專利名稱：一種寬帶正交雙模壓控振蕩器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明屬于射頻無線接收機集成電路技術領域，具體涉及一種應用于無線接收機 頻率綜合器中的寬帶正交雙模壓控振蕩器的設計?？捎糜跓o線廣播、通信和全球定位等技 術標準的射頻信號接收機芯片。
背景技術：
隨著技術的不斷發(fā)展，人們對無線廣播、通信和全球定位等方面的要求越來越高。 因此，能夠支持多種模式標準的無線接收機以及未來的軟件定義無線電和認知無線電將是 未來無線電發(fā)展的一個重要趨勢。為了實現(xiàn)這樣一種多模式的可重構接收機，設計一款寬 頻率范圍的高性能頻率綜合器是一個關鍵。通常寬帶頻率綜合器，都需要一個低相位噪聲、寬調諧范圍的電感電容壓控振蕩 器。但是，在滿足一定相位噪聲和功耗的前提下，傳統(tǒng)的單個電感電容壓控振蕩器的調諧范 圍是非常有限的。這樣的電感電容壓控振蕩器是無法滿足未來軟件定義無線電和認知無線 電的要求的。為了實現(xiàn)寬調諧范圍，可以用兩個工作在高低兩個不同頻段的壓控振蕩器來 覆蓋一個非常寬的調諧范圍。但是，這樣的一種架構需要壓控振蕩器工作在所需頻率的兩 倍頻率處，然后通過除二除法器來產生鏡像抑制接收機所需要的正交信號。由于高頻寬帶 除法器的使用，因此這種架構的頻率綜合器在高頻段需要消耗大量的功耗。另一方面，為了避免高頻寬帶除法器的使用，傳統(tǒng)的頻率綜合器通常會使用單邊 帶混頻器來進行上變頻操作。并用正交壓控振蕩器或者多相濾波器來提供單邊帶混頻器所 需要的正交信號。但是，這樣的方案存在如下問題正交壓控振蕩器的調諧范圍非常有限而 寬帶的多相濾波器的功耗又非常大。綜上所述，未來的多?？芍貥嬵l率綜合器需要一個寬調諧范圍、并且能給單邊帶 混頻器提供正交信號的高性能電感電容壓控振蕩器。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于提供一種具有寬調諧范圍的，能產生正交信號的雙工作模式的 電感電容壓控振蕩器的實現(xiàn)方式。本發(fā)明提供的這種的實現(xiàn)方式包括兩個分別工作在高低兩個不同頻段的電感電 容壓控振蕩器，同時這兩個頻段存在一定的交疊。當需要寬調諧范圍時，工作在高低不同頻 段的兩個振蕩器一起來覆蓋一個非常寬的調諧范圍。另一方面，當需要產生正交信號時，這 兩個振蕩器同時工作在它們的交疊頻段，通過晶體管耦合的方式來產生正交信號。這兩個 工作在高低不同頻段的壓控振蕩器具有如下相同的結構(1) 一個高品質因數(shù)的片上電感電容(LC)諧振器；(2) 一個用來對振蕩頻率進行微調的片上可變電容；(3) 一個由2個NMOS管交叉耦合連接而成的負阻產生器；(4)用于控制寬帶壓控振蕩調諧曲線的數(shù)字控制電容陣列和數(shù)字控制可變電容陣列；(5) 一個用來使壓控振蕩器調諧曲線線性化的可變電容陣列；(6) 一個正交耦合器，包括一條直接正交耦合路徑和一條交叉正交耦合路徑；(7)用來給有源器件提供偏置電流，且電流值可變的偏置電流源陣列；其中，片上電感電容諧振器用以提供振蕩器所需要的振蕩信號；交叉耦合的負阻 值晶體管并聯(lián)在諧振器兩端，為振蕩器提供振蕩所需要的能量；振蕩器的輸出頻率的粗調 諧和細調諧分別由同樣并聯(lián)在諧振腔兩端的數(shù)字控制電容陣列和數(shù)字控制可變電容陣列 來完成；為了產生正交模式下的正交差分信號，高低頻段兩個振蕩器的正交耦合管分別通 過交叉耦合和直接耦合，連接到振蕩器電路里來產生所需要的信號；為了實現(xiàn)對工作模式 的切換以及對振蕩器振蕩幅度的控制，交叉耦合的負阻值晶體管和正交耦合的正交晶體管 的電流都有電流源陣列來提供。


圖1本發(fā)明的寬帶正交雙模壓控振蕩器的結構示意圖。圖2數(shù)字控制電容陣列(DCCA)的單元結構。圖3具有線性化功能的可變電容結構。圖4壓控振蕩器A和B的調諧曲線。圖5數(shù)字控制可變電容陣列(DCVA)的單元結構。圖6相移網絡的結構。圖7正交模式下的振蕩曲線。圖中標號1為線性化可變電容陣列，2為數(shù)字控制電容陣列，3為數(shù)字控制可變電 容陣列，4為相位網絡。
具體實施例方式如圖1所示，為本發(fā)明的寬帶正交雙模壓控振蕩器。雙模壓控振蕩器由工作在高 頻段的壓控振蕩器A和工作在低頻段的壓控振蕩器B構成。其中，片上電感Ll (L2)以及連 在電感兩端中的寄生電容構成LC諧振腔。交叉耦合的負阻值晶體管Mn并聯(lián)在諧振腔兩端 來為振蕩器提供振蕩所需要的能量。振蕩器的輸出頻率的粗調諧和細調諧分別由同樣并聯(lián) 在諧振腔兩端的數(shù)字控制電容陣列1和數(shù)字控制可變電容陣列2來完成。另外，為了產生 正交模式下的正交差分信號，高低頻段兩個振蕩器的正交耦合管Mc分別通過交叉耦合和 直接耦合，連接到振蕩器電路里來產生所需要的信號。最后，為了實現(xiàn)對工作模式的切換以 及對振蕩器振蕩幅度的控制，交叉耦合的負阻值晶體管和正交耦合的正交晶體管的電流都 有電流源陣列來提供。由于雙模壓控振蕩器包括寬帶模式和正交模式，因此具體實施方式
也包括寬帶模 式的實現(xiàn)和正交模式的實現(xiàn)兩個方面。下面就分別從這兩個方面來具體論述。寬帶壓控振蕩器的設計主要涉及三個方面DCCA的使用；負阻管電流和柵極偏壓 的控制；線性化可變電容陣列的使用。首先，寬帶壓控振蕩器通過圖1中的數(shù)字控制電容陣 列將整個調諧范圍劃分為32條調諧曲線。通過這種方法，壓控振蕩器的增益大大減小，因 此VCO的相位噪聲以及頻率綜合器的雜散性能均得到了提高。數(shù)字控制電容陣列的單元結構如圖2所示，MIM電容Ca通過中間的由兩個NMOS構成的開關來控制，控制信號為Dn，并通 過由兩個PMOS構成的上拉管和兩個NMOS構成的下拉管提供一個偏置電平。另外，為了能 更好地在壓控振蕩器的性能和功耗間進行折中，壓控振蕩器中負阻管的電流和柵極電壓分 別受到尾電流源陣列和柵極偏壓Vbias的控制?？刂齐娏鞯拇笮∧苁箟嚎卣袷幤髟谝粋€寬的 調諧范圍內始終工作在電流受限區(qū)，而不至于進入電壓受限區(qū)或者由于電流太小而導致幅 度太小。柵極偏SVbias通過一個低通RC濾波器來提供，如圖1中的Rb和(；?？刂曝撟韫?的柵極偏壓能保證負阻管不會進入線性區(qū)去給諧振腔帶來而外的損耗，并且能在大振幅條 件下提高電流的利用效率。最后，由于傳統(tǒng)可變電容具有非線性的特點，因此其能將振蕩器 調制在幅度上的噪聲轉化為頻率調制的噪聲，從而惡化振蕩器的相位噪聲。本發(fā)明中，為了 提高相位噪聲性能，使用線性化的可變電容結構。如圖3所示，三個可變電容通過一個由電 阻R構成的分壓網絡被分別偏置在三個不同的偏置電壓，VDD, VDD/2和VSS上。通過這樣 一種可變電容的設計，壓控振蕩器的調諧曲線的線性度得到大大提高?？勺冸娙莸拇笮∮?Vtune控制，調諧曲線如圖4所示。與傳統(tǒng)的正交壓控振蕩器由兩個一模一樣的振蕩器構成不同，本發(fā)明中的兩個壓 控振蕩器并不是相同的。由于通過兩個振蕩器進行耦合的方式來產生正交信號的方法需要 兩個振蕩器的頻率和幅度都要一致，否則產生的正交信號的相位誤差就會非常大。因此，下 面論述如何保證兩個不同的振蕩器的頻率和幅度盡可能一致。壓控振蕩器的振蕩頻率為，
<formula>formula see original document page 5</formula>(1 )其中，Ctotjn為諧振腔的總電容，且Ct。t,n = Cp+Ca,n+Cv，Cp為總寄生電容，Ca,n為DCCA 總的電容值，Cv為可變電容容值。如采用傳統(tǒng)的二進制的MIM電容陣列結構，從(1)中可以看到，兩個調諧曲線間的 間隔將是不相等的，且會隨著電容容值的增加而減小。為了能使兩個壓控振蕩器的調諧曲 線一致，采用η個MIM開關電容來控制η條調諧曲線。通過對這η個MIM開關電容的仔細 設計，可以保證每個調諧曲線的間隔是相同的。另外，盡管每條調諧曲線間的間距相等了， 但是調諧曲線的斜率還是不相等，兩個振蕩器的調諧曲線還是存在很大差別。式(2)是壓 控振蕩器的增益或者調諧曲線的斜率，
<formula>formula see original document page 5</formula>傳統(tǒng)的壓控振蕩器都采用一個固定的可變電容來實現(xiàn)振蕩器的壓控功能，因此
dcv
(2)中的If是一個常量。那么，從式⑵中，不難發(fā)現(xiàn)當諧振腔中總的容值ct。t,n小的時
0vTUNE
候，即振蕩器的振蕩頻率高的時候，調諧曲線的斜率大；當諧振腔中總的容值Ct。t,n大的時 候，即振蕩器的振蕩頻率低的時候，調諧曲線的斜率小。為了抵消電容容值的變化對振蕩器 調諧曲線斜率的影響，本發(fā)明采用一個由控制信號0 控制的數(shù)字控制可變電容陣列(DCVA) 來對可變電容的大小進行調節(jié)。當Ct。t,n增大時，使更多的可變電容接入諧振腔；當Ct。t,n減 小時，減小可變電容接入諧振腔的數(shù)量。DCVA的單元結構圖如圖5所示。使用本發(fā)明中的DCCA和DCVA后的寬帶正交雙模振蕩器的調諧曲線如圖4所示。另外，盡管兩個壓控振蕩器的調諧曲線能做的比較接近，但是正交VCO對頻率的失配和幅度的失配還是非常敏感的。為了減低這種對失配的敏感，本發(fā)明采用了如圖6所 示的RC相移網絡。下面是耦合管的大信號等效跨導， Q _ 9m_Mc__1 +SRsCs_<formula>formula see original document page 6</formula>從式(3)中可以看到，只要采用合適的電阻和電容值，就能提供一個接近90°的 相移。這個90°的相移能大大降低正交VCO對頻率和幅度的失配的敏感性。最后，為了防止工藝偏差對性能的影響，如圖1中所示，使用一個由外部控制信號 Vtest來控制的可變電容來對振蕩器的頻率進行細調節(jié)。最終雙模VCO的調諧曲線如圖4所 示。正交模式下產生的正交信號(分別為I、Q兩路)如圖7所示。
權利要求
一種寬帶正交雙模壓控振蕩器，其特征在于，由工作在高低不同頻段的兩個壓控振蕩器構成，其中，每個壓控振蕩器均包括(1)一個高品質因數(shù)的片上電感電容諧振器；(2)一個用來對振蕩頻率進行微調的片上可變電容；(3)一個由2個NMOS管交叉耦合連接而成的負阻產生器；(4)用于控制寬帶壓控振蕩調諧曲線的數(shù)字控制電容陣列和數(shù)字控制可變電容陣列；(5)一個用來使壓控振蕩器調諧曲線線性化的可變電容陣列；(6)一個正交耦合器，包括一條直接正交耦合路徑和一條交叉正交耦合路徑；(7)用來給有源器件提供偏置電流，且電流值可變的偏置電流源陣列；其中，片上電感電容諧振器用以提供振蕩器所需要的振蕩信號；交叉耦合的負阻值晶體管并聯(lián)在諧振器兩端，為振蕩器提供振蕩所需要的能量；振蕩器的輸出頻率的粗調諧和細調諧分別由同樣并聯(lián)在諧振腔兩端的數(shù)字控制電容陣列和數(shù)字控制可變電容陣列來完成；高低頻段兩個振蕩器的正交耦合管分別通過交叉耦合和直接耦合，連接到振蕩器電路里來產生所需要的信號，以產生正交模式下的正交差分信號；交叉耦合的負阻值晶體管和正交耦合的正交晶體管的電流都有電流源陣列來提供，以實現(xiàn)對工作模式的切換以及對振蕩器振蕩幅度的控制。
2.根據(jù)權利要求1所述的壓控振蕩器，其特征在于根據(jù)外部的控制信號而分別工作在 雙VCO寬調諧范圍模式和正交VCO模式。
3.根據(jù)權利要求1所述的壓控振蕩器，其特征在于通過數(shù)字控制可變電容陣列和數(shù)字 控制電容陣列對VCO的調諧曲線進行控制，使兩個VCO在交疊頻段內的調諧曲線非常接近， 進而在正交耦合管的作用下產生質量較高的正交信號。
4.根據(jù)權利要求1所述的正交壓控振蕩器，其特征在于具有線性化功能的可變電容陣 列由偏置在三個偏置點的累積型MOS電容組成，偏置均由大阻值電阻進行隔離。
5.根據(jù)權利要求1所述的正交壓控振蕩器，其特征在于通過使用一個RC源級耦合結構 的相移網絡提高正交VCO的性能。
6.根據(jù)權利要求1所述的壓控振蕩器，其特征在于負阻管的偏置電流由電流源陣列組 成，并用開關控制其柵極電壓來控制其通斷，且受使能信號VC0A_EN和VC0B_EN的控制，使 得DMVCO能在壓控振蕩器A和壓控振蕩器B間進行切換。
7.根據(jù)權利要求1所述的壓控振蕩器，其特征在于耦合管的偏置電流由電流源陣列組 成，并用開關控制其柵極電壓來控制其通斷，且受正交使能信號IQ_EN的控制，使得VCO能 在寬帶和正交兩個不同工作模式間進行切換。
全文摘要
本發(fā)明屬于射頻無線接收機集成電路技術領域，具體涉及一種應用于無線接收機集成電路中的寬帶正交雙模壓控振蕩器。本發(fā)明使用兩個分別工作在高低兩個相鄰頻段的寬帶壓控振蕩器來覆蓋一個非常寬的頻率范圍；將這兩個振蕩器在它們的重疊頻段進行耦合，使得這兩個振蕩器在它們的重疊頻段產生正交信號。通過這種設計，這兩個分別工作在高低兩個相鄰頻段的寬帶壓控振蕩器既能合起來覆蓋一個非常寬的頻率范圍，又能在重疊頻段像正交壓控振蕩器那樣工作，產生所需要的正交信號。這樣一種能工作在寬帶模式和正交模式兩種模式下的雙模壓控振蕩器，具有非常高的可重構性，適用于具有軟件定義功能的多?？芍貥嬵l率綜合器。
文檔編號H03B5/32GK101820250SQ20101014827
公開日2010年9月1日 申請日期2010年4月15日 優(yōu)先權日2010年4月15日
發(fā)明者任俊彥, 周謹, 李寧, 李巍, 黃德平 申請人:復旦大學