專利名稱：使用頻率倍增的次諧振注入鎖定振蕩器的低功率本機振蕩器分布的制作方法
技術領域：
所揭示的實施例涉及本機振蕩器(LO)信號跨越從本機振蕩器到混頻器的距離的傳送。
背景技術：
在無線電發(fā)射器及接收器中，有時在集成電路上的一個位置處使用本機振蕩器產生信號。接著將此信號從所述位置且跨越所述集成電路傳送一實質距離到達在所述集成電路上的第二位置處的混頻器。本機振蕩器可位于遠離所述混頻器的此距離處，以防止來自本機振蕩器及相關聯電路的噪聲干擾混頻器的恰當操作。本機振蕩器與混頻器之間的距離可為相當重要的。圖1 (現有技術)為射頻(RF)收發(fā)器集成電路1 (例如有時見于蜂窩式電話手持機中)的一個實例的簡化圖。集成電路1被稱為收發(fā)器，因為其包括發(fā)射器電路2以及接收器電路3。如果要接收天線4上的信號，則將信號5從天線4傳遞到接收器電路3，在所述接收器電路3處，所述信號5由混頻器6降頻轉換。所述降頻轉換由兩個信號調諧及控制 同相差分信號I，及正交差分信號Q。I信號及Q信號是由位于遠程的本機振蕩器7與位于近端的二分頻正交信號產生器8的組合產生。在所說明的實例中，位于遠程的本機振蕩器7 輸出一差分輸出信號。此差分信號跨越一對導體9及10而傳送到二分頻正交信號產生器 8。二分頻正交信號產生器8將信號分頻為二分之一，且將兩個差分信號I信號及Q信號輸出到混頻器6。作為來自混頻器6的輸出的經降頻轉換信號11由模/數轉換器(ADC) 12數字化，且所得數字信息繼續(xù)傳遞以進行進一步接收處理。如果要發(fā)射數字信息，則將所述數字信息由數/模轉換器(DAC) 13轉換成模擬形式。所得模擬信號14由發(fā)射器電路2中的混頻器15升頻轉換。一對差分信號I及Q控制混頻器15升頻轉換模擬信號的方式。如同在接收器電路的狀況下，由混頻器15使用的I 信號及Q信號由位于遠程的本機振蕩器16以及靠近混頻器15的二分頻正交信號產生器17 產生。位于遠程的本機振蕩器16將一差分信號經由一對導體18及19供應到二分頻正交信號產生器17。二分頻正交信號產生器17將差分信號I及Q輸出到混頻器15。作為混頻器15的輸出的所得經升頻轉換信號20被放大，且輸出到天線4上以供發(fā)射。圖2(現有技術)更詳細地說明這些本機振蕩器及二分頻正交信號產生器電路中的一者。在所說明的實例中，本機振蕩器7包括鎖相回路(PLL)。所述PLL又包括壓控振蕩器(VC0)21。VCO 21輸出差分輸出信號V0，所述差分輸出信號VO由緩沖器22緩沖，且經由所述對導體9及10而傳送跨越距離D?？赏ㄟ^電流轉移或電壓轉移來傳送信號V0。差分輸出信號VO包括導體中的一者9上的VOP信號及導體中的另一者10上的反相VON信號。 差分VO信號在此項技術中有時被稱為本機振蕩器(LO)信號，且有時被稱為其它名稱，例如 VCO輸出信號。然而，所述信號在此處被稱為VO信號(“VC0輸出”信號)，因為所述信號是從VCO 21輸出，且因為實際上驅動混頻器6的正交信號I及Q具有不同頻率。
二分頻正交信號產生器8從導體9及10接收差分信號W,且從其產生彼此具有正交相位關系的兩個差分信號。所述兩個差分信號的頻率因為二分頻正交信號產生器8的二分頻功能性而為VO信號的頻率的一半。所述兩個差分信號由緩沖器23及M緩沖以產生驅動混頻器6的I及Q差分信號。在所說明的實例中，因為在混頻器6處需要50億赫茲的 I及Q信號，所以如從本機振蕩器7所傳送的VO信號為100億赫茲的信號。需要對圖1及圖2的信號產生及分布電路進行改進。

發(fā)明內容
在本機振蕩器信號分布系統及方法中，本機振蕩器將相對低頻率的信號跨越集成電路而傳送到混頻器的位置。在一個實例中，所述低頻率信號經由導體而傳送至少一毫米的距離。在所述混頻器附近，頻率倍增的次諧振注入鎖定振蕩器(SHILO)接收所述低頻率信號，且從其產生較高頻率信號。如果所述SHILO輸出同相(I)及正交(Q)信號，則由所述 SHILO輸出的I信號及Q信號用以驅動所述混頻器。如果所述SHILO不產生正交信號，則正交產生電路接收所述SHILO輸出信號，且從其產生接著用以驅動所述混頻器的I及Q信號。 在一個有利方面中，跨越所述集成電路從本機振蕩器傳送到SHILO的所述相對低頻率信號的頻率低于局部地驅動所述混頻器的I信號及Q信號的頻率。與常規(guī)本機振蕩器信號分布系統相比，減小在所述本機振蕩器與所述混頻器之間的距離內傳送的所述信號的頻率會減少總功率消耗，且減少輻射能量。在第一實例中，所述SHILO包括基于注入鎖定LC的VC0。 在第二實例中，所述SHILO包括注入鎖定環(huán)式振蕩器。在第三實例中，所述SHILO包括注入鎖定正交VCO (QVCO)。前文為概述且因此必然含有細節(jié)的簡化、一般化及省略；因此，所屬領域的技術人員應了解，所述概述僅為說明性的且并不希望以任何方式為限制性的。如僅由權利要求書所界定的本文中所描述的裝置及/或方法的其它方面、發(fā)明性特征及優(yōu)勢將在本文中所闡述的非限制性詳細描述中變得顯而易見。


圖1 (現有技術)為說明用于將信號從本機振蕩器跨越集成電路而發(fā)射到混頻器的常規(guī)電路的圖。圖2(現有技術)為圖1的常規(guī)電路的更詳細圖。圖3為移動通信裝置100(例如蜂窩式電話)的極簡化高階框圖。圖4為圖3的RF收發(fā)器集成電路102的更詳細圖。圖5為圖4的本機振蕩器111、導體112及混頻器塊109的更詳細圖。圖6為圖5的電路中的次諧振注入鎖定振蕩器(SHILO) 136的第一實例的電路圖。圖7為圖5的二分頻正交信號產生器137的實例的電路圖。圖8為說明圖6的電路的操作的波形圖。圖9為展示圖6的電路的相位裕度性能的曲線圖。圖10為圖5的電路中的次諧振注入鎖定振蕩器(SHILO) 136的第二實例的電路圖。圖11為說明圖10的電路的操作的波形圖。
圖12為展示圖10的電路的相位裕度性能的曲線圖。圖13為圖5的電路中的SHILO 136的第三實例的電路圖。此第三實例不使用圖 5的二分頻正交信號產生器電路137。與圖6及圖10的實例中的導體112上的2. 25GHz信號相比，此第三實例包括導體112上的1. 25GHz VOP信號。圖14為說明圖13的電路的操作的波形圖。圖15為展示圖13的電路的相位裕度性能的曲線圖。圖16為闡述圖1及圖2的現有技術、圖6的第一實例或圖10的第二實例及圖13 的第三實例的比較的圖表。圖17為根據一個新穎方面的方法的流程圖。
具體實施例方式圖3為移動通信裝置100(例如蜂窩式電話)的極簡化高階框圖。裝置100包括用于接收及發(fā)射蜂窩式電話通信的天線101、RF收發(fā)器集成電路102及數字基帶集成電路 103(以及其它未說明零件)。圖4為圖3的RF收發(fā)器集成電路102的更詳細圖。在蜂窩式電話的操作的一個極簡化解釋中，如果蜂窩式電話正用來接收作為蜂窩式電話交談的部分的音頻信息，則在天線101上接收傳入發(fā)射104。信號經過雙工器105及匹配網絡106，且由接收鏈108的低噪聲放大器(LNA)107放大。在由混頻器塊109中的混頻器降頻轉換之后，且在由基帶濾波器110濾波之后，信息被傳送到數字基帶集成電路103以進行模/數轉換且在數字域中進行進一步處理。通過改變由本機振蕩器111產生的本機振蕩器信號的頻率來控制接收鏈進行降頻轉換的方式。此本機振蕩器信號LOl (圖4中未展示)實際上包括兩個差分信號I 及Q。差分信號I為同相差分信號，而差分信號Q為正交信號。如下文進一步解釋，這些信號I及Q中的每一者為跨越一組兩個導體而傳送的差分信號。在圖4中所說明的特定實例中，包括這些I及Q信號的本機振蕩器信號LOl實際上是在混頻器塊109內從導體112上的VCO輸出信號VOP中產生。數字基帶集成電路103控制VOP信號的頻率，且借此還通過將控制信息CONTROL經由串行總線接口 114、串行總線115、串行總線接口 116及導體117 發(fā)送到本機振蕩器111來控制供應到混頻器塊109中的混頻器的I及Q信號。另一方面，如果蜂窩式電話100正用來發(fā)射作為蜂窩式電話交談的部分的音頻信息，則在數字基帶集成電路103中將待發(fā)射的音頻信息轉換成模擬形式。模擬信息被供應到RF收發(fā)器集成電路102的發(fā)射鏈119的基帶濾波器118。在濾波之后，混頻器塊120中的混頻器升頻轉換所述信號。通過控制供應到混頻器塊120中的混頻器的一對差分I及Q 正交信號的頻率來調諧并控制升頻轉換過程。本機振蕩器121經由導體123輸出VCO輸出信號，且此VCO輸出信號用以產生供應到混頻器的I及Q信號。信號I及Q在此處被稱為第二本機振蕩器信號L02。數字基帶集成電路103控制導體123上的VO信號的頻率，且借此還通過將控制信息CONTROL經由串行總線接口 114、串行總線115、串行總線接口 116及導體125發(fā)送到本機振蕩器121來控制L02的I信號及Q信號。由混頻器塊120輸出的所得經升頻轉換信號由驅動器放大器126及外部功率放大器127放大。經放大的信號作為傳出發(fā)射1 被供應到天線101以供發(fā)射。在此實施例中，在數字基帶集成電路103內執(zhí)行來自存儲器131的處理器可執(zhí)行指令130的集合的處理器1 確定控制信息CONTROL，且使此控制信息待傳送到本機振蕩器111及121。圖5為更詳細地展示圖4的本機振蕩器111、導體112及混頻器塊109的圖。本機振蕩器111經由導體1 接收參考時鐘信號REF CLK，且在導體112上從其產生信號V0P， 其中信號VOP的頻率由導體117上的多位數字控制信息CONTROL來確定。本機振蕩器111 包括鎖相回路(PLL) 130、四分頻分頻器(DIV4) 131及緩沖器132(以及其它未說明電路)。 PLL 130的壓控振蕩器(VCO) 133輸出差分VCO輸出信號，所述差分VCO輸出信號被供應到分頻器131。分頻器131執(zhí)行四分頻功能，且輸出差分輸出信號V0。在此實例中，差分信號 VO包括導體1；34上的信號VOP及導體135上的信號V0N。導體1；34上的VOP信號由緩沖器 132緩沖，且作為導體112上的單端周期性VCO輸出信號VOP而從本機振蕩器111輸出。在所說明的特定實例中，周期性信號VCO 133以IOGHz振蕩，且分頻器131進行四分頻，所以導體112上的周期性信號VOP的頻率為2. 5GHz。此處所提及的IOGHz及2. 5GHz 頻率為其相應周期性信號的基礎頻率。導體112上的2. 5GHz周期性VOP信號跨越集成電路102從本機振蕩器111的位置到混頻器塊109的位置而傳送一實質性距離。在本實例中，此距離為約兩毫米。在混頻器塊109的位置處，在頻率倍增的次諧振注入鎖定振蕩器(SHILO) 136上接收信號V0P。通過接收VOP信號，使得SHILO 136以導體112上的傳入VOP信號的頻率的整數倍頻率振蕩。在本實例中，此整數倍為4。SHILO 136因此以IOGHz振蕩，且輸出IOGHz差分輸出信號F0SC。 二分頻正交信號產生電路137接收IOGHz信號F0SC，且從其產生兩個差分信號。因為二分頻正交信號產生電路137進行二分頻，所以在此實例中的這兩個差分信號的頻率為5GHz。 這些差分信號中的每一者由一對緩沖器138及139中的相應者緩沖。緩沖器138在混頻器塊109內將5GHz同相差分信號I經由導體140及141供應到混頻器144。緩沖器139將 5GHz正交差分信號Q經由導體142及143供應到混頻器144。因此，即使從本機振蕩器111傳送到混頻器塊109的信號VOP的頻率具有較低頻率(在此狀況下為2. 5GHz)，也通過5GHz I及Q信號驅動混頻器144。另一方面，在圖2的現有技術中，從本機振蕩器7傳送到接收器3的差分信號比IOGHz高得多。通過使用本專利文檔的教示來減小傳送從本機振蕩器到混頻器的相對大距離的信號的頻率，可減少從長導體所輻射的功率量，且減少寄生充電及放電。如下文更詳細描述，與圖2的電路比較，功率消耗得以減少。盡管圖5的目前所描述的特定實例包括通過5GHz信號驅動混頻器，但此僅為一個實例。目前所描述的方法及電路可用以通過任何頻率驅動混頻器。圖6為圖5的SHILO 136的第一實例的電路圖。SHILO 136包括脈沖產生器電路 145及基于LC的VCO 146?；贚C的VCO 146包括LC槽147、一對交叉耦合的N溝道晶體管148及149、電流源150、一對交叉耦合的P溝道晶體管151及152，及一對信號注入P溝道晶體管153及154。P溝道晶體管151到IM的源極如所說明耦合到供應電壓節(jié)點161。 電流源150將電流從N溝道晶體管148及149的源極傳導到接地節(jié)點162?；贚C的VCO 146的輸出節(jié)點為節(jié)點155及156。IOGHz信號FOSC存在于節(jié)點156與156之間。參考數字157識別基于LC的VCO 146的第一輸出引線。此引線157為輸出節(jié)點155的擴展。類似地，參考數字158識別基于LC的VCO 146的第二輸出引線。此引線158為節(jié)點156的擴展。基于LC的VCO 146的輸入節(jié)點分別包括P溝道信號注入晶體管153及154的柵極。LC 槽147包括并聯連接的電感器159及電容器160。槽電路147的電感及電容固定，使得VCO146的鎖定范圍包括10GHz，但不包括2. 5GHz的任何其它整數倍。脈沖產生器電路145包括脈沖產生邏輯門163及164，脈沖產生邏輯門163及164 經由輸入引線165而從導體112(見圖幻接收VOP信號且產生脈沖輸出信號P0，且將所述脈沖輸出信號PO供應到基于LC的VCO 146的P溝道信號注入晶體管153的柵極上。延遲邏輯元件166產生PO信號的經延遲版本P0D，且將所述延遲脈沖輸出信號POD供應到基于 LC的VCO 146的P溝道信號注入晶體管154的柵極。盡管導體112上的VOP信號可能并不具有IOGHz頻率分量，或可能不具有具適當振幅的IOGHz頻率分量，但脈沖產生器電路145 輸出具有實質IOGHz頻率分量的脈沖流PO及POD。因為基于LC的VCO經調諧而具有包括 IOGHz的鎖定范圍，所以基于LC的VCO鎖定在經注入的IOGHz頻率分量上且以IOGHz振蕩， 因此將輸入引線165上的傳入2. 5GHz信號頻率倍增四倍。圖7為圖5的二分頻正交信號產生器137的合適實施的一個實例的電路圖。二分頻正交產生器137包括如所說明而互連的兩個差分鎖存器167及168。經由輸入引線169 及170在圖7的二分頻正交產生器137上接收如由圖6的SHILO 136所輸出的信號F0SC。 在此實例中，輸出節(jié)點155、輸出引線157及輸入引線169皆形成一個節(jié)點。類似地，輸出節(jié)點156、輸出引線158及輸入引線170皆形成一個節(jié)點。供應到圖6中的緩沖器138的I 差分信號輸出到圖7中所說明的輸出引線171及172上。類似地，供應到圖6中的緩沖器 139的Q差分信號輸出到圖7中所說明的輸出引線172及173上。圖8為說明圖6的脈沖產生器145的操作的波形圖。在導體112上的傳入VOP信號的每一上升邊緣上，脈沖產生器145產生一低脈沖。這些低脈沖的脈沖寬度為約50皮秒， 且由通過圖6中的反相器163的傳播延遲確定。低脈沖流在圖8中被識別為波形P0。另夕卜，響應于傳入VOP信號的每一上升邊緣，脈沖產生器145產生低脈沖的延遲版本。這些延遲低脈沖的脈沖寬度為約50皮秒，且也是由通過圖6中的反相器163的傳播延遲確定。這些延遲低脈沖流在圖8中被識別為波形POD。PO低脈沖及延遲POD低脈沖的脈動使圖6的基于LC的VCO 146如上文所描述而以IOGHz振蕩。在圖8中，標記為FOSC的波形說明存在于基于LC的振蕩器146的輸出節(jié)點155與156之間的振蕩輸出信號。圖9為展示由圖6的電路輸出的IOGHz FOSC信號的相位噪聲如何滿足 IEEE802. IlB相位噪聲要求200的曲線圖。在水平維度中指示從由基于LC的VCO 146輸出的振蕩信號的IOGHz基礎頻率的頻率偏移。線201表示此信號的相位噪聲，而線202表示在圖6的基于LC的VCO自由運行(即，未注入鎖定到信號V0P)時基于LC的VCO的輸出的相位噪聲。垂直虛線203指示SHILO 136的鎖定范圍。SHILO 136可鎖定到IOGHz加上或減去60MHz的范圍內的信號上。圖10為圖5的SHILO 136的第二實例的電路圖。在此第二實例中，SHILO為基于環(huán)式振蕩器的次諧振注入鎖定振蕩器，且包括脈沖產生器300、環(huán)式振蕩器301、多個信號注入晶體管302到305，及可選緩沖器306。如同在圖6的第一實例的狀況下，參考數字157 及158識別SHILO 136的一對輸出引線，且參考數字165識別SHILO 136的輸入引線。圖11為說明圖10的基于環(huán)式振蕩器的次諧振注入鎖定振蕩器136的操作的波形圖。響應于傳入的VOP信號的上升邊緣，脈沖產生器300產生一組高脈沖，所述組高脈沖如在圖11中所指示而在時間上展開。這些高脈沖中的每一者的脈沖寬度為約50皮秒。產生 4個脈沖流P01、P02、P03及P04，且這些脈沖流中的每一者被引導到4個注入下拉N溝道晶體管302到305中的對應相應晶體管的柵極上。這些晶體管302到305在合適時間在對應內部節(jié)點307到310上下拉，使得傳入的2. 5GHz VOP輸入信號的第四諧振注入到環(huán)式振蕩器301中。因此使得環(huán)式振蕩器301以IOGHz振蕩，且輸出IOGHz信號F0SC。圖11中的三角符號311及312表示差分緩沖器。圖12為展示由環(huán)式振蕩器電路圖10的電路輸出的IOGHz FOSC信號的相位噪聲如何滿足IEEE 802. IlA相位噪聲要求400的曲線圖。在水平維度中指示從環(huán)式振蕩器輸出信號的IOGHz基礎頻率的頻率偏移。線401表示環(huán)式振蕩器輸出的相位噪聲，而線402 表示在環(huán)式振蕩器自由運行(即，未注入鎖定到信號V0P)時環(huán)式振蕩器的相位噪聲。垂直虛線403指示SHILO 136的鎖定范圍。SHILO 136可鎖定到IOGHz加上或減去600MHz的范圍內的信號上。圖10的環(huán)式振蕩器實例的鎖定范圍因此大于圖6的基于LC的VCO實例的鎖定范圍。圖13為圖5的SHILO 136的第三實例的電路圖。在此實例中，SHILO為基于正交 VCO的次諧振注入鎖定振蕩器，且包括脈沖產生器500、在此處被稱為正交VCO(QVCO)的振蕩器501，及多個信號注入晶體管502到505。符號506及507表示VCO。VCO 506及507 如圖所示耦合在一起，使得其頻率倍增四倍，且還產生一對差分信號I及Q。信號I及Q相對于彼此具有正交相位關系。因為QVCO 501產生I及Q信號，所以不需要額外正交信號產生器二分頻電路，或不將其提供于QVCO的輸出上。因此，對于待供應到圖5的混頻器144 的相同的5GHz I及Q信號，與在圖6及圖10的實例中振蕩器146及301以IOGHz振蕩的振蕩器相比，圖13的QVCO僅需要以5GHz振蕩。因為QVC0501的頻率倍增四倍，所以與圖6 及圖10的實例中的2. 5GHz的VOP頻率相比，輸入引線165上的傳入VOP信號的頻率僅為 1. 25GHz。圖14為說明圖13的基于QVCO的次諧振注入鎖定振蕩器的操作的波形圖。響應于傳入的VOP信號的上升邊緣，脈沖產生器500產生一組高脈沖，所述組高脈沖如在圖14 中所指示在時間上展開。這些高脈沖中的每一者的脈沖寬度為約100皮秒。因此產生4個脈沖流POl、P02、P03及P04，且這些脈沖流中的每一者被引導到4個注入下拉N溝道晶體管502到505中的對應相應晶體管的柵極上。這些晶體管502到505在合適時間在振蕩器的內部節(jié)點上下拉，使得1.25GHz VOP輸入信號的第四諧振注入到QVC0501中。因此使得 QVCO 501以5GHz振蕩，且輸出兩個5GHz差分FOSC信號。圖15為展示由圖13的QVCO 501輸出的5GHz I及Q FOSC信號的相位噪聲如何滿足IEEE 802. IlB相位噪聲要求600的曲線圖。在水平維度中指示從環(huán)式振蕩器輸出的 IOGHz基礎頻率的頻率偏移。線601表示QVCO輸出的相位噪聲，而線602表示在QCO自由運行(即，未注入鎖定到信號V0P)時QVCO輸出的相位噪聲。垂直虛線603指示SHILO 136 的鎖定范圍。SHILO 136可鎖定到在大約低于IOGHz 60MHz到大約超過IOGHz 6OMHz的范圍內的信號上。圖16為比較圖1及圖2的現有技術電路、圖6的第一實例電路、圖10的第二實例電路及圖13的第三實例電路的各種性能參數的表格。在每一狀況下，假定本機振蕩器在同一集成電路上位于遠離混頻器約兩毫米處。電流消耗量的行從上部行到底部行依次為1) 在實例中的SHILO中的振蕩器的電流消耗，2)隨后二分頻正交產生電路的電流消耗(如果有的話)，3)SHIL0內的脈沖產生器的電流消耗(如果有的話)，4)歸因于將高頻率信號驅動于長導體112上且沿長導體112驅動到混頻器的電流消耗，及5)總功率消耗。注意，圖 6、圖10及圖13的實例消耗的總電流實質上小于圖1及圖2的現有技術電路消耗的總電流。 在圖6、圖10及圖13的三個實例中，圖13的QVCO實例具有最低總功率消耗，但具有最高相位噪聲。與圖6的基于LC的VCO相比，圖10的環(huán)式振蕩器實例在一較小IC面積上實現， 具有較寬鎖定頻率范圍，但具有較不良相位噪聲性能。圖17為根據一個新穎方面的方法700的流程圖。在第一步驟(步驟701)中，將第一信號跨越集成電路從本機振蕩器到頻率倍增的次諧振注入鎖定振蕩器(SHILO)傳送一毫米以上的距離。所述第一信號為具有第一頻率的周期性信號。在所述方法的一個實例中，所述第一信號為圖5中的導體112上的信號V0P。在第二步驟(步驟70 中，將第一信號接收于頻率倍增的SHILO上。由SHILO使用第一信號產生具有第二頻率的第二信號。所述第二信號為第一頻率的整數倍。SHILO位于相對靠近混頻器處，而本機振蕩器位于距混頻器的遠程位置。在所述方法的一個實例中， 所述第二信號為圖5中的信號F0SC。在第三步驟(步驟703)中，將第二信號接收于正交信號產生器電路上。正交信號產生器電路產生具有第三頻率的同相(I)信號及具有第三頻率的正交(Q)信號。I信號與 Q信號在相位上相差90度。所述第三頻率大于所述第一頻率。在所述方法的一個實例中， I信號及Q信號為圖5中展示為供應到混頻器144的I及Q差分信號。I信號及Q信號的第三頻率為5GHz，而導體112上的VOP信號的第一頻率為2. 5GHz。在第四步驟(步驟704)中，將I信號及Q信號供應到混頻器。在所述方法的一個實例中，供應到混頻器的I信號及Q信號為圖5中所說明的被供應到混頻器144的I及Q 差分信號。在一個或一個以上示范性實施例中，可以硬件、軟件、固件或其任何組合來實施所描述的功能。如果以軟件加以實施，則所述功能可作為一個或一個以上指令或代碼而存儲于計算機可讀媒體上或經由計算機可讀媒體進行傳輸。計算機可讀媒體包括計算機存儲媒體及通信媒體兩者，通信媒體包括促進計算機程序從一處轉移到另一處的任何媒體。存儲媒體可為可由通用或專用計算機存取的任何可用媒體。作為實例而非限制，此計算機可讀媒體可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盤存儲裝置、磁盤存儲裝置或其它磁性存儲裝置，或可用以載運或存儲呈指令或數據結構形式的所要代碼裝置且可由通用或專用計算機或通用或專用處理器存取的任何其它媒體。又，可將任何連接恰當地稱作計算機可讀媒體。舉例來說，如果使用同軸電纜、光纖纜線、雙絞線、數字訂戶線(DSL)或無線技術(例如紅外線、無線電及微波)而從網站、服務器或其它遠程源傳輸軟件，則同軸電纜、光纖纜線、 雙絞線、DSL或無線技術(例如紅外線、無線電及微波)包括于媒體的定義中。如本文中所使用，磁盤及光盤包括壓縮光盤(CD)、激光光盤、光學光盤、數字通用光盤(DVD)、軟性磁盤及藍光光盤，其中磁盤通常以磁性方式再生數據，而光盤通過激光以光學方式再生數據。上述各物的組合也應包括在計算機可讀媒體的范圍內。在一個說明性實例中，圖3的處理器 129執(zhí)行處理器可執(zhí)行指令130的集合，借此使集成電路103控制頻率倍增的SHILO電路混頻器塊109及120的操作參數。盡管上文出于指導的目的而描述某些特定實施例，但此專利文檔的教示具有一般可應用性且并不限于上文所描述的特定實施例。盡管單端信號VO被描述為從本機振蕩器111經由導體112而傳送到混頻器塊109，但所傳送的信號可為經由兩個導體所傳送的差分信號。VO信號可由一個或一個以上緩沖器在其從本機振蕩器到SHILO的路徑上緩沖。VO 信號不需要由模擬VCO產生，而可由本機振蕩器中的另一電路產生。在一些實例中，數字控制振蕩器(DCO)輸出一信號，且本機振蕩器中的分頻器對此信號分頻，且所得信號為傳送一毫米以上的距離而傳送到位于遠程的SHILO的VO信號。因此，可在不脫離所闡述的權利要求書的范圍的情況下實踐對所描述的特定實施例的各種特征的各種修改、改動及組合。
權利要求
1.一種集成電路，其包含本機振蕩器，其輸出具有第一頻率的第一信號；次諧振注入鎖定振蕩器SHIL0，其接收所述第一信號且從其產生具有第二頻率的第二信號，其中所述第二頻率為所述第一頻率的整數倍；及正交信號產生器，其接收所述第二信號且從其產生具有第三頻率的同相I信號及具有所述第三頻率的正交Q信號。
2.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述第一信號跨越所述集成電路從所述本機振蕩器到所述SHILO傳送一毫米以上的距離。
3.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述本機振蕩器被安置為遠離所述SHILO— 毫米以上，且其中所述第三頻率大于所述第一頻率。
4.根據權利要求1所述的集成電路，其進一步包含混頻器，其接收所述I信號及所述Q信號。
5.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述第三頻率為所述第二頻率的一半。
6.根據權利要求1所述的集成電路，其中由所述SHILO接收的所述第一信號是取自由以下各者組成的群組單端信號，及差分信號。
7.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述第一信號為第一周期性信號，且所述第一頻率為所述第一周期性信號的基礎頻率，其中所述第二信號為第二周期性信號，且所述第二頻率為所述第二周期性信號的基礎頻率，且其中所述I信號及所述Q信號為第三周期性信號，且所述第三頻率為所述第三周期性信號的基礎頻率。
8.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述SHILO包含脈沖產生器，其接收所述第一信號且從其產生脈沖信號；及振蕩器，其具有頻率鎖定范圍，所述范圍包括所述第二頻率但不包括所述第一頻率，其中所述振蕩器接收所述脈沖信號，且其中所述振蕩器輸出具有所述第二頻率的所述第二信號。
9.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述SHILO包括振蕩器，其中所述振蕩器包括 LC槽電路，其中所述LC槽電路包括電感器及電容器。
10.根據權利要求1所述的集成電路，其中所述SHILO包括環(huán)式振蕩器。
11.根據權利要求8所述的集成電路，其中所述脈沖信號為包括多個相同脈沖的信號， 其中所述相同脈沖中的每一者具有脈沖寬度，且其中所述脈沖寬度是由所述脈沖產生器中的電路元件的傳播延遲來確定。
12.一種方法，其包含(a)將第一信號跨越集成電路傳送一毫米以上的距離到次諧振注入鎖定振蕩器 SHIL0，其中所述第一信號為具有第一頻率的周期性信號；(b)將所述第一信號接收到所述SHILO上，且使用所述SHILO產生具有第二頻率的第二信號，其中所述第二頻率為所述第一頻率的整數倍；及(c)將所述第二信號接收到正交信號產生器電路上，且使用所述正交信號產生器電路產生具有第三頻率的同相I信號及具有所述第三頻率的正交Q信號，其中所述第三頻率大于所述第一頻率。
13.根據權利要求12所述的方法，其中所述第一信號在(a)中是從本機振蕩器傳送到所述SHILO。
14.根據權利要求13所述的方法，其進一步包含(d)將所述I信號及所述Q信號供應到混頻器。
15.根據權利要求12所述的方法，其中在(b)中所述第二信號的所述產生包含接收所述第一信號且從其產生脈沖信號；及將所述脈沖信號供應到振蕩器，使得所述振蕩器以所述第二頻率振蕩且輸出所述第二信號。
16.根據權利要求12所述的方法，其中所述SHILO包括振蕩器，其中所述振蕩器包括 LC槽電路，且其中所述LC槽電路包括電感器及電容器。
17.根據權利要求12所述的方法，其中所述SHILO包括環(huán)式振蕩器。
18.一種集成電路，其包含本機振蕩器，其輸出具有第一頻率的周期性信號；次諧振注入鎖定振蕩器SHIL0，其被安置為遠離所述本機振蕩器一毫米以上，其中所述 SHILO接收所述周期性信號且從其產生同相I差分信號及正交Q差分信號，其中所述I差分信號及所述Q差分信號具有大于所述第一頻率的第二頻率；及混頻器，其從所述SHILO接收所述I差分信號及所述Q差分信號。
19.根據權利要求18所述的集成電路，其中所述SHILO被安置為遠離所述混頻器大致小于一毫米，且其中所述SHILO包括正交壓控振蕩器QVC0。
20.一種方法，其包含(a)將具有第一頻率的周期性信號跨越集成電路從本機振蕩器到次諧振注入鎖定振蕩器SHILO傳送一毫米以上的距離；(b)將所述周期性信號接收到所述SHILO上，且使用所述SHILO產生同相I差分信號及正交Q差分信號，其中所述I差分信號及所述Q差分信號具有大于所述第一頻率的第二頻率；及(c)將所述I差分信號及所述Q差分信號供應到混頻器。
21.根據權利要求20所述的方法，其中將所述SHILO安置為遠離所述混頻器大致小于一毫米，其中所述SHILO包括正交壓控振蕩器QVC0。
22.—種集成電路，其包含混頻器；及用于如下操作的裝置將周期性信號從本機振蕩器傳送一毫米以上的距離；使用所述周期性信號產生具有第二頻率的同相I信號且產生具有所述第二頻率的正交Q信號，其中所述周期性信號具有第一頻率，其中所述第二頻率大于所述第一頻率且為所述第一頻率的整數倍；及將所述I信號及所述Q信號供應到所述混頻器。
23.根據權利要求22所述的集成電路，其中所述裝置將所述周期性信號跨越導體從所述本機振蕩器傳送到鄰近所述混頻器的位置，且其中所述裝置用于在所述位置處產生所述 I信號及所述Q信號。
24.根據權利要求22所述的集成電路，其中所述裝置包含次諧振注入鎖定振蕩器 SHILO及正交信號產生器電路。
25.根據權利要求22所述的集成電路，其中所述裝置包含輸出所述I信號及所述Q信號的次諧振注入鎖定振蕩器SHIL0。
全文摘要
本機振蕩器將具有相對低頻率的信號跨越集成電路傳送到混頻器的位置。在所述混頻器附近，頻率倍增的次諧振注入鎖定振蕩器SHILO接收所述信號，且從其產生較高頻率信號。如果所述SHILO輸出I信號及Q正交信號，則所述I信號及所述Q信號驅動所述混頻器。如果所述SHILO不產生正交信號，則正交產生電路接收SHILO輸出信號，且從其產生驅動所述混頻器的I信號及Q信號。在一個有利方面中，在從所述本機振蕩器到所述SHILO的距離內傳送的所述信號的頻率低于局部地驅動所述混頻器的所述I信號及所述Q信號的頻率。與常規(guī)系統相比，減少在一定距離內傳送的所述信號的所述頻率可將LO信號分布系統的功率消耗減少50％以上。
文檔編號H03B27/00GK102474260SQ201080029940
公開日2012年5月23日 申請日期2010年7月1日 優(yōu)先權日2009年7月1日
發(fā)明者加法爾·薩沃, 樸東明 申請人:高通股份有限公司