微功耗工頻脈寬調制開關電源的制作方法
【專利摘要】一種微功耗工頻脈寬調制開關電源，所有功率器件都工作在工頻，既不產生高頻損耗，也不產生EMI干擾，該開關電源不采用復雜的PWM控制芯片，電路簡單，安全可靠，壽命長，故障少，與傳統(tǒng)高頻脈寬調制開關電源相比，成本、體積、重量、功耗都減少90%。
【專利說明】微功耗工頻脈寬調制開關電源
【技術領域】
[0001]本實用新型涉及一種微功耗工頻脈寬調制開關電源。
【背景技術】
[0002]圖1是傳統(tǒng)高頻脈寬調調制開關電源中的控制芯片UC3825的框圖，框圖已經(jīng)如此復雜，電路本身的復雜性可見一斑。
[0003]高頻脈寬調制的工作原理如圖2波形所示:直流電壓V=代表了輸出電壓值，V△是芯片本身產生的三角波電壓，V=接在比較器的同相端，V△接在比較器的反相端，經(jīng)過比較器的比較操作后，當V=大于V△時，比較器輸出高電平，如方波電壓V2，電壓V2經(jīng)過分頻、異或操作后，得到最后的驅動方波信號VQ1、VQ2。當代表輸出電壓的直流電壓V=變高時，比較器的輸出電壓V2的脈寬變窄，即最后的控制方波信號VQ1、VQ2也變窄，MOS管開通時間變短，輸出電壓變低，于是保持了輸出電壓的恒定，反之變然。
[0004]傳統(tǒng)高頻脈寬調制開關電源必須采用磁芯變壓器降低由MOS管產生的高頻方波高電壓，濾波后得到需要的直流低電壓，這里的“高頻”和“變壓器”，以及上述電路的復雜性，是傳統(tǒng)高頻脈寬調制開關電源產生弊端的三大根源。
[0005]I)高頻工作的器件，會產生高頻損耗和EMI干擾；
[0006]2)變壓器的漏感會產生大量的電磁輻射，同時產生功率損耗；
[0007]3)電路的復雜性使得故障率增加，降低了系統(tǒng)的可靠性。

【發(fā)明內容】

[0008]本發(fā)明涉及一種工頻脈寬調制開關電源，所有功率器件都工作在工頻，既不產生高頻損耗，也不產生EMI干擾，該開關電源不采用復雜的PWM控制芯片，電路簡單，安全可靠，壽命長，故障少，與傳統(tǒng)高頻脈寬調制開關電源相比，成本、體積、重量、功耗都減少90%。
[0009]微功耗工頻脈寬調制開關電源包括光耦U1、比較器U2、U3 ;二極管D2、D3、D6、D7組成整橋B，輸入市電接整流橋B的輸入端，整流橋B的正輸出端是Vd,其負輸出端是地；電容C2的正極、電阻R5、R7、RlO、二極管Dl的陽極都接在整流橋B的正輸出端Vd ;電阻R2、1?3、1?4、1?8、二極管05的陰極、電容Cl的正極、比較器U2、U3的電源正端都接在一起形成端點Vcc，此端點通過電阻Rl接二極管Dl的陰極；電阻R12-R15、電容Cl、C3的負極、二極管D5的陰極、光耦Ul的三極管部份的發(fā)射極、比較器U2、U3的電源負端、功率MOS管Ql的源極都接地；光耦Ul的二極管部份的陽極接電阻R7的另一端，其陰極接電阻RlO的另一端，同時接功率MOS管Ql的漏極和電容C2的負極；功率MOS管Ql的柵極接比較器U3的輸出端，同時接電阻R8的另一端，光耦Ul的三極管部份的集電極接電阻R2的另一端，通過電阻R9接比較器U2的同相輸入端，同時接電阻R13的另一端，其反相端接電阻R3和電阻R12組成的串聯(lián)支路的中點，比較器U2的輸出端接電阻R4的另一端，同時接二極管D4的陽極，電阻R11、二極管D4的陰極、電容C3的正極接在一起。電阻Rll的另一端接比較器U3的同相輸入端和電阻R14的另一端，比較器U3的反相輸入端接電阻R5和電阻R15組成的串聯(lián)支路的中點。
[0010]微功耗工頻脈寬調制開關電源的全部控制電路實際只一個比較器，比較器的輸出直接驅動功率MOS管，并不需要復雜的PWM脈寬調制芯片及其復雜的外圍電路。
[0011]圖5是微功耗工頻脈寬調制開關電源控制原理，與圖2的高頻脈寬調制的工作原理相仿，直流電壓Vp代表了輸出電壓值，Vn是正弦波參考電壓，Vp接在比較器的同相端，Vn接在比較器的反相端，經(jīng)過比較器的比較操作后，當Vp大于Vn時，比較器輸出高電平，如方波電壓Vg，電壓Vg就是最后的驅動方波信號，當代表輸出電壓值的直流電壓Vp變高時，比較器的輸出電壓Vg的脈寬變寬，電壓Vg通過反相后，MOS管開通時間變短，輸出電壓Vo變低，于是保持了輸出電壓Vo的恒定，反之變然。圖3是輸出電壓No的仿真波開，圖4是調制產生的驅動信號Vg的仿真波形。
[0012]微功耗工頻脈寬調制開關電源不采用磁芯變壓器降低電壓，因為功率MOS管輸出的電壓，是以正弦波以零點為中心的脈沖高度，正是為額定輸出電壓量身定做的，經(jīng)在電容濾波后即是輸出電壓額定值，不必進行額外的功率變換。這里的“工頻”和“不采用變壓器”，以及上述簡單之極的電路，是微功耗工頻脈寬調制開關電源之所以具有優(yōu)越性的三要素。
[0013]I)工頻工作的器件，不會產生高頻損耗和EMI干擾；
[0014]2)沒有變壓器就沒有漏感產生的電磁輻射，同時也不會產生功率損耗；
[0015]3)簡單之極的電路使得故障率降至極小，系統(tǒng)的可靠性提高至極大。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0016]圖1傳統(tǒng)高頻脈寬調調制開關電源中的控制芯片框圖。
[0017]圖2傳統(tǒng)高頻脈寬調調制開關電源中的控制波形。
[0018]圖3微功耗工頻脈寬調制開關電源控制原理(輸出波形)。
[0019]圖4微功耗工頻脈寬調制開關電源控制原理(驅動波形)。
[0020]圖5微功耗工頻脈寬調制開關電源控制原理(調制波形)。
[0021]圖6開環(huán)控制電路。
[0022]圖7開環(huán)控制電路輸出電壓仿真波形。
[0023]圖8開環(huán)控制電路調制仿真波形。
[0024]圖9開環(huán)控制電路驅動方波仿真波形。
[0025]圖10閉環(huán)控制電路。
[0026]圖11閉環(huán)控制電路輸出電壓仿真波形。
[0027]圖12閉環(huán)控制電路調制仿真波形。
[0028]圖13閉環(huán)控制電路驅動方波仿真波形。
[0029]圖14恒流控制電路。
[0030]圖15恒流控制電路輸出電壓仿真波形。
[0031]圖16恒流控制電路輸出電壓仿真波形(200 Ω )。
[0032]圖17閉環(huán)控制電路調制仿真波形。
[0033]圖18閉環(huán)控制電路驅動方波仿真波形。
[0034]圖19閉環(huán)控制電路調調方波仿真波形。
[0035]圖20恒壓控制電路。[0036]圖21恒壓控制電路電壓仿真波形。
【具體實施方式】
[0037]1.開環(huán)控制電路
[0038]圖6是微功耗工頻脈寬調制開關電源的開環(huán)控制電路，二極管D2、D3、D5、D6組成的整流橋從市電得到單向饅頭波電壓Vd，二極管D1、電阻R1、穩(wěn)壓管D4、電容Cl組成了輔助電源Vcc，比較器LM339的同相輸入端接電阻R2、R6串聯(lián)支路的中點，電阻R2的另一端接Vcc，電阻R6的另一端接地；LM339的反相輸入端接電阻R3、R7串聯(lián)支路的中點，電阻R3的另一端接Vd,電阻R7的另一端接地；LM339的輸出端通過電阻R4接Vcc，同時直接接功率MOS管Ql的柵極，Ql的漏極接Vd，源極通過電阻R9和電容C2接地，輸出電壓Vo由電阻R9和電容C2取得。
[0039]調節(jié)電阻R6的大小，可以調節(jié)電壓Vp相對于參考電壓Vn的位置，即可以調節(jié)比較器輸出方波的脈寬，從而改變功率MOS管的導通時間，改變輸出電壓Vo的幅值。
[0040]圖7、8、9是開環(huán)控制電路各點電壓仿真波形，電阻R6增大，電壓Vp相對于參考電壓Vn的位置增高，比較器輸出方波Vg的脈寬變寬，從而增加功率MOS管的導通時間，使得輸出電壓Vo增加，反之亦然。
[0041]比較器的輸出方波Vg，即功率MOS管柵極驅動信號的幅值，就是輔助電壓Vcc的幅值，其脈寬決定于電壓Vp大于參考電壓Vn的持續(xù)時間，改變電阻R6的大小，就是改變Vg的脈寬，從而改變輸出電壓Vo的高低。
[0042]2.閉環(huán)控制電路
[0043]圖10是微功耗工頻脈寬調制開關電源的閉環(huán)控制電路，與圖6的開環(huán)控制電路相t匕，增加了光耦4N33和2個電阻，電路接法如圖示。
[0044]當輸入電壓增加，或負載電流減小時，輸出電壓Vo會增加，導至流經(jīng)光耦4N33 二極管部份的電流增加，則三極管部份的集電極電流也增加，集電極電阻R2上的電壓增加，于是4N33三極管部份集電極電壓降低，使得電壓Vp相對于參考電壓Vn的相對位置下降，從而使得比較器LM339輸出方波的脈寬變窄，功率MOS管導致通時間變短，于是輸出電壓Vo下降，反之亦然。
[0045]圖11、12、13是閉環(huán)控制電路各點電壓仿真波形，當外界條件使得輸出電壓Vo下降時，電壓Vp相對于參考電壓Vn的位置在上升，于是LM339輸出方波脈寬增加。
[0046]3.恒流控制電路
[0047]圖14是恒流電路，與圖10的閉環(huán)控制電路相比，增加了一個比較器LM339，以及一個二極管、一個電容、2個電阻，電路接法如圖示；同時在輸出電阻中串接了分壓電阻R6，光耦4N33的二極管部份通過電阻R7跨接在分壓電阻R6兩端，輸出濾波電容C2與負載電阻和分壓電阻的串聯(lián)支路并聯(lián)。
[0048]設負載電阻RlO為200 Ω，電路穩(wěn)定工作，此時輸出電流300mA，負載電壓60V，分壓電阻R6=4Q，其上壓降1.2V，整個電路達到平衡:U2同相端、反相端電壓相等，其輸出低電平，不向C3充電，C3上的電壓使得U3比較器LM339同相端電壓相對于反相端參考電壓Vn保持上移，其輸出端輸出一定寬度的方波驅動Ql開通和關斷，保持輸出電波300mA。
[0049]當負載電阻R6改變?yōu)?00 Ω時，會產生以下結果:通過負載電阻RlO和分壓電阻R6電流減小，電阻R6上的電壓也減小，Ul光耦4N33 二極管部份的電流減小，其三極管部份的集電極電流減小，則集電極電壓升高。
[0050]在光耦4N33三極管部份的集電極電位升高期間，U2比較器LM339同相端電壓Vp的電壓幅值相對于參考電壓Vn上移,于是U2的輸出端持續(xù)輸出高電平,通過二極管D4對電容C3持續(xù)充電，電容C3上的電壓持續(xù)上升。
[0051]在電容C3上的電壓持續(xù)上升期間，U3比較器LM339同相端電壓Vp相對于反相端參考電壓Vn持續(xù)上移，U3輸出端方波脈寬持續(xù)增加，功率MOS管Ql的導通時間持續(xù)增加，負載電阻RlO和分壓電阻R6串聯(lián)支路中的電流持續(xù)增加，串聯(lián)支路的電壓持續(xù)升高。
[0052]負載電阻RlO和分壓電阻R6串聯(lián)支路中的電流增加、串聯(lián)支路的電壓升高，電壓升高趨勢持續(xù)到一定程度、分壓電阻R6上的電壓達到1.2V時，整個電路達到了新的平衡:負載電流300mA，U2同相端、反相端電壓相等，U2的輸出端輸出低電平，不再向C3充電。
[0053]電容C3上的電壓經(jīng)過持續(xù)充電后，達到了 一個新的幅值，此電壓幅值使得U3比較器LM339同相端電壓Vp相對于反相端參考電壓Vn保持一個新的上移，U3的輸出端輸出增加了寬度的方波，驅動Ql開通和關斷，保持輸出電流300mA，而負載電壓為120V。
[0054]恒流電路中，當負載電阻200 Ω時，輸出電流300mA，當負載電阻增加至400 Ω時，負載電流仍保持300mA，本電路恒流性能極佳。
[0055]當電路有隨機事件發(fā)生，或者電容自放電，使得電容電壓下降時，根據(jù)前面的討論，U3比較器輸出的脈寬將變窄，整機輸出電壓會降低，導致Ul光耦4N33三極管部份的集電極電壓上升，于是U2輸出端輸出高電平，通過二極管D4對電容C3充電，根據(jù)前面的討論，當C3是的電壓達到隨機事件發(fā)生，或者電容自放電之前的電壓幅值時，電路達到平衡，恢復原來的狀態(tài)。
[0056]圖15是恒流電路不同負載時輸出電流的仿真波形，從下到上依次是:負載電阻100 Ω時輸出電流的仿真波形，輸出電壓30V;負載電阻200 Ω時輸出電流的仿真波形，輸出電壓60V ;負載電阻300Ω時輸出電流的仿真波形，輸出電壓90V;負載電阻400 Ω時輸出電流的仿真波形，輸出電壓120V ;通過計算發(fā)現(xiàn)，本電路的恒流線性性能極佳。
[0057]圖16、17、18、19是恒流電路各點電壓仿真波形，圖16是輸出電壓，此電壓在開機時有一個上沖，是由于Ul光耦4N33三極管部份集電極電流為零，集電極電位最高；圖17是同相端電壓Vp和反相端參考電壓Vn,同相端電壓Vp在開機時的上沖,是由于Ul光稱4N33三極管部份的集電極電位最高所致，反相端參考電壓Vn非常平穩(wěn)，因為直接取自輔助電壓Vcc0
[0058]圖18是U2比較器LM339輸出的方波電壓，此電壓通過二極管D4對電容C3充電，開機后的200ms, U2比較器一直輸出高電平,但由于輔助電壓Vcc尚未建立，所以看到一個從零增大的過程。此后輸出的方波，是因為各種偶發(fā)事件，以及電容C3自放電，C3上的電壓降低，于是啟動了整機的反饋過程，U2比較器輸出高電平對C3充電，保持輸出電流恒定。
[0059]圖19是U3比較器LM339同相端電壓Vp和反相端參考電壓Vn，同相端電壓Vp是電容C3上的電壓分壓而來，反相端參考電壓Vn是由整流饅頭波電壓分壓而來，兩者相交，在Vp大于Vn時間間隔，U3輸出高電平，直接驅動Ql的開通和關斷。
[0060]圖20是恒流控制電路用作恒壓輸出，與圖14電路相比，去掉分壓電阻R6，U1光耦4N33的二極管通過電阻R7跨接在負載電阻RlO兩端，適當調節(jié)電阻R7，可使輸出電壓為額定值。圖21是負載電阻RlO分別為100Ω、200Ω、300Ω、400Ω、500Ω時，輸出電壓仿真波
形，從仿真波形可以看出，輸出電壓波形非常接近，其值幾乎相等，說明恒流控制電路用作恒壓輸出，其輸出特性極佳。實際上恒流控制和恒壓控制的原理完全一樣，都是對輸出電壓進行檢測，只要保持分壓電阻R6上的電壓為1.2V，即可保持輸出電流恒定，同樣道理，只要保持負載電阻RlO上的電壓為額定值，即可保持輸出電壓恒定。
[0061]4.幾點說明
[0062]I)本開關電源電路極其簡單，開環(huán)控制核心器件只一個比較器，閉環(huán)控制只多一個光耦，恒流控制再多一個比較器；
[0063]2)所有功率器件都工作在工頻，而能實現(xiàn)高頻脈寬調制的全部功能，其優(yōu)越性可想而知；
[0064]3)本開關電源在功率變換整個過程中，唯一功率損耗是功率MOS管Ql的靜態(tài)損耗，即截止損耗和導通損耗，因此總功率損耗極微。
[0065]4)微功耗工頻脈寬調制開關電源與傳統(tǒng)高頻脈寬調制開關電源相比，成本、體積、重量、功耗都減小90%，而性能大大優(yōu)化；
[0066]5)由于所有器件工作在工頻，輸出電壓濾波電容要求較大，在不能滿足紋波要求時，可接超級電容；
[0067]6)本開關電源適合非隔離應用，例如恒流照明、恒流充電等。
【權利要求】
1.一種微功耗工頻脈寬調制開關電源，其特征是:整機包括光耦U1、第二、三比較器(U2、U3);第二、三、六、七二極管(D2、D3、D6、D7)組成整橋B，輸入市電接整流橋B的輸入端，整流橋B的正輸出端是Vd，其負輸出端是地；第二電容(C2)的正極、第五、七、十電阻(R5、R7、R10)、第一二極管(Dl)的陽極都接在整流橋B的正輸出端Vd;第二、三、四、八電阻(R2、R3、R4、R8)、第五二極管(D5)的陰極、第一電容(Cl)的正極、第二、三比較器(U2、U3)的電源正端都接在一起形成端點Vcc，此端點通過第一電阻(Rl)接第一二極管(Dl)的陰極；第十二到第十五電阻(R12-R15)、第一、三電容(C1、C3)的負極、第五二極管(D5)的陰極、第一光耦Ul三極管部份的發(fā)射極、第二、三比較器(U2、U3)的電源負端、功率MOS管Ql的源極都接地；光耦Ul的二極管部份的陽極接第七電阻(R7)的另一端，其陰極接第十電阻(RlO)的另一端，同時接功率MOS管Ql的漏極和第二電容(C2)的負極；功率MOS管Ql的柵極接第三比較器(U3)的輸出端，同時接第八電阻(R8)的另一端，光耦Ul的三極管部份的集電極接第二電阻(R2)的另一端，通過第九電阻(R9)接第二比較器(U2)的同相輸入端，同時接第十三電阻(R13)的另一端，其反相端接第三電阻(R3)和第十二電阻(R12)組成的串聯(lián)支路的中點，第二比較器(U2)的輸出端接第四電阻(R4)的另一端，同時接第四二極管(D4)的陽極，第十一電阻(R11)、第四二極管(D4)的陰極、第三電容(C3)的正極接在一起；第十一電阻(Rll)的另一端接第三比較器(U3)的同相輸入端和第十四電阻(R14)的另一端，第三比較器(U3)的反相輸入端接第五電阻(R5)和第十五電阻(R15)組成串聯(lián)支路的中點。
【文檔編號】H03K7/08GK203377850SQ201320440212
【公開日】2014年1月1日 申請日期:2013年7月23日 優(yōu)先權日:2013年7月23日
【發(fā)明者】郁百超 申請人:郁百超