專利名稱：一種低功耗寬鎖定范圍的除四注入鎖定分頻器電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于集成電路技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種應(yīng)用于寬帶低功耗的頻率綜合器電路中除四注入鎖定分頻器(ILFD)電路，可用于射頻微波頻率綜合器等需要低功耗、寬鎖定范圍的模擬集成電路中。
背景技術(shù)：
隨著通信和半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，各種移動通信和無線數(shù)據(jù)傳輸迅速發(fā)展，而同時，人們對無線通信技術(shù)的高速率和大帶寬要求越來越強烈，這促使人們不斷去開發(fā)利用更高頻帶資源和研究超高頻的無線通信技術(shù)。而同時，無線通信集成電路卻朝著高度集成的片上系統(tǒng)的方向發(fā)展，低功耗已成為無線集成電路設(shè)計的必然要求，此時低功耗的本振信號產(chǎn)生電路也變得非常重要。對于厘米波和毫米波的本振信號產(chǎn)生電路中的高頻段分頻器，如果繼續(xù)采用傳統(tǒng)的電流模式邏輯(CML)電路，其功耗會隨著工作頻率的增加而急劇增加，基于LC的注入鎖定分頻器(ILFD)不僅可以工作在很高的頻段，其在低功耗方面也有非常明顯的優(yōu)勢。注入鎖定分頻器是向一個振蕩電路中注入一個比較強的二倍頻信號，從而牽引振蕩器并使之鎖定到注入信號的1/2頻率。然而注入鎖定分頻器的缺點在于它的工作頻率范圍非常有限，工藝、溫度、電壓等方面的偏差會嚴重影響注入鎖定分頻器的穩(wěn)定性。因此，寬鎖定范圍注入鎖定分頻器又成為一個很大的設(shè)計挑戰(zhàn)。對于傳統(tǒng)的注入鎖定分頻器，其鎖定范圍與諧振回路的Q值有很大關(guān)系，高Q值的電路鎖定范圍較小，低Q值的電路鎖定范圍較大，但功耗比較大，而其輸出擺幅往往較小，這對后級電路非常不利。另一方面，對于工作頻率很高的電路，經(jīng)一級除二分頻器之后，其頻率仍然很高，這時如果采用CML電路分頻，仍然存在較為嚴重的功耗問題。因此，具有高分頻比的注入鎖定分頻器成為新的研究熱點。目前高分頻比的注入鎖定分頻器架構(gòu)主要采用單諧振回路分頻器，其中除三、除四分頻器較多，但單諧振回路產(chǎn)生高分頻比的諧波分量比較困難，所以鎖定范圍十分有限。但級聯(lián)型高分頻比注入鎖定分頻器其前級輸出擺幅小，二次諧波分量大，這使得后級更難以實現(xiàn)寬鎖定范圍，因此除四注入鎖定分頻器的鎖定范圍要比除二注入鎖定分頻器的鎖定范圍小許多。如果在級間插入濾波整相放大電路，勢必會增加整個分頻器鏈路的功耗和面積。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是設(shè)計一種電源電壓低、鎖定范圍寬、直流功耗小的用于頻率綜合電路中的除四注入鎖定分頻器(ILFD)，可工作在厘米波或毫米波頻段。本發(fā)明設(shè)計的用于頻率綜合電路中的除四注入鎖定分頻器，由兩級結(jié)構(gòu)相同的除二注入鎖定分頻器組成，如圖I所示。電路的輸入信號與第一級注入鎖定分頻器之間、第一級注入鎖定分頻器與第二級注入鎖定分頻器之間、第二級注入鎖定分頻器與輸出之間都是采用電容耦合以實現(xiàn)直流隔離。直流偏置電壓Vbl、vb2、vb3、vb4由外部輸入，并通過交流隔離電阻Rl、R2、R3、R4，分別加載在直接注入管Ml、尾電流源管管M2、直接注入管M5、尾電流源管管M6的柵極上，如圖2所示。其中，每個除二注入鎖定分頻器由負載電感和負載電容、交叉耦合管、直接注入管以及尾電流源管組成。其中直接注入管Ml和直接注入管M5兩個晶體管采用直接注入，輸入信號耦合到它們的柵極上，注入電流通過它們的源漏極直接注入到諧振回路中去，通過偏置電壓Vbl、Vb3調(diào)節(jié)它們的偏置電壓；尾電流源管M2和尾電流源管M6兩個晶體管采用尾電流源注入，輸入信號耦合到它們的柵極上，注入信號經(jīng)它們反相后再通過交叉耦合管M3、交叉耦合管M4和交叉耦合管M7、交叉耦合管M8注入到諧振回路中去，通過偏置電壓Vb2、Vb4調(diào)節(jié)它們的偏置電壓。直接注入管Ml和尾電流源管M2柵極上所加的輸入信號為反相 信號，直接注入管M5和尾電流源管M6柵極上所加的信號也為反相信號，如圖2所示。交叉耦合管M3、交叉耦合管M4和交叉耦合管M7、交叉耦合管M8為諧振電路提供負阻。其中交叉耦合管M3、交叉耦合管M4的共源端接在尾電流管M2的漏極上；交叉耦合管M3的漏極和交叉耦合管M4柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點Vx_，交叉耦合管M4的漏極和交叉耦合管M3柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點Vx+ ;交叉耦合管M7、交叉耦合管M8的共源端接在尾電流管M6的漏極上；交叉耦合管M7的漏極和交叉耦合管M8柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點Vwt-，交叉耦合管M8的漏極和交叉耦合管M7柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點Vtjut+,如圖2所示。電感LI、電感L2、電感L3、電感L4是電路的負載電感。它們的一端接在電源上，另一端接在相應(yīng)的諧振回路的輸出節(jié)點上，如圖2所示。電路的負載電容由電路寄生電容和后級負載組成，它們總的等效電容分別為Cu_、Clx+> CLout-' CLout+,如圖 2 所不。本電路的鎖定范圍在第一級“除二注入鎖定分頻器”的自諧振頻率的二倍頻左右，輸入信號為兩路反相信號；第一級“除二注入鎖定分頻器”的自諧振頻率在第二級“除二注入鎖定分頻器”的自諧振頻率的二倍頻左右，第一級產(chǎn)生的差分信號分兩路經(jīng)耦合電容輸入到第二級“除二注入鎖定分頻器”中去，然后第二級“除二注入鎖定分頻器”，并產(chǎn)生差分輸出。本發(fā)明電路的輸入電路由隔直I禹合電容和偏置電阻實現(xiàn)。I禹合電容將輸入信號直接傳輸?shù)阶⑷牍艿臇艠O上；柵偏置電壓由控制電壓經(jīng)偏置電阻控制。從Vin+看進去的輸入阻抗主要為隔直電容Cl、直接注入管Ml柵極電容和諧振回路的串聯(lián)阻抗，從Vin-看進去的輸入阻抗主要為隔直電容C2和尾電流源注入管M2柵極電容的串聯(lián)阻抗，它們主要是容性阻抗，比較適合作為前級振蕩回路的負載。如果需要測試，需另加50 Ω阻抗匹配。本發(fā)明電路采用級間電容耦合，前一級的輸出直接通過耦合電容耦合到后一級的注入管的柵極上，沒有采用級間濾波整相放大電路，以免產(chǎn)生額外的功耗和面積。本發(fā)明電路的輸出適宜接容性負載或感性負載，如接阻性負載會影響第二級諧振回路的Q值，電路工作狀態(tài)也會受到影響。本發(fā)明電路的各注入管的柵極直流偏置電壓Vbl、Vb2、Vb3、Vb4由外部輸入，它們對電路的直流功耗、鎖定范圍、輸出擺幅及輸出高次諧波分量等性能有非常大的影響，應(yīng)根據(jù)實際工作情況進行優(yōu)化。尤其是直接注入管的柵極偏置電壓，它對電路特性影響非常明顯，適當(dāng)提高它可明顯增加鎖定范圍。當(dāng)輸入擺幅有限，且要求較大的鎖定范圍時，應(yīng)使直接注入管的柵極偏壓高于電源電壓，該電路適宜工作在多電源電壓電路中。
本發(fā)明電路的直接注入管的輸入信號通過耦合電容直接加在它的柵極上；它的源極和漏極直接并聯(lián)在差分輸出兩端，注入電流直接注入到諧振回路中去。本發(fā)明電路的尾電流源注入管，同時兼作注入管和尾電流源管。通過控制其柵極偏置電壓可控制電路直流功耗。它的輸入信號為直接注入管柵極輸入信號的反相信號，并通過耦合電容直接加在其柵極上。輸入電壓信號經(jīng)它反相后，形成注入電流，加在交叉耦合管的公共源極上，并通過交叉耦合管的混頻效應(yīng)注入到諧振回路中去。本發(fā)明電路的諧振回路由負載電感、交叉耦合管、直接注入管和負載電路組成。要實現(xiàn)低功耗須采用感值較大的電感，要提高工作頻率就應(yīng)減小寄生電容。為減小寄生電容和電源電壓，宜只采用NMOS交叉耦合管或NPN BJT交叉耦合管。本發(fā)明的主要特征及工作原理
本發(fā)明電路的主要特征在于，修改了除二注入鎖定分頻器的經(jīng)典電路結(jié)構(gòu)，不采用級間的濾波整相放大電路，而是將兩個分頻器經(jīng)電容耦合級聯(lián)，這樣就有利于減小功耗和面 積，如圖I所示。該電路采用反相輸入和雙注入，減輕了對前級電路產(chǎn)生的負載，同時有機結(jié)合了兩種電路的優(yōu)點，實現(xiàn)了較寬的鎖定范圍。該除二注入鎖定分頻器的輸入都是電容耦合，從輸入端看進去的阻抗為容性阻抗，適合直接作為前一級諧振回路的負載，避免因為具有阻性負載而必須在其和前級電路之間加入緩沖電路，如圖2所示。該除二注入鎖定分頻器的輸入信號為反相信號，兩路輸入分別接在前級的差分輸入端上，這樣就不會對單一端口產(chǎn)生很大的負載，如圖2所示。該除二注入鎖定分頻器同時采用直接注入和尾電流源注入兩種注入方式，兼具兩種注入方式的優(yōu)點。直接注入是將注入電流直接注入到諧振回路中去，注入管兼作跨導(dǎo)管和混頻管，具有較高的注入效率，如圖4所示。它的優(yōu)點是直接把源漏極的電流注入到諧振回路中去，有很高的注入效率，缺點是它導(dǎo)通時在差分輸出節(jié)點之間形成通路，這樣注入會明顯影響諧振回路的Q值及輸出擺幅，注入太強會使電路不再振蕩。如單獨采用直接注入，鎖定范圍有限，而且在輸入頻率偏離其本振頻率較多時輸出擺幅很小，對下級電路很不利，不適用于直接級聯(lián)除四注入鎖定分頻器。尾電流源注入是將二倍頻的電流信號注入到交叉耦合管的源極上，通過交叉耦合管的混頻效應(yīng)產(chǎn)生諧振回路本振頻率附近的注入電流，并注入到諧振回路中去，注入效率較低，如圖5 (a)所示。在交叉耦合管的共源節(jié)點上有較大的寄生電容，寄生電容會引起注入電流損失；而且，交叉耦合管同時兼作負阻產(chǎn)生電路和混頻電路，此時注入電流的注入相位受到限制，注入效率較低。如果用一個電感代替電流源(如圖5 (b)所示)，這時可以將外部電流注入到交叉耦合管共源節(jié)點上，可以提高注入效率但會增加面積。圖5所示的電路結(jié)構(gòu)不適合進行電路的直接級聯(lián)，因為信號輸入節(jié)點為交叉耦合管的源極，它是一個低阻抗節(jié)點，如果輸入電流較小或只能驅(qū)動容性負載就必須增加一級跨導(dǎo)放大器，相當(dāng)于級間緩沖電路。但是，將圖5所示結(jié)構(gòu)改成圖6所示結(jié)構(gòu)，輸入節(jié)點就只有容性負載，這樣可以直接接入到前一級的諧振回路中去，而不影響其Q值。此時尾電流管同時進行尾電流控制和將輸入電壓信號轉(zhuǎn)換成電流信號。
同時，尾電流源注入管所消耗的電流同時也是交叉耦合管流過的電流，這使得其向諧振回路中注入電流時，也是交叉耦合管導(dǎo)通的時間，注入信號減小了交叉耦合管的導(dǎo)通角(如圖7所示)，提高了它們的電流利用效率，有利于提高輸出擺幅。從時域波形來看，這時該節(jié)點的負載電感正在充電，注入電流給負載電感充電，有利于電感充電，因此對輸出擺幅有利，如圖7所示。該電路結(jié)構(gòu)同時采用了直接注入和尾電流源注入(如圖2所示)，利用直接注入，實現(xiàn)了較高的注入效率，利用尾電流源注入，進一步提高注入效率，同時提高輸出擺幅，以提高級聯(lián)后除四注入鎖定分頻器的鎖定范圍。


圖I為本發(fā)明除四注入鎖定分頻器的結(jié)構(gòu)框圖。圖2為本發(fā)明除四注入鎖定分頻器的電路原理圖。 圖3為螺旋電感。其中，(a)雙端口螺旋電感，(b)帶中間抽頭的螺旋電感。圖4為直接注入注入鎖定分頻器。將注入管的源漏極分別連接在差分振蕩器的差分輸出節(jié)點上。圖5為為電流源注入鎖定分頻器。其中，Ca)采用尾電流源，(b)用電感代替尾電流源。圖6為柵極輸入尾電流源注入注入鎖定分頻器。輸入信號加載在尾電流管的柵極上，通過控制尾電流大小產(chǎn)生注入電流。圖7為對除四注入鎖定分頻器進行瞬態(tài)仿真時的第一級除二分頻器電流電壓波形，輸入頻率為27GHz，信號大小為OdBm。曲線(a)為尾電流源電流，曲線(b)交叉耦合管中一個晶體管的電流，曲線(c)為負載電感電流，曲線(d)為對應(yīng)輸出節(jié)點電壓，曲線(e)為另一輸出節(jié)點電壓。圖8為仿真得到的鎖定范圍與輸入信號大小的關(guān)系。橫坐標(biāo)為輸入頻率，縱坐標(biāo)為能使輸出信號頻率鎖定在輸入頻率的1/2頻率處的輸入信號功率。
具體實施例方式以一個低功耗、輸入頻率在26. 25GHz 30. 25GHz的寬鎖定范圍除四注入鎖定分頻器設(shè)計為實例。設(shè)計電路圖2所示，添加一個全差分放大器作為負載電路。采用TSMC O. 13ym RFCMOS 1P8M工藝，仿真工具為Cadence SpectreRF，采用800mV電源電壓。其中Vbl = Vb3 =1.2V ,Vb2和Vb4改成電流鏡偏置以減小工藝偏差，實際取值在600mV左右。其中MOS管全部是射頻NMOS管，電阻為高阻值多晶硅電阻，電容為MM電容，電感為帶有中間抽頭的片上螺旋電感，第八層金屬走線。LI和L2用一個I. 67nH電感實現(xiàn)，L3和L4用一個4· 15nH電感實現(xiàn)。輸入信號大小為OdBm (單端峰峰值為632mV)差分信號時，鎖定頻率范圍為26. 25GHz到30. 25GHz，直流功耗為I. 5mW。圖7為該電路瞬態(tài)仿真波形，圖8為仿真得到的鎖定范圍與輸入信號大小的關(guān)系。具體仿真結(jié)果如下表
權(quán)利要求
1.一種低功耗寬鎖定范圍的除四注入鎖定分頻器電路，其特征在于由兩級結(jié)構(gòu)相同的除二注入鎖定分頻器組成；電路的輸入信號與第一級注入鎖定分頻器之間、第一級注入鎖定分頻器與第二級注入鎖定分頻器之間、第二級注入鎖定分頻器與輸出之間都是采用電容耦合以實現(xiàn)直流隔離；直流偏置電壓vbl、Vb2、Vb3、Vb4由外部輸入，并通過交流隔離電阻Rl、R2、R3、R4，分別加載在直接注入管Ml、尾電流源管管M2、直接注入管M5、尾電流源管M6的柵極上； 其中，每個除二注入鎖定分頻器由負載電感和負載電容、交叉耦合管、直接注入管以及尾電流源管組成；其中直接注入管Ml和直接注入管M5兩個晶體管采用直接注入，輸入信號耦合到它們的柵極上，注入電流通過它們的源漏極直接注入到諧振回路中，通過偏置電壓Vbl> Vb3調(diào)節(jié)它們的偏置電壓；尾電流源管M2和尾電流源管M6兩個晶體管采用尾電流源注入，輸入信號耦合到它們的柵極上，注入信號經(jīng)它們反相后再通過交叉耦合管M3、交叉耦合管M4和交叉耦合管M7、交叉耦合管M8注入到諧振回路中去，通過偏置電壓Vb2、Vb4調(diào)節(jié)它們的偏置電壓；直接注入管Ml和尾電流源管M2柵極上所加的輸入信號為反相信號，直接注入管M5和尾電流源管M6柵極上所加的信號也為反相信號；交叉耦合管M3和交叉耦合管M4，交叉耦合管M7和交叉耦合管M8為諧振電路提供負阻；其中交叉耦合管M3、交叉耦合管M4的共源端接在尾電流管M2的漏極上；交叉耦合管M3的漏極和交叉耦合管M4柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點\_，交叉耦合管M4的漏極和交叉耦合管M3柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點Vx+ ;交叉耦合管M7、交叉耦合管M8的共源端接在尾電流管M6的漏極上；交叉耦合管M7的漏極和交叉耦合管M8柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點V。*，交叉耦合管M8的漏極和交叉耦合管M7柵極相連并接在第一級的輸出節(jié)點Vwt+，；電感LI、電感L2、電感L3、電感L4是電路的負載電感；它們的一端接在電源上，另一端接在相應(yīng)的諧振回路的輸出節(jié)點上；電路的負載電容由電路寄生電容和后級負載組成。
全文摘要
本發(fā)明屬于集成電路技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種低功耗寬鎖定范圍的除四注入鎖定分頻器電路。它由兩級結(jié)構(gòu)相同的除二注入鎖定分頻器組成，電路級間采用電容耦合，每級電路由電感、交叉耦合管、兩個注入管、耦合電容和偏置電路組成。該電路結(jié)構(gòu)同時采用了直接注入和尾電流源注入兩種注入方式，使電路同時具備兩種注入方式的優(yōu)點，注入信號為反相信號，注入端為MOS管的柵極，可以直接用除二分頻器進行級聯(lián)。該電路可以采用雙電源電壓供電，適用于低電源電壓環(huán)境，直流功耗低，并能實現(xiàn)較寬的鎖定范圍。該電路采用差分結(jié)構(gòu)，可用CMOS、BiMOS等工藝實現(xiàn)。
文檔編號H03L7/18GK102710260SQ201210206110
公開日2012年10月3日 申請日期2012年6月21日 優(yōu)先權(quán)日2012年6月21日
發(fā)明者孫亞楠, 李巍 申請人:復(fù)旦大學(xué)