本發(fā)明涉及高保真電子音頻技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種節(jié)能音頻放大設(shè)備。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)放大器使用負(fù)反饋技術(shù)希望取得低失真，超寬頻率響應(yīng)。不幸的是，雖然負(fù)反饋技術(shù)可以降低一般放大器的失真并拓寬頻響，但傳統(tǒng)的負(fù)反饋節(jié)能音頻放大設(shè)備在處理大動態(tài)高頻信號時引起的瞬態(tài)互調(diào)失真產(chǎn)生的干刺、不耐聽的聲音，逐漸成為系統(tǒng)的瓶頸。為了避免避免瞬態(tài)互調(diào)失真，需要使用采用淺負(fù)反饋甚至是無反饋技術(shù)，這些技術(shù)付出了高昂的代價，都不能從根本解決問題，還有可能存在系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題，容易由于電路故障燒毀機(jī)器甚至揚聲器。

由于傳統(tǒng)負(fù)反饋電路存在的相移問題，使得傳統(tǒng)節(jié)能音頻放大設(shè)備在高頻時(6kHz以上)失真度相對于1kHz時明顯惡化，無法做到全頻超低失真。

目前高格式母帶音樂盛行，音源的頻帶延伸至100kHz，動態(tài)范圍高達(dá)120dB，傳統(tǒng)電壓模節(jié)能音頻放大設(shè)備由于電路結(jié)構(gòu)的限制，無法做到超寬頻響。人們對寬頻、低失真的新型高保真功率放大器需求更加迫切。

1975年，Gilbertc創(chuàng)造了“跨導(dǎo)線性”這個詞，并在ISSCC上首次報道，標(biāo)志著電流模概念被正式提出。1989年的第87屆AES學(xué)會上,英國學(xué)者D.C Wadsworth首次提出了電流模電路在音頻上的應(yīng)用可以換來的超高速，超低失真的技術(shù)性能。2005年王豐碩(專利申請本人)申請了基于全分立器件的“電流模高保真功率放大器”發(fā)明專利。但是由于放大器性能依賴分立器件的配對和篩選，電流模放大器內(nèi)部的跨導(dǎo)線性(Transliner-TL)回路對晶體管的匹配有嚴(yán)格要求，存在產(chǎn)品性能一致性，以及實際生產(chǎn)成本較高的問題。在電流模電路中，影響速度和帶寬的晶體管極間電容工作在阻抗很低的節(jié)點上(一般只有幾歐到幾十歐姆，是一般電壓模放大器節(jié)點阻抗的百分之一到千分之一)，在大擺幅的電流信號作用下，晶體管極間電容的充放電可以很快完成，因此大信號下的工作速度比傳統(tǒng)的電壓模電路快很多，也避免了電路中的寄生電容對失真度的影響。因而電流模電路具有超高精度，超低失真。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對上述問題，提供一種節(jié)能音頻放大設(shè)備。

本發(fā)明解決上述問題所采用的技術(shù)方案是:一種節(jié)能音頻放大設(shè)備，由運放電流讀出型電壓控制電流源、電壓增益級、輸出緩沖級、負(fù)反饋電路、高頻補(bǔ)償電路和偏置電路組成；所述運放電流讀出型電壓控制電流源連接電壓增益級；所述電壓增益級連接輸出緩沖級；所述負(fù)反饋電路連接運放電流讀出型電壓控制電流源；所述高頻補(bǔ)償電路和偏置電路分別連接運放電流讀出型電壓控制電流源。

進(jìn)一步地，所述運放電流讀出型電壓控制電流源包括通用單通道運算放大器U1、第三三極管Q3、第一電阻R1、第二電阻R2、第一三極管Q1、第一二極管D1、第六電容C6、第六電阻R6、第七三極管Q7、第二二極管D2、第九電容C9、第十九電阻R19、第十三極管Q10、第二十三電阻R23、第二十四電阻R24；所述第三三極管Q3發(fā)射極連接運算放大器U1的第7管腳；所述第一電阻R1、第一三極管Q1的基極連接第三三極管Q3的集電極；所述第一 二極管D1負(fù)極連接第三三極管Q3的集電極，正極連接地；所述第六電容C6一端連接第三三極管Q3的集電極，另一端連接地；所述第六電阻R6一端連接第一三極管Q1的發(fā)射極，另一端連接地；所述第七三極管Q7的發(fā)射極連接運算放大器U1的第4管腳；所述第二二極管D2的正極連接第七三極管Q7的基極，負(fù)極連接地；所述第九電容C9的一端連接第七三極管Q7的基極，另一端連接地；所述第十九電阻R19一端接地，另一端連接第十三極管Q10的發(fā)射極；所述第二十三電阻R23、第十三極管Q10的基極連接第七三極管Q7的集電極。

更進(jìn)一步地，所述電壓增益級包括第二三極管Q2、第三電阻R3、第四電阻R4、第五電阻R5、第三二極管D3、第二十一電阻R21、第二十二電阻R22、第十一三極管Q11及第二十五電阻R25；所述第三電阻R3一端連接第二三極管Q2的發(fā)射極，另一端連接第一電阻R1、第二電阻R2及第一三極管Q1的集電極；所述第四電阻R4一端連接第二三極管Q2的基極，另一端連接第一三極管Q1的發(fā)射極；所述第五電阻R5一端連接第二三極管Q2的集電極，另一端接地；所述第三二極管D3正極連接第二三極管Q2的集電極，負(fù)極連接第十一三極管Q11的集電極和第二十一電阻R21；所述第二十二電阻R22一端連接第十三極管Q10的發(fā)射機(jī)，另一端連接第十三極管Q10的基極；所述第二十五電阻R25一端連接第十一三極管Q11的發(fā)射極，另一端連接第二十三電阻R23、第二十四電阻R24及第十三極管Q10的集電極。

本發(fā)明的優(yōu)點：

本發(fā)明在不增加成本,不使用特殊元件的情況下，實現(xiàn)了挑戰(zhàn)現(xiàn)代音頻測試極限的超低失真0.0003％，(20Hz-20kHz全頻低于0.0005％)和超寬頻響放大(0-500kHz；+0,-3dB)；互調(diào)失真(IMD)測試結(jié)果中，所有噪音和失真成分均低與110dB。電流模放大器全功率帶寬接近于閉環(huán)帶寬，轉(zhuǎn)換速率隨輸入信號幅度線性增長，這些特點同傳統(tǒng)電壓模放大器完全不同，實現(xiàn)了 超低失真和超高速放大。超低失真，高速放大特性才可以具備超凡入圣的高保真度和音樂再現(xiàn)能力。保證了產(chǎn)品性能的一致性和可靠性，并實現(xiàn)了更高性能的技術(shù)指標(biāo)。

除了上面所描述的目的、特征和優(yōu)點之外，本發(fā)明還有其它的目的、特征和優(yōu)點。下面將參照圖，對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的說明。

附圖說明

構(gòu)成本申請的一部分的附圖用來提供對本發(fā)明的進(jìn)一步理解，本發(fā)明的示意性實施例及其說明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對本發(fā)明的不當(dāng)限定。

圖1是本發(fā)明實施例的原理圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

參考圖1，如圖所示的一種節(jié)能音頻放大設(shè)備，由運放電流讀出型電壓控制電流源、電壓增益級、輸出緩沖級、負(fù)反饋電路、高頻補(bǔ)償電路和偏置電路組成；所述運放電流讀出型電壓控制電流源連接電壓增益級；所述電壓增益級連接輸出緩沖級；所述負(fù)反饋電路連接運放電流讀出型電壓控制電流源；所述高頻補(bǔ)償電路和偏置電路分別連接運放電流讀出型電壓控制電流源。

所述運放電流讀出型電壓控制電流源包括通用單通道運算放大器U1、第三三極管Q3、第一電阻R1、第二電阻R2、第一三極管Q1、第一二極管D1、第六電容C6、第六電阻R6、第七三極管Q7、第二二極管D2、第九電容C9、第十九電阻R19、第十三極管Q10、第二十三電阻R23、第二十四電阻R24；所述第三三極管Q3發(fā)射極連接運算放大器U1的第7管腳；所述第一電阻R1、第一三極管Q1的基極連接第三三極管Q3的集電極；所述第一二極管D1負(fù)極 連接第三三極管Q3的集電極，正極連接地；所述第六電容C6一端連接第三三極管Q3的集電極，另一端連接地；所述第六電阻R6一端連接第一三極管Q1的發(fā)射極，另一端連接地；所述第七三極管Q7的發(fā)射極連接運算放大器U1的第4管腳；所述第二二極管D2的正極連接第七三極管Q7的基極，負(fù)極連接地；所述第九電容C9的一端連接第七三極管Q7的基極，另一端連接地；所述第十九電阻R19一端接地，另一端連接第十三極管Q10的發(fā)射極；所述第二十三電阻R23、第十三極管Q10的基極連接第七三極管Q7的集電極。

所述電壓增益級包括第二三極管Q2、第三電阻R3、第四電阻R4、第五電阻R5、第三二極管D3、第二十一電阻R21、第二十二電阻R22、第十一三極管Q11及第二十五電阻R25；所述第三電阻R3一端連接第二三極管Q2的發(fā)射極，另一端連接第一電阻R1、第二電阻R2及第一三極管Q1的集電極；所述第四電阻R4一端連接第二三極管Q2的基極，另一端連接第一三極管Q1的發(fā)射極；所述第五電阻R5一端連接第二三極管Q2的集電極，另一端接地；所述第三二極管D3正極連接第二三極管Q2的集電極，負(fù)極連接第十一三極管Q11的集電極和第二十一電阻R21；所述第二十二電阻R22一端連接第十三極管Q10的發(fā)射機(jī)，另一端連接第十三極管Q10的基極；所述第二十五電阻R25一端連接第十一三極管Q11的發(fā)射極，另一端連接第二十三電阻R23、第二十四電阻R24及第十三極管Q10的集電極。

所述輸出緩沖級包括第五三極管Q5、第七電阻R7、第而是電阻R20、第九三極管Q9、第一電容C1、第二電容C2、第十電容C10及弟十一電容C11；所述第一電容C1的一端、第二電容C2的一端、第五三極管Q5的集電極連接正15V，第一電容C1、第二電容C2的另一端分別連接地；所述第五三極管Q5的基極連接第二三極管Q2的集電極；所述第五三極管Q5的發(fā)射極通過第七電阻R7連接節(jié)能音頻放大設(shè)備輸出端；所述第九三極管Q9的發(fā)射極通過第二十電阻R20連接節(jié)能音頻放大設(shè)備輸出端；所述第九三極管Q9的基極連接第十一三極管Q11的集電極；所述第十電容C10的一端、第十一電容C11的一 端、第九三極管Q9的集電極連接負(fù)15V，第十電容C10、第十一電容C11的另一端分別連接地。

所述負(fù)反饋電路包括第十電阻R10、第十五電阻R15及第十七電阻R17；所述第十電阻R10一端連接運算放大器U1的第6管腳，另一端連接放大器輸出端；所述第十五電阻R15一端連接運算放大器U1的第1管腳，另一端連接放大器輸出端；所述第十七電阻R17一端連接運算放大器U1的第2管腳，另一端連接地。

所述高頻補(bǔ)償電路包括第八電容C8；所述第八電容C8一端連接運算放大器U1的第2管腳，另一端連接運算放大器U1的第6管腳。

所述偏置電路包括第十二電阻R12；所述第十二電阻R12一端連接運算放大器U1的第6管腳，另一端連接地。

輸入電壓信號首先通過由U1的同相(+)或者反相(-)輸入端，由于U1的負(fù)載R12，輸入電壓信號在U1的4腳和7腳上有對應(yīng)的電流信號輸出，完成VCCS的過程。Q3，Q7將VCCS變化的電流讀出，傳遞到R1和R23，變換成電壓信號，并由Q1和Q10緩沖后送給Q2和Q11完成電壓放大，最后經(jīng)過Q5和Q9輸出輸出驅(qū)動負(fù)載。R10，R15，R17，C8組成雙環(huán)路負(fù)反饋，保證了系統(tǒng)的性能和穩(wěn)定性。以運算放大器為核心，結(jié)合一對NPN和PNP互補(bǔ)管Q3，Q7構(gòu)成。Q3，Q7的發(fā)射級接運算放大器的正負(fù)電源引腳，基極由D1和D2設(shè)定偏置電壓。D1，D2設(shè)定Q3和Q7的偏置，并確定U1的工作電壓。U1的靜態(tài)電流決定Q3和Q7的靜態(tài)電流。R1和R23將Q3，Q7讀出的電流轉(zhuǎn)化為電壓，并由Q1和Q10緩沖后送給一對互補(bǔ)NPN和PNP構(gòu)成的電壓放大級Q2和Q11完成電壓放大。R15和R17構(gòu)成大環(huán)路負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，電阻R15的一端接輸出，一端接U1的反相輸入端，取值范圍在500-2000歐之間。R17一端接U1的反相輸入端，另外一端接地。C8構(gòu)成高頻補(bǔ)償電容，C8的一端接U1的輸出端，一端接U1的反相輸入端，取值范圍在100-2000PF之間。通過調(diào)節(jié)C8的容量來調(diào)節(jié)放大器的頻率響應(yīng)。R12構(gòu)成U1的負(fù)載電阻，R12的一端接U1的輸出端，一端接 地，取值范圍在100-2000歐姆之間。

本發(fā)明在不增加成本,不使用特殊元件的情況下，實現(xiàn)了挑戰(zhàn)現(xiàn)代音頻測試極限的超低失真0.0003％，(20Hz-20kHz全頻低于0.0005％)和超寬頻響放大(0-500kHz；+0,-3dB)；互調(diào)失真(IMD)測試結(jié)果中，所有噪音和失真成分均低與110dB。電流模放大器全功率帶寬接近于閉環(huán)帶寬，轉(zhuǎn)換速率隨輸入信號幅度線性增長，這些特點同傳統(tǒng)電壓模放大器完全不同，實現(xiàn)了超低失真和超高速放大。超低失真，高速放大特性才可以具備超凡入圣的高保真度和音樂再現(xiàn)能力。保證了產(chǎn)品性能的一致性和可靠性，并實現(xiàn)了更高性能的技術(shù)指標(biāo)。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。