)在所述輸入信號(X(t))為一個模擬脈沖序列的數(shù)字化的抽樣形式。
11.確定數(shù)字濾波器(DIH)的系數(shù)(a0-a3，B)的方法，所述數(shù)字濾波器(DIH)產(chǎn)生一個回聲信號(y(t))的復(fù)制信號，并構(gòu)成一個接在一個發(fā)射機/接收機裝置(ASM，TSS)的接收通路(RI，RO)和發(fā)射通路(TI，TO)之間的回聲補償器(DIH，AD2)的一部分，而且進一步包括一個用以從響應(yīng)加在所述接收通路的輸入信號(X(t))出現(xiàn)在所述發(fā)射通路的回聲信號中減去所述復(fù)制信號的減法器電路(AD2)，所述輸入，回聲的復(fù)制信號為抽樣的數(shù)字信號，每個復(fù)制信號為一多項之和，其中每一項都由一個所述濾波器系數(shù)與一個為所述輸入信號的函數(shù)的因子的乘積構(gòu)成，方法的特點表現(xiàn)在它包括下列步驟測量所述回聲信號(y(t))的多個抽樣(y〔KT〕);對每個回聲信號抽樣測量所述復(fù)制信號的所述因子;以及從所述測量得到的值確定所述濾波器系數(shù)(a0-a3，B)。
12.權(quán)利要求11的方法，其特點表現(xiàn)在對權(quán)利要求1到10的任一個照樣確定所述濾波器系數(shù)(a0-a3，B)。
全文摘要
一種耦合于發(fā)射機/接收機的接收通路和發(fā)射通路之間的回聲補償器，它包括一產(chǎn)生回聲信號的復(fù)制信號的數(shù)字濾波器、從回聲信號中減去復(fù)制信號的減法器。所述回聲信號響應(yīng)加到所述接收通路的輸入信號，并出現(xiàn)在所述發(fā)射通路上。所述輸入、回聲和復(fù)制信號是取樣數(shù)字信號，每一數(shù)字信號取樣等于一多項之和，其中每一項由所述數(shù)字濾波器的系數(shù)與為所述輸入信號的函數(shù)的一個因子的乘積構(gòu)成。
文檔編號H03H17/00GK1031166SQ87107849
公開日1989年3月15日 申請日期1987年11月17日 優(yōu)先權(quán)日1986年11月17日
發(fā)明者丹尼爾·希蒙·格里格里·霍夫肯斯, 約尼斯·亨德里克·帕爾米里·馬利亞·斯帕恩耶斯, 埃杜德·克里斯蒂安·馬利亞·伯伊肯斯, 亨利·阿伯特·朱亞·沃黑特, 古斯塔夫·阿爾方斯·吉爾納特 申請人:阿爾卡塔爾有限公司