專利名稱：數字放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種音響設備的數字放大器。
背景技術：
D級放大器與AB級放大器等模擬線形放大器相比，可獲得極其良好的功率轉換效率。由于散熱量也較少，所以常常被采用作揚聲器驅動用放大器。D級放大器是通過利用晶體管等有源放大元件對語音信號等輸入信號進行開關動作而實現。D級放大器對基于輸入語音信號的PWM (Pul se Width Modulation :脈寬調制)信號進行數字調制，將所述PWM信號的功率放大，并將進行了功率放大的PWM信號提供給揚聲器。在專利文獻I中，記載有驅動揚聲器的數字放大器。專利文獻I記載的數字放大器通過對于數字音頻信號進行信號處理來進行數字脈寬調制而獲得數字脈沖輸出。而且， 該數字放大器通過對于脈沖波形的邊緣延遲反饋輸出級的狀態(tài)來校正失真，實現減少在將驅動揚聲器的數字脈沖轉換成模擬信號的部分中的失真。專利文獻I記載的數字放大器使信號通過低通濾波器并將數字放大器輸出解調成模擬信號。采用上述的方法作為改善驅動揚聲器的模擬信號的失真的方法。現有技術文獻專利文獻專利文獻I :日本專利特表2001-517393號公表

發(fā)明內容
發(fā)明要解決的問題專利文獻I記載的數字放大器是只能在最小脈寬的一半的邊緣延遲的校正范圍內進行脈寬校正的方式。因此，在進行數字脈寬調制的情況下，失真校正量在最小脈寬以下。因此，校正量只是向數字脈寬的上或下最多I電平(level)的校正范圍，存在無法校正需要向數字脈寬值的上或下超過I電平而進行校正的失真的問題。也就是說，存在如下問題，即，在成為PWM輸出的情況下，在發(fā)生最大延遲時，失真率的校正只能以數字脈沖的I電平進行。本發(fā)明的目的在于提供可以擴大數字脈寬調制中的脈沖的占空比的校正范圍，可以改善失真率的數字放大器。解決問題的方案本發(fā)明的數字放大器輸入數字信號，并直接以數字信號驅動揚聲器，該數字放大器采用的結構包括數字調制電路，對數字音頻數據進行數字脈寬調制;第I模擬音頻輸出単元，對從所述數字調制電路輸出的脈沖電壓進行低通濾波，輸出模擬音頻電壓；三角波產生電路，根據所述數字脈寬調制的調制寬度的值，產生振幅調制所得的三角波；驅動電路，放大來自所述三角波產生電路的輸出電壓；第2模擬音頻輸出単元，對通過所述驅動電路功率放大所得的信號進行低通濾波，輸出音頻段的模擬功率；以及誤差放大器，運算所述第I模擬音頻輸出単元的電壓和所述第2模擬音頻輸出単元的電壓之差并將其放大，所述三角波產生電路在與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號上相加來自所述誤差放大器的誤差而再次生成數字脈寬調制波形。發(fā)明的效果根據本發(fā)明，能夠對數字脈寬調制的所有脈寬，在數字脈寬值的上或下超過I電平進行校正。由此，能夠使數字脈寬調制的占空比在0%到100%的范圍內變化而進行校正，能夠在數字脈寬調制的調制寬度的值從O到最大值的范圍內校正在驅動電路以后發(fā)生的數字放大器的失真。因此，可大幅度地改善在借助通過低通濾波器對用于驅動揚聲器的數字脈寬調制信號進行解調所得的模擬信號中所包含的失真。


圖I是表示用來說明本發(fā)明的原理的數字放大器的基本結構的圖。圖2是表示本發(fā)明的ー實施方式的數字放大器的結構的圖。圖3是表示圖2的數字放大器的具體結構的電路圖。圖4是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖5是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖6是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖7是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖8是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖9是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖10是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖11是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖12是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖13是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖14是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖15是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖16是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖17是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖18是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖19是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖20是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖21是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖22是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖23是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖24是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。圖25是表示圖2的數字放大器的各部分的動作波形的圖。標號的說明100 200 數字致大器
1101 I位量化器 120 電平自適應型三角波產生電路
130 驅動電路
140、260 低通濾波器(低通濾波器<2>) 150、280 低通濾波器(低通濾波器<I > )
160 比較器 170, 270 揚聲器
210數字調制塊
211數字脈寬調制轉換電路
212數字脈寬值轉換電路
213電平值信息存儲部 220 電壓值轉換塊 221 232、233、241 運算放大器 230積分電路塊
231分頻器 234 電容器 240 比較器 250 驅動電路 290 誤差放大器
具體實施例方式以下，參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。(原理說明)首先，說明本發(fā)明的基本想法。以往的驅動揚聲器的數字放大器無反饋地直接利用PWM信號，或者采用限定為低頻率的反饋路徑，或者采用即便存在反饋路徑也以PWM信號的最小脈寬來限制的方式，因此，在應對因開關電路、揚聲器驅動用的LPF(Low Pass Filter，低通濾波器)電路和揚聲器負載而發(fā)生的失真的應對能力上有局限。本發(fā)明人鑒于以往的數字放大器是利用脈沖進行加減運算的方式而有限制，而且無法進行反饋控制的事實，想到將使數字信號量化的量化器的電平數用于三角波產生電路的積分常數切換，以產生與電平數對應的三角波。三角波產生電路為具有模擬局部反饋的電路結構。由此，實現失真的減少，并且在不發(fā)生失真的情況下，數字信號仍為原樣而不劣化。圖I是表示輸入數字信號，并直接以數字信號驅動揚聲器的數字放大器的基本結構的圖。在圖I中，數字放大器100包括I位量化器110、電平自適應型三角波產生電路120、驅動電路130、低通濾波器140 (低通濾波器〈2>)(第2模擬音頻輸出単元)、低通濾波器150 (低通濾波器〈I (第I模擬音頻輸出単元)、比較器160和揚聲器170。I位量化器110將數字信號量化。電平自適應型三角波產生電路120將來自I位量化器110的脈沖信號轉換成三角波，并且將產生的三角波根據數字脈寬調制的調制寬度的值進行振幅調制。電平自適應型 三角波產生電路120使與I位量化器110的電平數對應的直流電位重疊在三角波上來使用，產生與電平數對應的三角波。驅動電路130對來自電平自適應型三角波產生電路120的PWM信號進行功率放大。低通濾波器140 (低通濾波器〈2>)將通過驅動電路130功率放大所得的脈沖功率解調成音頻段的模擬功率。低通濾波器150 (低通濾波器〈I 從通過I位量化器110數字脈寬調制所得的脈沖電壓輸出模擬音頻電壓。比較器160運算低通濾波器150的電壓和低通濾波器140電壓之差并將其放大。揚聲器170將模擬音頻信號的功率轉換成音響能量。在以上結構中，數字放大器100通過電平自適應型三角波產生電路120，將來自I位量化器Iio的脈沖信號轉換成三角波，輸出到驅動電路130。在將通過電平自適應型三角波產生電路120轉換成三角波的信號輸出到驅動電路130時，數字放大器100另外通過低通濾波器150將來自I位量化器110的輸出轉換成模擬信號，并將其引入比較器160。還將驅動揚聲器170的信號引入比較器160。比較器160運算低通濾波器150的電壓與低通濾波器140的電壓之差并將其放大。電平自適應型三角波產生電路120根據上述差分調制三角波。這樣，通過設為具有模擬局部反饋的電路結構，可獲得低失真的揚聲器驅動輸出。(實施方式)圖2是表示基于上述基本想法的本發(fā)明的ー實施方式的數字放大器的結構的圖。本實施方式是適用于驅動揚聲器的數字放大器的例子。如圖2所示，數字放大器200包括數字調制塊210、電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250、低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)、揚聲器270、低通濾波器280 (低通濾波器くI 和誤差放大器290。對數字放大器200輸入主時鐘201、位時鐘202、1^(1^代/汜81^，左/右)時鐘203、數字串行數據204和基準電位205。主時鐘201是用來運算數字脈寬調制和數字脈寬的數字值的時鐘。主時鐘201是與數字調制塊210和積分電路塊230連接，且用來獲得數字調制塊210的數字脈寬調制輸出和數字脈寬的值的主時鐘，并且與積分電路塊230連接，在積分電路塊230中生成三角波信號。
位時鐘202與數字調制塊210連接，在數字調制塊210中鎖定數字串行數據204。LR時鐘203與數字調制塊210連接，區(qū)別由位時鐘202鎖定的數據的L通道和R通道。LR時鐘203是用來數字串行數據204的L通道數據和R通道數據以交替到來的定時切換，區(qū)別L通道數據和R通道數據的時鐘。數字串行數據204是表現振幅的2的補碼形式的數字音頻數據。數字串行數據204與數字調制塊210連接，以LR時鐘周期被采樣?；鶞孰娢?05是比較器240的基準電位。數字調制塊210包括例如生成各部分的定時的定時生成器、將PCM(Pulse CodeModulation,脈碼調制)信號再次量化為數字I位信號的量化器等，且連接主時鐘201、位時 鐘202、LR時鐘203和數字串行數據204。數字調制塊210將數字音頻數據轉換成數字脈寬調制。數字調制塊210將數字脈寬調制電壓輸出到電壓值轉換塊220，并將數字脈寬的數字值輸出到低通濾波器280 (低通濾波器〈1>)。電壓值轉換塊220與數字調制塊210連接，將數字調制塊210的數字脈寬的數字值轉換成電壓值。積分電路塊230與主時鐘201、電壓值轉換塊220和誤差放大器290連接，并輸出將由主時鐘201生成的三角波電壓進行振幅調制所得的電壓。詳細而言，積分電路塊230利用主時鐘201產生三角波，且根據與來自電壓值轉換塊220的轉換成電壓值的數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號，調制上述產生的所述三角波。這里，特別在將數字脈寬調制的調制寬度的值轉換成電壓值所得的電壓上相加從誤差放大器290輸出的電壓。積分電路塊230在與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號上相加來自所述誤差放大器的誤差而再次生成數字脈寬調制波形。比較器240與積分電路塊230和基準電位205連接，以積分電路塊230的輸出電壓和基準電位205的電壓進行比較的結果而輸出功率。比較器240通過以基準電位205的電壓的比較結果輸出功率，對電壓值轉換塊220和積分電路塊230中的脈沖的占空比進行校正。驅動電路250放大來自比較器240的數字脈寬調制的功率。低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)輸入驅動電路250的功率輸出，并輸出模擬音頻功率。詳細而言，低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)將通過驅動電路250對來自比較器240的信號功率放大所得的脈沖功率解調成音頻段的模擬功率，并輸出模擬音頻功率。模擬音頻功率被輸入到揚聲器270的功率輸入端子和誤差放大器290的電壓輸入端子。揚聲器270輸入低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的功率輸出，并轉換成音響能量。詳細而言，揚聲器270輸入在來自驅動電路250的功率中利用低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)使音頻段通過而使不需要的高頻衰減所得的模擬音頻信號，并將輸入的功率轉換成音響能量。低通濾波器280 (低通濾波器〈I 是用來使音頻段通過而使不需要的高頻衰減而獲得模擬音頻信號的裝置，具有與低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)相同的頻率特性。低通濾波器280 (低通濾波器〈I 根據數字脈寬調制所得的脈沖電壓輸出模擬音頻電壓。低通濾波器280 (低通濾波器〈I 根據數字調制塊210的輸出電壓和數字脈寬調制電壓輸出進行低通濾波，且與獲得模擬音頻電壓輸出的電壓輸入端子連接而輸出模擬音頻電壓。誤差放大器290使低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的輸出電壓與第I電壓輸入端子連接，使低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的輸出電壓與第2電壓輸入端子連接，運算低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的電壓與低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的電壓之差并將其放大。圖3是表示上述數字放大器200的具體結構的電路圖。對與圖2相同結構的部分附加相同的標號。本實施方式是將數字脈寬調制的數字脈沖電平值設為電平值O、電平值I、電平值
2、電平值3和電平值4的5電平的例子。
如圖3所示，數字調制塊210包括數字脈寬調制轉換電路211，將數字音頻數據轉換成數字脈寬調制；數字脈寬值轉換電路212，將數字音頻數據轉換成數字脈寬值；以及電平值信息存儲部213，存儲電平值信息I 4。電壓值轉換塊220包括運算放大器221和電阻Rl R5。積分電路塊230包括分頻器231、運算放大器232、233、電容器234和電阻R6 RlO0運算放大器232、電容器234和電阻R6構成積分器。比較器240包括運算放大器241。另外，本實施方式并不限于將數字脈寬調制的電平設為5電平，能以其他任意的電平實施。以下，說明如上構成的數字放大器200的動作。動作本身在兩通道均相同。數字調制塊210輸入主時鐘201、位時鐘202、LR時鐘和數據的數字串行數據204，輸出數字脈寬調制和數字脈寬調制的調制寬度的值。電壓值轉換塊220與數字調制塊210連接，將來自數字調制塊210的數字脈寬的數字值轉換為與數字脈寬的數字值對應的電壓值。電壓值轉換塊220將從數字調制塊210輸出的數字脈寬調制的調制寬度的值轉換為電壓值。積分電路塊230將輸入主時鐘201進行分頻所得的脈沖轉換成三角波。積分電路塊230包括用來對三角波進行振幅調制的輸入端子以及輸入誤差放大器290的結果的端子，將三角波以電壓進行調制并輸出三角波信號。比較器240對來自積分電路塊230的三角波信號和基準電位205的電壓進行比較而輸出功率。驅動電路250將來自比較器240的再次生成的數字脈寬調制信號放大到驅動揚聲器270的功率。低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)將利用驅動電路250放大了功率的信號解調成音頻段的模擬功率，輸出模擬音頻功率。揚聲器270輸入模擬音頻信號,將輸入的功率轉換成音響能量并進行音響輸出。這里，數字放大器200將從數字調制塊210輸出的數字脈寬調制輸出與另ー個失真少的未連接于揚聲器270的低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的輸入連接。而且，將低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的解調成模擬信號的輸出信號連接到誤差放大器290的比較信號輸入端子的正端子。此外，將低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的解調成模擬信號的輸出信號連接到誤差放大器290的比較信號輸入端子的負端子。通過上述連接，從誤差放大器290獲得將低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的模擬信號和低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的模擬信號的差分放大的電壓。然后，積分電路塊230將從誤差放大器290輸出的電壓與通過電壓值轉換塊220轉換成電壓值的電壓相カロ。由此，從低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)輸出的模擬信號輸出被自動控制以使其與低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的輸出相等，來自低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的模擬信號輸出的失真率得以改善。以下進行詳細說明。從誤差放大器290連接到積分電路塊230的電壓是將低通濾波器280 (低通濾波器〈I 與低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的電壓差分放大所得的電壓，因此若在將低通 濾波器280(低通濾波器くI 與誤差放大器290連接的電壓和將低通濾波器260(低通濾波器〈2>)與誤差放大器290連接的電壓中不存在差，則來自誤差放大器290的電壓輸出與基準電位205相等。此時，積分電路塊230僅以來自將數字脈寬轉換成電壓值的塊220的、將數字脈寬轉換成電壓值的電壓受到振幅調制，因此從比較器240連接到驅動電路250的電壓為與來自用來獲得數字脈寬調制輸出和數字脈寬的值的電路塊210的數字脈寬調制輸出相同的電壓。即，在不存在數字放大器200的失真(尤其是驅動電路250和低通濾波器260中的失真)的情況下，誤差放大器290不輸出誤差分量，因此積分電路塊230的積分器(省略圖示)進行中點動作，積分電路塊230解碼出相同的波形并將其輸出。另ー方面，在從誤差放大器290連接到積分電路塊230的電壓中，在將低通濾波器280 (低通濾波器くI 與誤差放大器290連接的信號和將低通濾波器260 (低通濾波器<2 與誤差放大器290連接的信號中存在差的情況下，從誤差放大器290連接到積分電路塊230的電壓如下所述。積分電路塊230以在來自將數字脈寬轉換成電壓值的塊220的將數字脈寬轉換成電壓值的電壓上相加從誤差放大器290連接到積分電路塊230的信號所得的電壓，接受振幅調制。因此，從比較器240連接到驅動電路250的電壓為對于來自數字調制塊210的數字脈寬調制輸出校正誤差后所得的脈寬調制電壓。即，可通過利用具有模擬局部反饋的電路結構，產生失真分量的逆分量，來校正數字放大器200的失真(尤其是驅動電路250和低通濾波器260中的失真)。比較器240將校正誤差后的脈寬調制電壓與基準電位205進行比較。利用比較器240進行比較獲得的再次生成的脈寬調制功率能夠超過數字脈寬的數字值的上或下I電平。因此，能夠獲得以在脈寬調制的占空比從O %到201 %的范圍內校正后的脈寬進行脈寬調制的功率。根據上述，對于進行數字脈寬調制的數字放大器的失真校正，能夠獲得大于以往例的校正效果。能夠擴大失真校正范圍，與專利文獻記載的電路相比，能夠實現高性能。接下來，對數字調制塊210、電壓值轉換塊220、積分電路塊230和比較器240，ー邊表示具體例ー邊進行說明。圖4至圖25是表示各部分的動作波形的圖。
〔與數字脈寬調制電平對應的來自數字調制塊210的輸出波形〕圖4是從數字調制塊210輸出的電平值為“O”時的輸出波形。如圖4所示，在數字脈寬調制周期1005中，成為波形1100，輸出固定的電壓1010。圖5是從數字調制塊210輸出的電平值為“I”時的輸出波形。如圖5所示，在數字脈寬調制周期1005中，成為波形1101，電壓以如下的波形輸出從波形1010開始，以周期1005的中央為中心而以波形1001的寬度上升到電壓1011之后再下降到電壓1010。圖6是從數字調制塊210輸出的電平值為“2”時的輸出波形。如圖6所示，在數字脈寬調制周期1005中，成為波形1102，電壓以如下的波形輸出從波形1010開始，以周期1005的中央為中心而以波形1002的寬度上升到電壓1011之后再下降到電壓1010。
圖7是從數字調制塊210輸出的電平值為“3”時的輸出波形。如圖7所示，在數字脈寬調制周期1005中，成為波形1103，電壓以如下的波形輸出從波形1010開始，以周期1005的中央為中心而以波形1003的寬度上升到電壓1011之后再下降到電壓1010。圖8是從數字調制塊210輸出的電平值為“4”時的輸出波形。如圖8所示，在數字脈寬調制周期1005中，成為波形1104，電壓以波形1004的寬度以固定的電壓1011輸出?！矎臄底终{制塊210輸出的數字脈寬值信息的輸出電位的波形〕圖9是從數字調制塊210輸出的數字脈寬值信息的輸出電位的低電壓值的波形。如圖9所示，數字脈寬值信息的輸出電位的低電壓值的波形是以電壓1010且周期1005輸出的波形。圖10是從數字調制塊210輸出的數字脈寬值信息的輸出電位的高電壓值的波形。如圖10所示，數字脈寬值信息的輸出電位的高電壓值的波形是以電壓1011且周期1005輸出的波形。這里，數字調制塊210中的電平值信息(電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4)的值根據數字脈寬值而變化。數字調制塊210中的電平值信息(電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4)的值，在數字脈寬的電平值為“O”時，均為圖9的波形。數字調制塊210中的電平值信息(電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4)的值，在數字脈寬的電平值為“I”吋，電平值信息I為圖9的波形，電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4為圖10的波形。數字調制塊210中的電平值信息(電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4)的值，在數字脈寬的電平值為“2”吋，電平值信息I和電平值信息2為圖9的波形，電平值信息3和電平值信息4為圖10的波形。數字調制塊210中的電平值信息(電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4)的值，在數字脈寬的電平值為“3”吋，電平值信息I、電平值信息2和電平值信息3為圖9的波形，電平值信息4為圖10的波形。數字調制塊210中的電平值信息(電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4)的值，在數字脈寬的電平值為“4”吋，電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4均為圖10的波形?！矎碾妷褐缔D換塊220輸出的與數字脈寬調制電平的電平值對應的輸出波形〕圖11表示從電壓值轉換塊220輸出的數字脈寬調制電平的電平值為“O”時的輸出波形，圖12表示所述電平值為“I”時的輸出波形，圖13表示所述電平值為“2”時的輸出波形，圖14表示所述電平值為“3”時的輸出波形，圖15表示所述電平值為“4”時的輸出波形。如上述圖3所不，將電平值イ目息I、電平值イ目息2、電平值イ目息3和電平值イ目息4連接到電壓值轉換塊220的電平值信息輸入端子，并且將基準電位205連接到電壓值轉換塊220。從電壓值轉換塊220的輸出端子，根據電平值信息I、電平值信息2、電平值信息3和電平值信息4的電壓，按照數字脈寬調制的電平值，輸出下述輸出波形。在數字脈寬調制電平值為“O”時，以圖11的電壓2020轉換成波形2100。在數字脈寬調制電平值為“I”時，以圖12的電壓2021轉換成波形2101。在數字脈寬調制電平值為“2”時，以圖13的電壓2022轉換成波形2102。在數字脈寬調制電平值為“3”時，以圖14的電壓2023轉換成波形2103。在數字脈寬調制電平值為“4”時，以圖15的電壓2024 轉換成波形2104。這里，電壓1011和1010之間的電位的中點電位與基準電位205相等?！矎姆e分電路塊230、比較器240和驅動電路250輸出的波形〕圖16表示在圖3的電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250、低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)、低通濾波器280 (低通濾波器〈I 中，不存在失真的情況下的數字脈寬調制的電平值為“O”時的從積分電路塊230、比較器240和驅動電路250輸出的波形。同樣地，圖17表示所述電平值為“I”時的輸出波形，圖18表示所述電平值為“2”時的輸出波形，圖19表示所述電平值為“3”時的輸出波形，圖20表示所述電平值為“4”時的輸出波形。電壓值轉換塊220根據數字脈寬調制電平值信息，將數字調制塊210的數字脈寬的數字值轉換成電壓值。而且，來自誤差放大器290的電壓為基準電位205時的來自積分電路塊230的輸出結果，在數字脈寬調制電平值為“O”時為圖16(a)所示的波形3020。而且，來自比較器電路塊240的輸出為圖16 (b)所示的波形4100，來自驅動電路250的輸出為圖16(c)所示的波形5100。而且，在數字脈寬調制電平值為“I”時為圖17(a)所示的波形3021。而且，來自比較器電路塊240的輸出為圖17(b)所示的波形4101，來自驅動電路250的輸出為圖17(c)所示的波形5101。而且，在數字脈寬調制電平值為“2”時為圖18(a)所示的波形3022。而且，來自比較器電路塊240的輸出為圖18(b)所示的波形4102，來自驅動電路250的輸出為圖18(c)所示的波形5102。而且，在數字脈寬調制電平值為“3”時為圖19(a)所示的波形3023。而且，來自比較器電路塊240的輸出為圖19(b)所示的波形4103，來自驅動電路250的輸出為圖19(c)所示的波形5103。而且，在數字脈寬調制電平值為“4”時成為圖20(a)所示的波形3024。而且，來自比較器電路塊240的輸出成為圖20(b)所示的波形4104，來自驅動電路250的輸出成為圖20(c)所示的波形5104。如圖20所示，波形5100為與波形1100電壓不同的相同占空比的波形。波形5101為與波形1101電壓不同的相同占空比的波形。波形5102為與波形1102電壓不同的相同占空比的波形。波形5103為與波形1103電壓不同的相同占空比的波形?？芍ㄐ?104為與波形1104電壓不同的相同占空比的波形?！矎碾妷褐缔D換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250、低通濾波器260(低通濾波器〈2>)和低通濾波器280 (低通濾波器〈I 輸出的沒有失真的情況下的波形〕圖21和圖22表示在電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250、低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)和低通濾波器280 (低通濾波器〈I 中，沒有失真的情況下的波形。相對于圖21的波形，圖22是與使來自數字調制塊210的輸出通過低通濾波器280 (低通濾波器〈I 而獲得的波形8020相比僅電壓不同的波形。另外，波形6020和波形8020是設定為任意比率的固定值。
〔從電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250、低通濾波器260(低通濾波器〈2>)和低通濾波器280(低通濾波器〈I 輸出的發(fā)生了失真的情況下的波形〕圖23表示從電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250、低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)和低通濾波器280 (低通濾波器〈I 輸出的發(fā)生失真的情況下的波形。如圖23所示，在各塊中發(fā)生失真的情況下，失真信號作為各塊的失真的總和，從誤差放大器290以波形9020的形式出現。該結果連接到積分電路塊230，積分電路塊230自動進行減去失真的動作以使波形6020成為與波形8020電壓不同的相似形。說明波形6020的失真得以校正的例子。數字脈寬調制電平值為“2”時的校正結果，來自誤差放大器290的輸出為圖23中的電壓9020?！矎谋容^器240輸出的波形〕圖24表示在數字脈寬調制的電平值為“2”時，在電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250和低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的失真的總和與低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的輸出中的失真不同的情況下，且數字脈寬調制的電平值被校正至正側時的從比較器240輸出的波形。如圖24所示，由波形4102a表示在圖23所示的比電壓9011和電壓9010的平均值靠近電壓9011、在將數字脈寬調制的調制電平值加上I以上的方向校正失真時所獲得的來自比較器240的輸出結果。圖25表示在數字脈寬調制的電平值為“2”時，在電壓值轉換塊220、積分電路塊230、比較器240、驅動電路250和低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)的失真的總和與低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的輸出中的失真不同的情況下，且數字脈寬調制的電平值向負側校正時的從比較器240輸出的波形。如圖25所示，波形4102b表示在數字脈寬調制電平值為“2”時的校正結果中，來自誤差放大器290的輸出為上述圖23中的電壓9020、且比電壓9011和9010的平均值靠近電壓9010的電平，且在將數字脈寬調制的調制電平值減去I以上的方向進行校正失真時所獲得的來自比較器240的輸出結果。這樣，對于進行數字脈寬調制的數字放大器的失真校正，能夠獲得大于以往例的校正效果。由于可以擴大失真校正范圍，故能夠實現高性能化。
如上所述，根據本實施方式，數字放大器200包括電壓值轉換塊220，將數字調制塊210的數字脈寬的數字值轉換成電壓值；以及積分電路塊230，利用主時鐘產生三角波，且根據與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號，調制所產生的所述三角波。數字放大器200包括低通濾波器280 (低通濾波器〈I ，從經數字脈寬調制的脈沖電壓輸出模擬音頻電壓；比較器240，對電壓值轉換塊220的輸出電壓和基準電位的電壓進行比較，根據比較結果輸出功率；以及驅動電路250，將來自比較器240的數字脈寬調制的功率放大。數字放大器200包括低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)，將通過驅動電路250進行了功率放大的脈沖功率解調成音頻段的模擬功率；以及誤差放大器290，運算低通濾波器280 (低通濾波器〈I 的電壓和低通濾波器260 (低通濾波器〈2>)電壓的差并將其放大。上述各部分整體上為具有模擬局部反饋的電路結構。積分電路塊230根據數字脈寬調制的調制寬度的值而產生經振幅調制的三角波。此時，將與數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號加上來自誤差放大器的誤差而再次生成數字脈寬調制波形。
根據該結構，關于以通過數字脈寬調制而生成的脈沖驅動揚聲器時發(fā)生的失真的校正效果，可以使對于數字脈沖生成時的所有數字脈寬值的校正效果在數字脈寬值的電平表現上的O到最大也就是占空比從0%到100%的范圍內獲得失真校正。換言之，對于數字脈寬調制的數字脈寬值，可以使其從O變化到最大的數字脈寬值。由此，在數字脈寬調制的數字放大器中，能夠比以往的數字放大器擴大數字脈寬調制中的脈沖的占空比的校正范圍，能夠與數字放大器相比大幅度改善失真率。以上說明是本發(fā)明的較佳的實施方式的例證，本發(fā)明的范圍并不限于此。例如，上述實施方式是應用于各種音響裝置的例子，但只要是放大聲音的設備，便可同樣地應用于任何設備。而且，在上述各實施方式中使用了數字放大器的名稱，這是為了便于說明，當然也可以是功率放大電路、D級放大器等。此外，構成所述數字放大器的各電路部、例如量化器、低通濾波器等的類型、數量和連接方法等并不限定于上述實施方式。2010年3月31日提交的日本專利特愿2010-083295的日本專利申請中所包含的說明書、附圖和摘要的公開內容均援用于本申請中。エ業(yè)實用性本發(fā)明的數字放大器作為對輸入數字信號并保持數字信號的狀態(tài)而驅動揚聲器的、提供給包含揚聲器等的負載的音頻用途，極為有效。而且，不僅適合于各種音響裝置中的數字放大器，也可以廣泛適用于音響裝置以外的電子設備中的數字放大器。
權利要求
1.數字放大器，輸入數字信號，并直接以數字信號驅動揚聲器，該數字放大器包括 數字調制電路，對數字音頻數據進行數字脈寬調制； 第I模擬音頻輸出単元，對從所述數字調制電路輸出的脈沖電壓進行低通濾波，輸出模擬音頻電壓； 三角波產生電路，根據所述數字脈寬調制的調制寬度的值，產生振幅調制所得的三角波； 驅動電路，放大來自所述三角波產生電路的輸出電壓； 第2模擬音頻輸出単元，對通過所述驅動電路功率放大所得的信號進行低通濾波，輸出音頻段的模擬功率；以及 誤差放大器，運算所述第I模擬音頻輸出単元的電壓和所述第2模擬音頻輸出単元的電壓之差并將其放大； 所述三角波產生電路在與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號上相加來自所述誤差放大器的誤差而再次生成數字脈寬調制波形。
2.如權利要求I所述的數字放大器，還包括 比較所述三角波產生電路的輸出電壓和規(guī)定的基準電位的電壓的比較器， 所述驅動電路根據所述比較器的比較結果，放大所述數字脈寬調制的功率。
3.如權利要求I所述的數字放大器，所述三角波產生電路包括將與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號轉換成電壓值的電壓值轉換電路。
4.如權利要求I所述的數字放大器，所述三角波產生電路包括利用主時鐘產生三角波，且根據與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號調制所產生的所述三角波的積分電路。
5.如權利要求I所述的數字放大器，所述數字調制電路包括將數字信號量化的量化器， 所述三角波產生電路將所述量化器的電平數用于積分常數切換，產生與電平數對應的三角波。
全文摘要
提供能夠擴大數字脈寬調制中的脈沖的占空比的校正范圍，能夠改善失真率的數字放大器。數字放大器(200)包括電壓值轉換塊(220)，將數字調制塊(210)的數字脈寬的數字值轉換成電壓值；以及積分電路塊(230)，通過主時鐘產生三角波，且根據與所述數字脈寬調制的調制寬度的值對應的信號，調制所產生的所述三角波。數字放大器(200)包括低通濾波器(260)，將通過驅動電路(250)進行了功率放大的脈沖功率解調成音頻段的模擬功率；以及誤差放大器(290)，運算低通濾波器(280)的電壓和低通濾波器(260)的電壓之差并將其放大。上述各部分整體上成為具有模擬局部反饋的電路結構。
文檔編號H03F3/217GK102823128SQ20118001605
公開日2012年12月12日 申請日期2011年3月25日 優(yōu)先權日2010年3月31日
發(fā)明者渡邊伸一 申請人:松下電器產業(yè)株式會社